JPH0318568A - 流体圧エレベータ制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ この発明は、サブマージ方式の流体圧エレベータの制御
装置に関し、特に速度検出器を用いずに高精度の制御を
可能にした流体圧エレベータ制御装置に関するものであ
る。

「従来の技術］ 従来より、油圧等を用いた流体圧エレベータの速度制御
装置としては、流量制御弁による制御方式、ボンブ制御
方式及び電動機回転数制御方式等の制御方式が適用され
ている。

このうち、流量制御弁による制御方式は、エレベータの
上昇時においては、圧油送受用の電動機を定回転させて
油圧ポンプから吐出される一定量の圧油をタンクに戻し
ておき、起動指令が発生したときに、タンクへ戻す圧油
量を流量制御弁で調節してエレベータかごの速度を制御
し、下降時においては、エレベータがごの自重による降
下を流量制御弁で調節して速度を制御するものである。

この制御方式は、上昇時には余分な圧油を循環させ、又
、下降時には位置エネルギを圧油の発熱によって消費す
るので、エネルギロスが大きく圧油の温度上昇が大きく
なってしまう． これに対し、ポンプ制御方式及び電動機回転数制御方式
は、上昇時には必要量の圧抽のみを送り、下降時には電
動機を回生制動させることにより上記エネルギロスを抑
制したものである。しがし、このうち、ボンブ制御方式
は、可変容量形ボングを用いてその吐出量を制御するも
のであり、制御装置及びボンブの楕造が複雑となり高価
になってしまう． 一方、電動機回転数制御方式は、可変電圧可変周波数（
Ｖ　Ｖ　Ｖ　Ｆ　）インバータを用いて誘導電動機を広
範囲に回転数制御するものであり、定吐出形ポンプを用
いてその吐出量を誘導電動機の回転数を変えることによ
って制御できるので、安価で且つ信頼性が高い。

第３図は、例えば特開昭６０−２４８５７６号公報に記
載された、電動機回転数制御方式を用いた従来の流体圧
エレベータ制御装置を示すＩｌｆｆｉ図である．又、第
４図は第３図内の圧油駆動部即ちエレベータ駆動部を示
す側面図、第５図は第３図内に図示されない運転指令接
触器の周辺回路を示す結線図、第６図は第３図内の速度
制御装置の詳細を示すブロック図、第７図は各パターン
を示す波形図である．第３図において、昇降路（１）の
ビットにはシリンダ（２）が埋設され、シリンダ（２）
には圧油（３）が充填されている。圧油（３）によって
支持されたブランジャ（４〉の頂部にはかご床〈６）を
介してエレベータかご（５〉が設置され、昇降路（１）
の側壁には複数の乗り場床（７〉が設置されている．エ
レベータかご（５）の側面外壁にはカム（８）が設けら
れ、昇降路（１）の内壁にはカム（８）と対向するよう
に複数の減速指令スイッチく９〉及び停止指令スイッチ
（１０）が設けられている． シリンダ（２〉内の圧油（３）は管（ｌｌａ）を介して
電磁切換弁（１１）に通じている．ｔ磁切換弁（ｌ１）
は、常時逆止弁として機能し、電磁コイル（Ｌｌｂ）が
付勢されたときに逆方向にも導通するようになっている
．管（Ｌ２ａ）を介して電磁切換弁（１１）に通じてい
る油圧ポンプ（１２）は、三和誘導電動ｔｌｌ（１３）
によって両方向に回転され、電磁切換弁（１１）との間
で圧油（３）を送受するようになっている．誘導電動機
（１３〉には、例えばフォトカプラ等を用いたデジタル
式のパルスエンコーダからなる回転数検出用の速度発ｔ
機（１４）が設けられている。又、油圧ポンプ（ｌ２）
には、圧油（３〉を収納するタンク（１５〉が設けられ
ており、管（１５ａ）を介して圧油（３）が送受される
ようになっている。尚、油圧ボンブ〈１２）を含むエレ
ベータ駆動部の周辺構造は第４図に示した通りであり、
油圧ボンブ（１２）は誘導電動機（１３）と共にタンク
（１５）の外部に配置されている．誘導電動機（１３）
の回転数即ち速度をＶＶＶＦ制御するインバータ回２８
　（２０）は、三相交流電源Ｒ、Ｓ，Ｔを人力とする整
流器（２ｌ）と、整流器（２ｌ）からの直流電圧を平滑
するコンデンサ（２２）と、コンデンサ（２２）の両端
間の直流電圧をパルス幅制御してＶＶＶＦによる三相交
流電圧を出力するインバータ（２３）と、コンデンサ（
２２）からの直流電圧を三相交流電源Ｒ．Ｓ．Ｔに返還
する回生用インバータ（２４）とを備えている． 誘導電動機（１３）とインバータ回路（２０）との間に
は、運転接触器（３０）　（第５図参照）の常開接点（
３０ａ）〜（３０ｃ）が挿入されている． インバータ（２３）を制御するための速度制御装置（２
５）は、減速指令スイッチ（９）からの減速指令信号（
９ａ）と、速度発電機（１４）からの速度信号（１４ａ
）と、運転指令時限継電器（３０Ｔ）　（第５図参照）
の常開接点（３０Ｔｃ＞を介した運転指令信号と、運転
接触器〈３０）の常開接点（３０ｄ）を介した運転信号
とに基づいて、制御信号（２５ａ）を出力するようにな
っている。

第５図において、運転指令時限Ｉｌ！電器（３０Ｔ　）
、運転接触器（３０）　，電磁コイル（ｌｌｂ）及び速
度制御装置（２５〉は、それぞれ制Ｗｔ源（＋〉及び（
一）に対して並列接続されている． 運転指令時限継電器（３０Ｔ）には、減速指令信号〈９
ａ）によって開放され且つ呼び信号及び戸閉検出信号等
によって閉或される起動指令回路（２８〉が直列接続さ
れており、起動指令回路（２８）には、停止指令スイッ
チ（１０）　（第３図参照）の常閉接点（１０ｂ）及び
運転指令時限継電器（３０Ｔ）の常開接点（３０Ｔａ）
からなる直列回路が並列接続されている．運転指令時限
継電器（３０Ｔ）及び運転接触器（３０〉には、異常検
出リレー（図示せず〉の常開接点（２９ａ）及び（２９
ｂ）が個別に直列接続されている．常間接点（２９ａ）
及び（２９ｂ）は、通常は異常検出リレーが励磁状態に
あるため常時閉成されている． 運転接触器（３０）には、運転指令時限継電器（３０丁
）の時限復帰の常開接点（３０Ｔｂ）が直列接続されて
いる．ｔ磁コイル（ｌｌｂ）には、運転接触器（３０）
の常間接点（３０ｆ）と、運転指令時限継電器（３０Ｔ
）の常間接点（３０Ｔｄ）と、下降運転期間中のみ閉戒
される下方向接点（４１Ｄｂ）とが直列接続されている
．速度制御装置（２５）を詳細に示した第６図において
、遅延回路（４０〉は、運転指令時限継電器（３０Ｔ　
）の常開接点（３０Ｔｃ）を介した運転指令信号を一定
時間遅延して出力する．上昇走行パターン発生回路（４
１０）及び下降走行パターン発生回路（４１Ｄ）は、遅
延回路（４０）で遅延された運転指令信号によりそれぞ
れ所定の走行パターンを発生すると共に、減速指令信号
（９ａ）によって走行パターンを低速に切換える。上昇
走行パターン発生回路（４１Ｕ）の出力端子には、上昇
運転期間中のみ閉成される上方向接点（４１０ａ）が接
続され、下降走行パターン発生回路（４１Ｄ）の出力端
子には、下降運転期間中のみ閉戒される下方向接点（４
１０ａ）が接続されている．バイアスパターン発生回路
〈４５）は、運転接触器〈３０）の常開接点（３０ｄ）
を介した運転信号及び常開接点（３０Ｔｅ）を介した運
転指令信号により、そのときの油圧ポンプ（１２）の圧
油（３）の漏れ量に相当する回転数で油圧ポンプ（ｌ２
）を回転させるためのバイアスパターンを発生し、常間
接点（３０ｃｌ）の開放による停止指令信号によってバ
イアスパターンを零とする．加算器（４６）は、各走行
パターン発生回路（４１０）及び（４１０）の一方の出
力にバイアスパターンを加算する。

変換回路（４７）は、速度信号（１４ａ）のレベルを各
走行パターンのレベルと一致させる。減算器（４８）は
加算器（４６）の出力と変換回路（４７）の出力との差
をとり、減算結果を伝達回路（４９〉に入力する．加算
器（５０）は、伝達回路（４９）で増幅された出力に変
換回路（４７）の出力を加算し、周波数指令信号ω０を
出力する．関数発生器（５１）は、周波数指令信号ω０
に対して直線状に変化する電圧指令信号Ｖを発生する．
基準正弦波発生回路（５２）は、周波数指令信号ω０及
び電圧指令信号■に基づいて、インバータ（２３）に対
する制御信号（２５ａ）を出力する。この制御信号（２
５ｉ）により、インバータ（２３）は正弦波の三相交流
電圧を生成するようになっている．各パターン波形を示
す第７図において、（ａ）はバイアスパターン、（ｂ）
は下降時の走行パターン、（Ｃ）は誘導電動機（１３）
の回転数に対応した電動機パターン、〈ｄ〉はエレベー
タかご（５）のかご速度パターン、（ｅ）は実際の出力
に相当する圧油（３）の流量パターンである． 次に、第７図の各パターンの波形図を参照しながら、第
３図〜第６図に示した従来の流体圧エレベータ制御装置
の具体的動作について説明する．尚、上昇及び下降の各
走行パターンは極性が異なるのみであるから、ここでは
、下降時の走行パターンについてのみ説明する． いま、エレベータかご（５）が停止していて、下降方向
に呼びが発生したとすると、エレベータかご（５）には
、戸閉完了後に起動指令が入力される．このとき、第５
図内の運転指令時限継電器（３０Ｔ）が励磁され、この
励磁状態が常開接点（３０Ｔａ）の閉成により自己保持
されると共に、常間接点（３０Ｔｂ）〜（３０Ｔｄ）が
閉戒される。

常開接点（３０Ｔｂ）の閉成により、運転接触器（３０
）が励磁され、第３図内の常間接点（３０ａ）〜（３０
ｅ）及び（３０ｄ）並びに第５図の（３０ｆ）が閉成さ
れる。常間接点（３０ａ）〜（３０ｃ）の閉或により、
誘導電動ＩＩ（１３）はインバータ（２３）に接続され
て給電される。又、常間接点（３０Ｔｃ）及び（３０ｄ
）の閉成により、第６図内のバイアスパターン発生回路
（４５）は、第７図（ａ）にように、時刻１０からバイ
アスパターンを発生する．このバイアスパターンにより
、インバータ（２３）は低電圧且つ低周波数の三相交流
を出力し、誘導電動機（１３）は、油圧ボンブ（１２）
の漏れ相当の低い回転数で油圧ボンプ（１２〉を駆動す
る，．従って、バイアスパターンによる駆動でエレベー
タかご（５）が上昇することはなく、エレベータがご（
５）は停止したままである． 又、下降運転中は、常間接点（４１Ｄａ）及び（４１Ｄ
ｂ）が閉成されているので、常間接点（３０ｆ）、（３
０Ｔｄ）及び（４１Ｄｂ）の閉戒により、電磁コイル（
ｌｌｂ）が励磁され、電磁切換弁（１１）は開放されて
時刻ｔｐで全開となる． 一方、運転指令時限継電器（３０Ｔ）の励磁により、常
間接点（３０Ｔｃ）が閉成されてから一定時間が経過し
て時刻１１になると、遅延回路（４０）は出力を発生し
、下降走行パターン発生回路（４１Ｄ）は、第７図（ｂ
）のように時刻ｔ１から立ち上がる走行パターンを発生
する。このとき、加算器（４６）により走行パターンは
バイアスパターンと加算されるので、誘導電動機（１３
）は、徐々に回転数を下げ、零回転数より逆転方向へと
回転する。これにより、エレベータかご（５）は、第７
図（ｄ）のように、下降方向に走行し、時刻ｔ２で一定
速度となる。

エレベータかご（５）が下降して、時刻ｔ３で目的階の
手前所定位置に達すると、カム（８）が減速指令スイッ
チ（９）を作動し、減速指令信号（９ａ）を発生させる
。これにより、下降走行パターン発生回路（４１Ｄ）か
らのパターン信号が減少し、エレベータかご（５）は時
刻ｔ３から減速されて時刻ｔ４で一定低速となり下降を
続ける。このとき、起動指令回路（２８）は、減速指令
信号（９ａ〉により開放されている．従って、時刻ｔ５
でカム（８）が停止指令スイッチ（ｌＯ〉を作動させて
、常閉接点（１０ｂ）を開放させると、運転指令時限継
電器（３０Ｔ）は消磁される。これにより、下降走行パ
ターン発生回路（４１Ｄ）の出力が零に落ちていくので
、走行パターンは更に減少し、時刻ｔ６でエレベータか
ご〈５）は停止する．このとき、運転指令時限継電器（
３０Ｔ）が消磁されても、常間接点（３０Ｔｂ）が一定
時間閉成を保持した後に時限復帰するので、運転接触器
（３０）は励磁状態を保ち、誘導電動機（１３）はバイ
アスパターンにより回転を続ける． 一方、停止指令スイッチ（１０）の作動により、運転指
令時限継電器（３０Ｔ）が消磁されて、常開接点（３０
Ｔｄ）が開放となるので、電磁コイル（ｌｌｂ）は消磁
され、電磁切換弁（１１）は徐々に閉成されて時刻ＬＤ
で全閉する。この結果、シリンダ（２）からタンク（１
５）への圧油（３〉の供給は止められ、エレベータかご
（５）の停止状態は保持される。

そして、時刻ｔ７で常間接点（３０Ｔｂ）が開放されて
運転接触器（３０〉が消磁されると、常開接点（３０ａ
）〜（３０ｆ）は開放される．これにより、誘導電動機
〈１３〉は給電を断たれ、バイアスパターン発生回路（
４５）はバイアスパターンの出力を停止し、時刻ｔ８で
誘導電動機（１３）は停止する。

エレベータかご（５）の上昇時の動作は、誘導電動ｉ　
（１３）の回転方向が下降時の場合と逆となり、電磁切
換弁（１１）が閉成されたままであることを除けば、上
述とほぼ同様である．このように、インバータ（２３）
による制御方式は、流体圧エレベータに対して良好な性
能を発揮する． しかし、最近では、更に騒音防止や小形化を目的として
、第８図に示すように、油圧ボンプ（１２）及び誘導電
動機（１３）を含むエレベータ駆動部をタンク（１５）
内に浸したサブマージ方式が採用され始めている。この
場合、電磁切換弁（１１）、油圧ボンブ（１２）及び誘
導電動＠　（１３）と共に速度発電機（１４）がタンク
（１５）内の圧油（３）に浸されており、速度発電機（
１４）として光学式のパルスエンコーダ等を使用するこ
とができない。

従って、例えば特開昭６４−３４８８１号公報に記載さ
れたように、誘導電動Ｉ！ｌ（１３）の回転軸のみをタ
ンク（１５〉の外部の突出させ、速度発電機（１４〉を
配置する楕或が提案されている．しかし、実際には、誘
導電動ｆｉ（１４）の回転軸を通して圧油（３）が流出
するため、やはり実用的ではない。

［発明が解決しようとする課題］ 従来の流体圧エレベータ制御装置は以上のように、誘導
電動機（１３）を速度制御するために速度発電機（１４
〉を用いているため、速度発電ｍ　（１４）を駆動部に
直接配置する必要があり、サブマージタイプの流体圧エ
レベータ制御装置に対して実用性が低く、誘導電動機（
１３）の回転数を十分に制御できないという問題点があ
った。

この発明は上記のような問題点を解決するためになされ
たもので、速度発電機を使用せずに誘導電動機の回転数
を制御できる流体圧エレベータ制御装置を得ることを目
的とする． 「課題を解決するための手段］ この発明に係る流体圧エレベータ制御装置は、速度制御
装置としてセンサレス制御回路を用い、誘導電動機の回
転数を電圧及び電流に基づいて演算するようにしたもの
である． ［作用］ この発明においては、速度発電機を用いずに誘導電動機
の回転数を制御するので、サブマージ方式の流体圧エレ
ベータ制御装置に対して、ＶＶＶＦインバータによる高
精度の速度制御が可能となる。

「実施例１ 以下、この発明の一実施例を図について説明する。第１
図はこの発明の一実施例の要部を示す機能ブロック図で
あり、（１３）、（２０）、（３０ａ）〜（３０ｃ）は
前述と同様のものである． 第２図は誘導電動機（１３）が二極で定数が二相機モデ
ルとした場合の誘導電動機（１３）の等価回路図であり
、誘導電動機（１３〉は、一次抵抗Ｒ１と、一次抵抗Ｒ
１と直列の一次漏れインダクタンス１ｌと、一次漏れイ
ンダクタンス１１と直列の二次漏れインダクタンス１２
と、二次漏れインダクタンス１２と直列の二次抵抗Ｒ２
と、二次漏れインダクタンス１２及び二次抵抗Ｒ２の両
端間の励磁インダクタンスＭとからなっている．一次漏
れインダクタンス１１及び励磁インダクタンスＭの和は
一次自己インダクタンスＬ１となり、二次漏れインダク
タンスｌ２及び励磁インダクタンスＭの和は二次自己イ
ンダクタンスＬ２となっている。

第１図において、速度制御装置（２５＾）は、例えば電
気学会研究資料ＳＰＣ−８８　−　４２〜４６に記載さ
れたセンサレスベクトル制御回路から構成され、速度指
令ωｎｘと速度演算値ωｎ゜との差をとる減算器〈６１
）と、減算器（６１）からの速度偏差に応じたトルク電
流指令ＩＩＱ”を出力する速度制御器（６２）と、トル
ク電流指令ＩＩＱ”と磁束指令Φ２′″との除算を行う
割算器（６３）と、割算器ク６３）の除算結果に基づい
てすべり角速度ωＳ゜を出力するすべり演算器（６４）
と、トルク電流指令ｒ　ｉｑ窯とトルク電流演算値Ｉ　
ｌｑ’との差をとる減算器（６５）と、減算器（６５）
からの電流偏差に基づいてＰＩ制御により速度演算値ω
ｎ゜を出力する周波数制御器（６６）と、すべり角速度
ωＳと速度演算値ωｎ゜との和をとって磁界角速度ωを
出力する加算器（６７）と、磁界角速度ωを時間積分し
てεＪ１に変換するＶ　Ｃ　Ｏ　（Ｖｏｌｔａｇｅ　Ｃ
ｏｎｔｒｏｌｌｅｄＯｓｃｉｌｌａｔｏｒ）と呼ばれる
電圧制御発振器（６８）と、磁束指令Φ２末と磁束振幅
演算値Φ２゜との差をとる減算器（７０）と、減算器（
７０）からの磁束偏差に基づいて一次電流指令Ｉ　ｌｄ
”を出力する磁束制御器（７１）と、トルク電流指令１
　１ｑ”及び一次電流指令ｌｉｄ”に基づいてベクトル
演算するベクトル演算器（７２）と、ベクトル演算器（
７２）からの出力信号εＪ７と電圧制御発振器（６８）
からの出力信号εＪ′との和をとる加算器〈７３〉と、
ベクトル演算器（７２）からの出力信号（ＩＩｑ”＋Ｉ
ｌｄ竃２）ｌ／２と加算器（７３）からの出力εＪ″と
に基づいて電流指令値ｉ１束を出力するベクトル回転器
（７４）と、誘導電動機（１３）の一次電流１１を検出
する変流器（７５）と、誘導電動機（１３）の一次端子
電圧ｖ１゜を検出する電圧検出器〈７６）と、電圧制御
発振器（６８）の出力信号εノ′一次電流１１及び一次
端子電圧ｖ１゜に基づいて磁束振幅演算値Φ２゜及びト
ルク電流演算値Ｉ１ｑ”を出力する磁束トルク演算器（
７７）と、電流指令値ｔｌ”と一次電流１１との差をと
ってインバータ回路（２０）に対する制御信号（２５ａ
）を出力する減′ａ．器（７８）とを備えている． ここで、電圧制御発振器〈６８）の出力信号εｊ′ベク
トル演算器〈７２〉の出力信号εＪ′、及び、加算器（
７３）の出力εＪ１に関するθ、γ及びθ，は、それぞ
れ、 θ＝ωｔ ７＝ｊａｎ−’（１　１ｑ”／　Ｉ　ｌｄ’）θ１＝ω
ｔ＋γ で表わされる。

又、速度制御回路（２５＾〉は、速度検出器を含まない
電子回路であるから、インバータ（２０）と共にタンク
〈１５〉の外部に配置されており、サブマージ方式の流
体圧エレベータ制御装置に適用しても何ら支障はない． 次に、第２図を参照しながら、第１図に示したこの発明
の一実施例の動作について説明する。尚、センサレスベ
クトル制御の詳細については、上記文献に記載されてい
るので、ここでは、この発明に直接関係する内容の概要
を説明する．一般に、ベクトル制御は、電気的トルクの
発生に係る二次回路鎖交磁束（二次磁束）と二次電流と
を互いに干渉することなく独立に制御して、直流機と等
価な制御性を得ようとするものである。

この理論は、以下の基礎方程式から導かれる．いま、角
速度ωで回転する磁界上の二輪座標（ｄ，ｑ）において
、誘導電動機（１３）の電圧及び電流の関係は、 ・・・■ で表わされる。但し、■式において、 Ｖｌｄ，Ｖｌｑ　：　ｄ軸．ｑ軸の−次！圧＋１ｄ，Ｉ
ＩＱ　：　ｄ軸，ｑ軸の一次電流１２ｄ，１２ｑ　：　
ｄ軸，ｑ軸の二次電流ω　　　：磁界角速度 ωＳ　　：すべり角速度 Ｐ　　　：微分演算子 Ｒｌ，Ｒ２　　：一次．二次抵抗 Ｍ　　　：励磁インダクタンス Ｌ１：一次自己インダクタンス Ｌ２：二次自己インダクタンス １１：一次漏れインダクタンス １２：二次漏れインダクタンス である． ここで、二次磁束のｄ．ｑ成分を、それぞれ、Φ２ｄΦ
２ｑとし、 Φ２ｄ＝　Ｍ　−　Ｉ　ｌｄ＋　Ｌ２・Ｉ’ｄ　　　　
・・・■Φ２ｑ＝　Ｍ−Ｉ　ＩＱ＋　Ｌ２・Ｉ２Ｑ　　
　　・・・■と置くと、 ０＝Ｒ２・Ｉ　２ｄ十ＰΦ２ｄ一ωｓ・Φ２Ｑ　　・・
・■０＝Ｒ２・Ｉ　２ｑ＋　ＰΦ２ｑ−ωｓ・Φ２ｄ　
　−・・■が戒立し、電気的トルクＴｅは、 Ｔｅ＝Φ２ｄ−　１　２ｑ−Φ２ｑ−　Ｉ　２ｄ　　　
　−・・■で表わされる．ここで、二次磁束ベクトルの
軸を改めてｄ軸にとり、 Φ２ｑ＝０ と置くと、■式は、 Ｔｅ＝Φ２ｄ．Ｉ２ｑ ＝−Ｍ／Ｌ２・Φ２ｄ．Ｉ１ｑ　　　・・・■となる。

■式より、電気的トルクＴｅは、二次磁束Φ２ｄ及びこ
れに直交する二次電流Ｉ２ｄ又は一次へのトルク電流換
算値Ｉ１ｑによって表わされることが分かる。

従って、 Φ２ｑ＝０ が実現できれば、電気的トルクＴｅは二次磁束Φ２ｄ及
びトルク電流換算値１１Ｑによって制御することができ
る。

又、二次磁束ベクトルの制御方法即ちベクトル制御の実
現方法としては、すべり周波数制御方法や磁界オリエン
テーション方法などがあるが、ここではトルク戒分電流
（トルク電流換算値）の周波数フィードバック制御によ
るベクトル制御方法について述べる． 誘導電動機（１３）の回転子速度ωｎは、磁界角速度ω
及びすべり角速度ωＳを用いて、 ωｎ＝ω一ωＳ　　　　・・・■ で表わされ、これより速度が求められる．ここで、磁界
角速度ωはインバータ回路（ＺＯ）内の制御装置から直
接求められ、すべり角速度ωＳは、 ωｓ＝　−　Ｒ２・Ｉ　２ｑ／Φ２ｄ ＝（Ｍ／Ｌ２）・Ｒ２・Ｉ　ｌｑ／Φ２ｄ＝（１／Ｔ２
）・Ｉ　ｌｑ／　Ｉ　ｌｄ　　　　　・・・■で表わさ
れる．又、ベクトル制御の成立により、指令値と誘導電
動機（１３）の定数を用いれば、すべり角速度演算値ω
Ｓ゜は、 ωｓ＝｛（Ｍ／Ｌ２）・Ｒ２・■１ｑ／Φ２ｄ｝＊＝＋
（１／Ｔ２）・Ｉ　ｌｑ／　Ｉ　ｌｄｌ　＊　　　・・
・■で表わされる。従って、速度演算値ωｎ゜は、ωｎ
＝ω−ωＳ　　　　゛゜゛■ から、演算により推定することができる．但し、■〜■
式において、Ｔ２は二次回路時定数であり、Ｔ２＝Ｌ２
／Ｒ２ である８又、｛｝＊内は設定値又は指令値を示す。

以上の演算機能は、第１図のシステム構成により実現で
きる．即ち、速度指令ωｎｘ及び速度演算値ωｎ゜の速
度偏差は、速度制御器（６２）を介してトルク電流指令
Ｉ１ｑ”となり、このトルク電流指令１　１ｑ寒は、減
算器（６５）を介して、磁束トルク演算器〈７７〉で計
算されたトルク電流演算値Ｉ１ｑ”との差をとられて電
流偏差となる。この電流偏差は、周波数制御器（６６）
を介し、加算器（６７）ですべり角速度ωＳ゜が加算さ
れて電圧制御発振器（６８）に入力される．これにより
、トルク電流演算値Ｉ１ｑ”がトルク電流指令Ｉｔｑ寥
と一致するように磁束角速度ωが制御され、誘導電動ｆ
ｉ　（１３）の実際の定数に合ったすべり周波数ωＳ゜
に適合される．又、一次電流指令Ｉ　ｌｄ”及びトルク
電流指令Ｉ　ｌｑ寡はベクトル演算器（７２）及びベク
トル回転器（７４）を介して交流の電流指令値ｉｆ”に
変換され、減算器（７８）で一次電流ｉ１との差をとら
れた後、インバータ回路（２０）に入力される．この結
果、誘導電動機（１３）の一次電流ｉｆは所望の電流値
に制御される。

尚、上記実施例では、速度制御装置（２５＾）としてセ
ンサレスベクトル制御回路を用いたが、速度検出器を用
いないセンサレス制御回路であれば、他の制御回路で構
成してもよい。

［発明の効果］ 以上のようにこの発明によれば、速度制御装置としてセ
ンサレス制御回路を用い、誘導電動機の回転数を誘導電
動機の電圧及び電流に基づいて演算し、速度発電機を用
いずに誘導電動機の回転数を制御するようにしたので、
サブマージ方式に対しても高精度な速度制御が可能な流
体圧エレベータ制御装置が得られる効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例を示す機能ブロック図、第
２図は誘導電動機の等価回路図、第３図は従来の流体圧
エレベータ制御装置を示す構成図、第４図は第３図内の
エレベータ駆動部の構造を示す側面図、第５図は従来の
運転接触器の周辺回路を示す結線図、第６図は従来の速
度制御装置を示すブロック図、第７図は従来の流体圧エ
レベータ制御装置の動作を説明するためのパターン波形
図、第８図はサブマージ方式のエレベータ駆動部の楕遣
を示す測面図である。 （１３）・・・誘導電動機　　　〈２０）・・・インバ
ータ回路（２５＾〉・・・速度制御装置　１１・・・一
次電流Ｖｌ・・・端子電圧　　　　　１１ｇ・・・電流
指令値（２５ａ）・・・制御信号

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. ＶＶＶＦにより誘導電動機の回転数を決定するインバー
   タ回路と、このインバータ回路を制御する速度制御装置
   とを備えた流体圧エレベータ制御装置において、前記速
   度制御装置をセンサレス制御回路で構成し、前記誘導電
   動機の回転数を前記誘導電動機の電圧及び電流に基づい
   て演算するようにしたことを特徴とする流体圧エレベー
   タ制御装置。