JPH06303776A - 電源装置 - Google Patents
電源装置Info
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- JPH06303776A JPH06303776A JP5088332A JP8833293A JPH06303776A JP H06303776 A JPH06303776 A JP H06303776A JP 5088332 A JP5088332 A JP 5088332A JP 8833293 A JP8833293 A JP 8833293A JP H06303776 A JPH06303776 A JP H06303776A
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- capacitor
- circuit
- output
- inverter circuit
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Abstract
(57)【要約】
【目的】電源電圧変動補正のための制御幅を小さくする
ことができる電源装置を提供するにある。 【構成】インバータ回路１は、全波整流器ＤＢからの脈
流電圧が印加され、またこの脈流電圧が低い時、略一定
化されたコンデンサＣ0 の電圧が放電用ダイオードＤ0
を介して印加されて動作する。またインバータ回路１の
制御回路３はコンデンサＣ0 の電圧を略一定化する一定
化回路４からの出力を受けて動作する。充電回路５はイ
ンバータ回路１の出力に応じて、コンデンサＣ0 の電圧
変動分を補正した出力で前記コンデンサＣ0 を充電す
る。
ことができる電源装置を提供するにある。 【構成】インバータ回路１は、全波整流器ＤＢからの脈
流電圧が印加され、またこの脈流電圧が低い時、略一定
化されたコンデンサＣ0 の電圧が放電用ダイオードＤ0
を介して印加されて動作する。またインバータ回路１の
制御回路３はコンデンサＣ0 の電圧を略一定化する一定
化回路４からの出力を受けて動作する。充電回路５はイ
ンバータ回路１の出力に応じて、コンデンサＣ0 の電圧
変動分を補正した出力で前記コンデンサＣ0 を充電す
る。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、交流電源からの交流入
力電圧を直流電圧に変換し、この直流電圧をインバータ
回路で高周波に変換して負荷に供給する電源装置に関す
るものである。
力電圧を直流電圧に変換し、この直流電圧をインバータ
回路で高周波に変換して負荷に供給する電源装置に関す
るものである。
【０００２】
【従来の技術】従来、例えばインバータ回路からなる高
周波点灯装置を駆動するために、交流電源からの交流入
力電圧を整流平滑して直流電圧に変換し、この直流電圧
をインバータ回路に供給する電源装置が広く用いられて
いる。この電源装置の課題は、交流入力電圧が変動した
場合にどれだけ負荷の変動を抑えることができるか、即
ち電源電圧変動特性にある。
周波点灯装置を駆動するために、交流電源からの交流入
力電圧を整流平滑して直流電圧に変換し、この直流電圧
をインバータ回路に供給する電源装置が広く用いられて
いる。この電源装置の課題は、交流入力電圧が変動した
場合にどれだけ負荷の変動を抑えることができるか、即
ち電源電圧変動特性にある。
【０００３】その対策として考えられた方法は大別して
フィードフォワード制御方式、フィードバック制御
方式がある。図９はフィードフォワード制御方式を用い
た蛍光灯高周波点灯装置の回路を示しており、この図示
例では交流電源ＡＣの入力電圧を全波整流器ＤＢと平滑
コンデンサＣ1 とで整流平滑して直流電圧を得てインバ
ータ回路１へ印加するようになっている。
フィードフォワード制御方式、フィードバック制御
方式がある。図９はフィードフォワード制御方式を用い
た蛍光灯高周波点灯装置の回路を示しており、この図示
例では交流電源ＡＣの入力電圧を全波整流器ＤＢと平滑
コンデンサＣ1 とで整流平滑して直流電圧を得てインバ
ータ回路１へ印加するようになっている。
【０００４】インバータ回路１のトランジスタＱ1 ，Ｑ
2 は夫々駆動回路２ａ，２ｂの駆動信号によりオン／オ
フを繰り返して高周波電力を、チョークＬ、コンデンサ
Ｃ3より成るＬＣ共振系を含む負荷回路に供給する。負
荷回路には高周波電力で点灯する蛍光灯Ｌａが含まれ、
コンデンサＣ3 は蛍光灯Ｌａの予熱用コンデンサを兼用
している。コンデンサＣ2 は直流分用カット用コンデン
サであり、このコンデンサＣ2 の容量とコンデンサＣ3
の容量との関係は、Ｃ2 ≫Ｃ3 となっている。ダイオー
ドＤ1 、Ｄ2 は帰還用ダイオードである。
2 は夫々駆動回路２ａ，２ｂの駆動信号によりオン／オ
フを繰り返して高周波電力を、チョークＬ、コンデンサ
Ｃ3より成るＬＣ共振系を含む負荷回路に供給する。負
荷回路には高周波電力で点灯する蛍光灯Ｌａが含まれ、
コンデンサＣ3 は蛍光灯Ｌａの予熱用コンデンサを兼用
している。コンデンサＣ2 は直流分用カット用コンデン
サであり、このコンデンサＣ2 の容量とコンデンサＣ3
の容量との関係は、Ｃ2 ≫Ｃ3 となっている。ダイオー
ドＤ1 、Ｄ2 は帰還用ダイオードである。
【０００５】制御回路３は平滑用コンデンサＣ1 の電
圧、即ち交流電源電圧の変動を検出して、その変動を補
正する方向にインバータ回路１の動作周波数を制御す
る。駆動回路２ａ，２ｂは制御回路３の信号によりトラ
ンジスタＱ1 、Ｑ2 を駆動する信号を出力する。ここで
制御回路３は例えば電源電圧が低下すれば、ＬＣ共振電
流が増加するように共振周波数に近づける方向にインバ
ータ回路１の発振周波数を制御する。
圧、即ち交流電源電圧の変動を検出して、その変動を補
正する方向にインバータ回路１の動作周波数を制御す
る。駆動回路２ａ，２ｂは制御回路３の信号によりトラ
ンジスタＱ1 、Ｑ2 を駆動する信号を出力する。ここで
制御回路３は例えば電源電圧が低下すれば、ＬＣ共振電
流が増加するように共振周波数に近づける方向にインバ
ータ回路１の発振周波数を制御する。
【０００６】図１０は動作周波数ｆ1 が共振周波数ｆ0
より高い方にあるので、より低い周波数ｆ2 へ制御する
場合を示しており、この場合ＬＣ共振電流がｉ1 からｉ
2 へ増加している。図１０はフィードバック制御方式を
用いた蛍光灯高周波点灯装置の回路図であり、この図示
例では制御回路３が蛍光灯Ｌａの一端の電圧を検出し
て、電源電圧変動に従う負荷電圧変動を補正する方向に
インバータ回路１の発振周波数を制御する。例えば負荷
電圧が上昇すれば負荷電流が低下する（蛍光灯は負抵抗
特性であるため）。そのため発振周波数を共振周波数に
近づけて共振電流を増加させる。
より高い方にあるので、より低い周波数ｆ2 へ制御する
場合を示しており、この場合ＬＣ共振電流がｉ1 からｉ
2 へ増加している。図１０はフィードバック制御方式を
用いた蛍光灯高周波点灯装置の回路図であり、この図示
例では制御回路３が蛍光灯Ｌａの一端の電圧を検出し
て、電源電圧変動に従う負荷電圧変動を補正する方向に
インバータ回路１の発振周波数を制御する。例えば負荷
電圧が上昇すれば負荷電流が低下する（蛍光灯は負抵抗
特性であるため）。そのため発振周波数を共振周波数に
近づけて共振電流を増加させる。
【０００７】このフィードバック制御方式はフィードフ
ォワード制御方式と比較して、電源電圧変動だけでな
く、インバータ回路１、負荷回路のＬＣ共振系を構成す
る各部品のばらつきや、周囲温度特性による負荷変動に
対しても補正する働きがあるが、一方でフィードフォワ
ード制御方式と比較して、電源電圧変動に対する補正制
御動作が遅れてしまう短所があり、この遅れにより蛍光
灯の場合はちらつき現象が生じたり、不点現象が生じる
ことがある。
ォワード制御方式と比較して、電源電圧変動だけでな
く、インバータ回路１、負荷回路のＬＣ共振系を構成す
る各部品のばらつきや、周囲温度特性による負荷変動に
対しても補正する働きがあるが、一方でフィードフォワ
ード制御方式と比較して、電源電圧変動に対する補正制
御動作が遅れてしまう短所があり、この遅れにより蛍光
灯の場合はちらつき現象が生じたり、不点現象が生じる
ことがある。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】上述のようにフィード
フォワード制御方式、フィードバック制御方式の何れに
も長所と短所があるが、両方式の共通の問題点はインバ
ータ回路１の発振周波数を急変させることによる各部品
に対して過度状態でストレスが加わることにある。特に
スイッチング素子であるトランジスタＱ1 、Ｑ2 が同時
オンする現象等が発生して最大印加電圧や最大印加電流
をオーバする電圧、電流が印加され、素子の劣化、破壊
が発生するという問題がある。また共振周波数付近の周
波数変動は大きな共振電流（共振電圧）変動を引き起こ
してしまうため、制御精度を高める必要がある。
フォワード制御方式、フィードバック制御方式の何れに
も長所と短所があるが、両方式の共通の問題点はインバ
ータ回路１の発振周波数を急変させることによる各部品
に対して過度状態でストレスが加わることにある。特に
スイッチング素子であるトランジスタＱ1 、Ｑ2 が同時
オンする現象等が発生して最大印加電圧や最大印加電流
をオーバする電圧、電流が印加され、素子の劣化、破壊
が発生するという問題がある。また共振周波数付近の周
波数変動は大きな共振電流（共振電圧）変動を引き起こ
してしまうため、制御精度を高める必要がある。
【０００９】本発明は上記の問題点に鑑みて為されたも
ので、その目的とするところは電源電圧変動補正のため
の制御幅を小さくすることができる電源装置を提供する
にある。
ので、その目的とするところは電源電圧変動補正のため
の制御幅を小さくすることができる電源装置を提供する
にある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明は、上述の目的を
達成するために、交流電源からの交流入力電圧を全波整
流する全波整流器と、全波整流器の出力に接続され、負
荷及びＬＣ共振系を含む負荷回路を備えるインバータ回
路と、前記全波整流器の出力電圧が両端電圧より低くな
れば前記インバータ回路に直流電力を放電用ダイオード
を介して供給するコンデンサと、前記コンデンサの両端
電圧を略一定化する一定化手段と、前記一定化手段から
の出力を受けて前記インバータ回路の出力を制御する制
御手段と、前記インバータ回路の出力に応じて前記コン
デンサを充電する充電手段とを備え、上記充電手段は前
記コンデンサの電圧変動分を補正した出力で前記コンデ
ンサに充電する。
達成するために、交流電源からの交流入力電圧を全波整
流する全波整流器と、全波整流器の出力に接続され、負
荷及びＬＣ共振系を含む負荷回路を備えるインバータ回
路と、前記全波整流器の出力電圧が両端電圧より低くな
れば前記インバータ回路に直流電力を放電用ダイオード
を介して供給するコンデンサと、前記コンデンサの両端
電圧を略一定化する一定化手段と、前記一定化手段から
の出力を受けて前記インバータ回路の出力を制御する制
御手段と、前記インバータ回路の出力に応じて前記コン
デンサを充電する充電手段とを備え、上記充電手段は前
記コンデンサの電圧変動分を補正した出力で前記コンデ
ンサに充電する。
【００１１】
【作用】本発明によれば、全波整流器から出力される電
圧が低い期間中、両端電圧が一定化手段で略一定化され
たコンデンサから放電用ダイオードを通じて直流電力を
インバータ回路に与えることができ、結果交流電源の電
圧変動に対して交流電源電圧の高い期間での変動分だけ
が負荷変動に影響を与えることになるため、補正のため
の制御幅も従来と比較して小さくすみ、また各部品に与
えるストレスが小さくなり、信頼性が向上する。
圧が低い期間中、両端電圧が一定化手段で略一定化され
たコンデンサから放電用ダイオードを通じて直流電力を
インバータ回路に与えることができ、結果交流電源の電
圧変動に対して交流電源電圧の高い期間での変動分だけ
が負荷変動に影響を与えることになるため、補正のため
の制御幅も従来と比較して小さくすみ、また各部品に与
えるストレスが小さくなり、信頼性が向上する。
【００１２】更にコンデンサの電圧はインバータ回路の
出力電流と略比例するため、コンデンサ電圧を略一定化
する制御を行うことは、従来のフィードバック制御と同
様に負荷に供給される高周波電力を一定化する制御とな
って、電源電圧変動だけでなく、各部品のばらつきや周
囲温度特性を補正することができる。
出力電流と略比例するため、コンデンサ電圧を略一定化
する制御を行うことは、従来のフィードバック制御と同
様に負荷に供給される高周波電力を一定化する制御とな
って、電源電圧変動だけでなく、各部品のばらつきや周
囲温度特性を補正することができる。
【００１３】
【実施例】以下、本発明の実施例を図面を参照して説明
する。 （実施例１）本実施例は図１に示すように、交流電源Ａ
Ｃからの交流入力電圧を全波整流する全波整流器ＤＢ
と、全波整流器ＤＢの出力に接続され、蛍光灯ＬａとＬ
Ｃ共振系を含む負荷回路を備えるインバータ回路１と、
前記インバータ回路１に直流電流を供給するためのコン
デンサＣ0 と、前記コンデンサＣ0 の電圧を略一定化す
る一定化回路４と、前記一定化回路４からの出力を受け
て前記インバータ回路１の出力を制御する制御回路３
と、前記インバータ回路１の出力に応じて前記コンデン
サＣ0 を充電する充電回路５と、前記コンデンサＣ0 か
ら前記インバータ回路１に直流電力を供給するための放
電用ダイオードＤ0 とを備え、上記充電回路５は前記コ
ンデンサＣ0 の電圧変動分を補正した出力で前記コンデ
ンサＣ0 を充電するようになっている。
する。 （実施例１）本実施例は図１に示すように、交流電源Ａ
Ｃからの交流入力電圧を全波整流する全波整流器ＤＢ
と、全波整流器ＤＢの出力に接続され、蛍光灯ＬａとＬ
Ｃ共振系を含む負荷回路を備えるインバータ回路１と、
前記インバータ回路１に直流電流を供給するためのコン
デンサＣ0 と、前記コンデンサＣ0 の電圧を略一定化す
る一定化回路４と、前記一定化回路４からの出力を受け
て前記インバータ回路１の出力を制御する制御回路３
と、前記インバータ回路１の出力に応じて前記コンデン
サＣ0 を充電する充電回路５と、前記コンデンサＣ0 か
ら前記インバータ回路１に直流電力を供給するための放
電用ダイオードＤ0 とを備え、上記充電回路５は前記コ
ンデンサＣ0 の電圧変動分を補正した出力で前記コンデ
ンサＣ0 を充電するようになっている。
【００１４】図２は図１をより具体的に示した回路構成
図であり、インバータ回路１の基本的な回路構成及び動
作は図７の従来例と同じであるが、ダイオードブリッジ
からなる全波整流器ＤＢの出力端間には放電用ダイオー
ドＤ0 を介してコンデンサＣ 0 を接続し、蛍光灯Ｌａと
チョークＬとの接続点と、コンデンサＣ0 と放電用ダイ
オードＤ0 との接続点との間にはダイオードＤ3 からな
る充電回路５を接続している。そして全波整流器ＤＢか
ら出力される脈流電圧がコンデンサＣ0 の両端電圧より
低い期間において、ダイオードＤ0 を介してコンデンサ
Ｃ0 の電圧をインバータ回路１のトランジスタＱ1 、Ｑ
2 の両端に印加してインバータ回路１に直流電力を供給
するようになっている。
図であり、インバータ回路１の基本的な回路構成及び動
作は図７の従来例と同じであるが、ダイオードブリッジ
からなる全波整流器ＤＢの出力端間には放電用ダイオー
ドＤ0 を介してコンデンサＣ 0 を接続し、蛍光灯Ｌａと
チョークＬとの接続点と、コンデンサＣ0 と放電用ダイ
オードＤ0 との接続点との間にはダイオードＤ3 からな
る充電回路５を接続している。そして全波整流器ＤＢか
ら出力される脈流電圧がコンデンサＣ0 の両端電圧より
低い期間において、ダイオードＤ0 を介してコンデンサ
Ｃ0 の電圧をインバータ回路１のトランジスタＱ1 、Ｑ
2 の両端に印加してインバータ回路１に直流電力を供給
するようになっている。
【００１５】また制御回路３はコンデンサＣ0 の電圧α
に応じてインバータ回路１の発振周波数を制御するよう
に駆動回路２ａ，２ｂに制御信号β、γを与えるように
なっている。図３は制御回路３の具体回路例を示してお
り、この具体回路では前記電圧αにに応じた充電電流が
抵抗Ｒ17を介してコンデンサＣ11に流れてコンデンサＣ
11を充電する。コンデンサＣ11の充電電流は前記電圧α
が高ければ増加し、前記電圧αが低ければ低下する。
に応じてインバータ回路１の発振周波数を制御するよう
に駆動回路２ａ，２ｂに制御信号β、γを与えるように
なっている。図３は制御回路３の具体回路例を示してお
り、この具体回路では前記電圧αにに応じた充電電流が
抵抗Ｒ17を介してコンデンサＣ11に流れてコンデンサＣ
11を充電する。コンデンサＣ11の充電電流は前記電圧α
が高ければ増加し、前記電圧αが低ければ低下する。
【００１６】図４（ａ）に示すコンデンサＣ11の電圧ii
i と、制御回路３に与えられる制御電源電圧Ｖccを抵抗
Ｒ15とＲ16とで分圧して得られる分圧電圧ｉとはコンパ
レータＩＣ1 により比較され、分圧電圧ｉをコンデンサ
Ｃ11の電圧iii が越えると、図４（ｂ）に示すコンパレ
ータＩＣ1 の出力iVでトランジスタＱ11をオンし、コン
デンサＣ11の電荷を放電するようになっている。従って
電圧αが高ければコンデンサＣ11の充放電周期が短くな
り、周波数が高くなる。
i と、制御回路３に与えられる制御電源電圧Ｖccを抵抗
Ｒ15とＲ16とで分圧して得られる分圧電圧ｉとはコンパ
レータＩＣ1 により比較され、分圧電圧ｉをコンデンサ
Ｃ11の電圧iii が越えると、図４（ｂ）に示すコンパレ
ータＩＣ1 の出力iVでトランジスタＱ11をオンし、コン
デンサＣ11の電荷を放電するようになっている。従って
電圧αが高ければコンデンサＣ11の充放電周期が短くな
り、周波数が高くなる。
【００１７】コンパレータＩＣ2 は、コンデンサＣ11の
電圧iii と、上記抵抗Ｒ16とＲ16で分圧して得られた分
圧電圧を更に抵抗Ｒ13、Ｒ14で１／２に分圧した電圧ii
とを比較して、図４（ｃ）に示すオンデュティが５０％
の制御信号βを得るようになっている。制御信号γは制
御信号βをノットゲートＩＣ3 で反転して得たものであ
る。
電圧iii と、上記抵抗Ｒ16とＲ16で分圧して得られた分
圧電圧を更に抵抗Ｒ13、Ｒ14で１／２に分圧した電圧ii
とを比較して、図４（ｃ）に示すオンデュティが５０％
の制御信号βを得るようになっている。制御信号γは制
御信号βをノットゲートＩＣ3 で反転して得たものであ
る。
【００１８】次に本実施例の全体の動作を説明する。ま
ずインバータ回路１は全波整流器ＤＢの整流出力電圧又
はコンデンサＣ1 の充電電圧を電源としてトランジスタ
Ｑ1 ，Ｑ2 を交互にオン／オフして、ハーフブリッジ型
インバータの動作を為し、蛍光灯Ｌａに高周波電力を供
給する。 つまりトランジスタＱ1 がオンすると、トラ
ンジスタＱ1 、チョークＬ、蛍光灯ＬａとコンデンサＣ
3 の並列回路、コンデンサＣ2 を介して電流が流れ、ト
ランジスタＱ2 がオンすると、コンデンサＣ2 、蛍光灯
ＬａとコンデンサＣ3 、チョークＬ、トランジスタＱ2
を介して電流が流れ、蛍光灯Ｌａにはトランジスタ
Ｑ1，Ｑ2 のスイッチング周波数の高周波電力が供給さ
れる。
ずインバータ回路１は全波整流器ＤＢの整流出力電圧又
はコンデンサＣ1 の充電電圧を電源としてトランジスタ
Ｑ1 ，Ｑ2 を交互にオン／オフして、ハーフブリッジ型
インバータの動作を為し、蛍光灯Ｌａに高周波電力を供
給する。 つまりトランジスタＱ1 がオンすると、トラ
ンジスタＱ1 、チョークＬ、蛍光灯ＬａとコンデンサＣ
3 の並列回路、コンデンサＣ2 を介して電流が流れ、ト
ランジスタＱ2 がオンすると、コンデンサＣ2 、蛍光灯
ＬａとコンデンサＣ3 、チョークＬ、トランジスタＱ2
を介して電流が流れ、蛍光灯Ｌａにはトランジスタ
Ｑ1，Ｑ2 のスイッチング周波数の高周波電力が供給さ
れる。
【００１９】尚コンデンサＣ3 とチョークＬはＬＣ直列
共振回路を構成し、共振作用によりコンデンサＣ3 の両
端に生じた電圧が蛍光灯Ｌａに印加される。従ってスス
イッチング周波数を制御することにより、蛍光灯Ｌａへ
の印加電圧を制御することができる。また直流成分阻止
用のコンデンサＣ2 は共振用のコンデンサＣ3 に比べて
容量を十分に大きくしてある。
共振回路を構成し、共振作用によりコンデンサＣ3 の両
端に生じた電圧が蛍光灯Ｌａに印加される。従ってスス
イッチング周波数を制御することにより、蛍光灯Ｌａへ
の印加電圧を制御することができる。また直流成分阻止
用のコンデンサＣ2 は共振用のコンデンサＣ3 に比べて
容量を十分に大きくしてある。
【００２０】一方コンデンサＣ0 は、交流電源ＡＣの電
圧が十分に高い期間でトランジスタＱ1 がオンされた時
に、チョークＬ、ダイオードＤ3 を介して充電される。
ここでＬＣ共振電流の一部がコンデンサＣ0 に充電され
るため、インバータ回路１の電源電圧、スイッチング周
波数、共振系を構成するチョークＬ、コンデンサＣ3の
部品ばらつき、トランジスタＱ1 ，Ｑ2 のスイッチング
性能ばらつきを含めたインバータ回路１の出力電流と、
コンデンサＣ0 の電圧とには相関関係がある。従ってコ
ンデンサＣ0 の電圧αを制御回路３で検出して周波数を
補正する方向に制御することによりフィードバック制御
が可能となる。よって、コンデンサＣ0の電圧を一定化
することで、蛍光灯Ｌａに流れるランプ電流を一定化で
きる。つまり制御回路３を用いたフードバック制御系の
回路が一定化回路を構成する。
圧が十分に高い期間でトランジスタＱ1 がオンされた時
に、チョークＬ、ダイオードＤ3 を介して充電される。
ここでＬＣ共振電流の一部がコンデンサＣ0 に充電され
るため、インバータ回路１の電源電圧、スイッチング周
波数、共振系を構成するチョークＬ、コンデンサＣ3の
部品ばらつき、トランジスタＱ1 ，Ｑ2 のスイッチング
性能ばらつきを含めたインバータ回路１の出力電流と、
コンデンサＣ0 の電圧とには相関関係がある。従ってコ
ンデンサＣ0 の電圧αを制御回路３で検出して周波数を
補正する方向に制御することによりフィードバック制御
が可能となる。よって、コンデンサＣ0の電圧を一定化
することで、蛍光灯Ｌａに流れるランプ電流を一定化で
きる。つまり制御回路３を用いたフードバック制御系の
回路が一定化回路を構成する。
【００２１】次に全波整流器ＤＢの出力脈流電圧が低い
期間では、コンデンサＣ0 の両端電圧が放電用ダイオー
ドＤ0 を介してインバータ回路１の入力端（トランジス
タＱ 1 ，Ｑ2 の直列回路の両端）に印加される。ここで
図５（ａ）に示す交流電源ＡＣの電圧が矢印で示すよう
に低下しても、図５（ｂ）に示すインバータ回路１の入
力電圧の谷部、つまりコンデンサＣ0 に印加される電圧
は直ぐに低下するわけでなく、インバータ回路１の入力
電圧の山部の低下分のみがインバータ回路１の動作に影
響を与える。この低下分でインバータ共振電流が減少し
てコンデンサＣ0 の両端電圧が図３（ｃ）に示すように
低下するが、この低下幅は極小さいものである。
期間では、コンデンサＣ0 の両端電圧が放電用ダイオー
ドＤ0 を介してインバータ回路１の入力端（トランジス
タＱ 1 ，Ｑ2 の直列回路の両端）に印加される。ここで
図５（ａ）に示す交流電源ＡＣの電圧が矢印で示すよう
に低下しても、図５（ｂ）に示すインバータ回路１の入
力電圧の谷部、つまりコンデンサＣ0 に印加される電圧
は直ぐに低下するわけでなく、インバータ回路１の入力
電圧の山部の低下分のみがインバータ回路１の動作に影
響を与える。この低下分でインバータ共振電流が減少し
てコンデンサＣ0 の両端電圧が図３（ｃ）に示すように
低下するが、この低下幅は極小さいものである。
【００２２】このコンデンサＣ0 の低下分を補正するた
めに制御回路３は発振周波数を下げ（共振周波数に近づ
ける）、図５（ｄ）に示すようにコンデンサＣ0 の電圧
を元のレベルに戻す。この戻す幅、つまり制御幅は従来
例の場合に比べて小さくなるのである。 （実施例２）図６は本実施例の回路を示しており、本実
施例では実施例１におけるインバータ回路１のトランジ
スタＱ1 とダイオードＤ1 の代わりにコンデンサＣ4 と
チョークＬ2 のＬＣ並列共振回路を接続してインバータ
回路１の構成をハーフブリッジ型から一石型に変更した
ものであり、トランジスタＱ1 とダイオードＤ1 の代わ
りにコンデンサＣ4 とチョークＬ2 のＬＣ並列共振回路
を接続したものである。制御回路３の動作は基本的には
実施例１と同じであるため、説明は省略する。
めに制御回路３は発振周波数を下げ（共振周波数に近づ
ける）、図５（ｄ）に示すようにコンデンサＣ0 の電圧
を元のレベルに戻す。この戻す幅、つまり制御幅は従来
例の場合に比べて小さくなるのである。 （実施例２）図６は本実施例の回路を示しており、本実
施例では実施例１におけるインバータ回路１のトランジ
スタＱ1 とダイオードＤ1 の代わりにコンデンサＣ4 と
チョークＬ2 のＬＣ並列共振回路を接続してインバータ
回路１の構成をハーフブリッジ型から一石型に変更した
ものであり、トランジスタＱ1 とダイオードＤ1 の代わ
りにコンデンサＣ4 とチョークＬ2 のＬＣ並列共振回路
を接続したものである。制御回路３の動作は基本的には
実施例１と同じであるため、説明は省略する。
【００２３】（実施例３）図７は本実施例の回路を示し
ており、本実施例はチョークＬ1 の挿入位置をコンデン
サＣ2 と蛍光灯Ｌａとの間にしたものであり、基本的に
は実施例１と同じであるため、動作説明は省略する。
ており、本実施例はチョークＬ1 の挿入位置をコンデン
サＣ2 と蛍光灯Ｌａとの間にしたものであり、基本的に
は実施例１と同じであるため、動作説明は省略する。
【００２４】
【発明の効果】本発明は、交流電源からの交流入力電圧
を全波整流する全波整流器と、全波整流器の出力に接続
され、負荷及びＬＣ共振系を含む負荷回路を備えるイン
バータ回路と、前記全波整流器の出力電圧が両端電圧よ
り低くなれば前記インバータ回路に直流電力を放電用ダ
イオードを介して供給するコンデンサと、前記コンデン
サの両端電圧を略一定化する一定化手段と、前記一定化
手段からの出力を受けて前記インバータ回路の出力を制
御する制御手段と、前記インバータ回路の出力に応じて
前記コンデンサを充電する充電手段とを備え、上記充電
手段は前記コンデンサの電圧変動分を補正した出力で前
記コンデンサに充電するので、全波整流器から出力され
る脈流電圧がコンデンサの電圧より低い時に放電用ダイ
オードを介して、略一定化されたコンデンサの電圧をイ
ンバータ回路に印加することができ、そのため交流電源
の電圧変動に対して交流電源電圧の高い期間での変動分
だけが、負荷変動に影響を与えることになり、結果補正
のための制御幅も従来と比較して小さくすむ為、その結
果各部品に与えるストレスが小さくなり、信頼性が向上
するという効果があり、またコンデンサの電圧がインバ
ータ回路の出力電流と略比例するため、コンデンサ電圧
を略一定化する制御を行うことにより従来のフィードバ
ック制御と同様に負荷に供給される高周波電力を一定化
制御することができ、そのため電源電圧変動だけでな
く、各部品のばらつきや周囲温度特性を補正することが
できるという効果があり、特に蛍光灯等の点灯装置に用
いる場合、短期間の大きな電源電圧変動（低下）が起き
ても蛍光灯の立ち消え等を防止することができるという
効果がある。
を全波整流する全波整流器と、全波整流器の出力に接続
され、負荷及びＬＣ共振系を含む負荷回路を備えるイン
バータ回路と、前記全波整流器の出力電圧が両端電圧よ
り低くなれば前記インバータ回路に直流電力を放電用ダ
イオードを介して供給するコンデンサと、前記コンデン
サの両端電圧を略一定化する一定化手段と、前記一定化
手段からの出力を受けて前記インバータ回路の出力を制
御する制御手段と、前記インバータ回路の出力に応じて
前記コンデンサを充電する充電手段とを備え、上記充電
手段は前記コンデンサの電圧変動分を補正した出力で前
記コンデンサに充電するので、全波整流器から出力され
る脈流電圧がコンデンサの電圧より低い時に放電用ダイ
オードを介して、略一定化されたコンデンサの電圧をイ
ンバータ回路に印加することができ、そのため交流電源
の電圧変動に対して交流電源電圧の高い期間での変動分
だけが、負荷変動に影響を与えることになり、結果補正
のための制御幅も従来と比較して小さくすむ為、その結
果各部品に与えるストレスが小さくなり、信頼性が向上
するという効果があり、またコンデンサの電圧がインバ
ータ回路の出力電流と略比例するため、コンデンサ電圧
を略一定化する制御を行うことにより従来のフィードバ
ック制御と同様に負荷に供給される高周波電力を一定化
制御することができ、そのため電源電圧変動だけでな
く、各部品のばらつきや周囲温度特性を補正することが
できるという効果があり、特に蛍光灯等の点灯装置に用
いる場合、短期間の大きな電源電圧変動（低下）が起き
ても蛍光灯の立ち消え等を防止することができるという
効果がある。
【図１】本発明の実施例１の回路構成図である。
【図２】同上の具体的回路構成図である。
【図３】同上の制御回路の具体回路図である。
【図４】同上の制御回路の動作説明図である。
【図５】同上の動作説明図である。
【図６】本発明の実施例２の回路構成図である。
【図７】本発明の実施例３の回路構成図である。
【図８】従来例の回路構成図である。
【図９】同上の動作説明図である。
【図１０】別の従来例の回路構成図である。
ＡＣ 交流電源 ＤＢ ダイオードブリッジ Ｃ0 コンデンサ Ｄ0 放電用ダイオード １ インバータ回路 ３ 制御回路 ５ 充電回路 Ｌａ 蛍光灯
Claims (1)
- 【請求項１】交流電源からの交流入力電圧を全波整流す
る全波整流器と、全波整流器の出力に接続され、負荷及
びＬＣ共振系を含む負荷回路を備えるインバータ回路
と、前記全波整流器の出力電圧が両端電圧より低くなれ
ば前記インバータ回路に直流電力を放電用ダイオードを
介して供給するコンデンサと、前記コンデンサの両端電
圧を略一定化する一定化手段と、前記一定化手段からの
出力を受けて前記インバータ回路の出力を制御する制御
手段と、前記インバータ回路の出力に応じて前記コンデ
ンサを充電する充電手段とを備え、上記充電手段は前記
コンデンサの電圧変動分を補正した出力で前記コンデン
サに充電することを特徴とする電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5088332A JPH06303776A (ja) | 1993-04-15 | 1993-04-15 | 電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5088332A JPH06303776A (ja) | 1993-04-15 | 1993-04-15 | 電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06303776A true JPH06303776A (ja) | 1994-10-28 |
Family
ID=13939926
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5088332A Withdrawn JPH06303776A (ja) | 1993-04-15 | 1993-04-15 | 電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06303776A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011229365A (ja) * | 2010-03-30 | 2011-11-10 | Daihen Corp | 高周波電源装置 |
-
1993
- 1993-04-15 JP JP5088332A patent/JPH06303776A/ja not_active Withdrawn
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011229365A (ja) * | 2010-03-30 | 2011-11-10 | Daihen Corp | 高周波電源装置 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20000704 |