JPH03175819A - 電圧制御発振器のテスト回路 - Google Patents
電圧制御発振器のテスト回路Info
- Publication number
- JPH03175819A JPH03175819A JP1316206A JP31620689A JPH03175819A JP H03175819 A JPH03175819 A JP H03175819A JP 1316206 A JP1316206 A JP 1316206A JP 31620689 A JP31620689 A JP 31620689A JP H03175819 A JPH03175819 A JP H03175819A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- output
- frequency
- controlled oscillator
- vco
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
- 238000012360 testing method Methods 0.000 title claims description 12
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 claims description 3
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 abstract description 8
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 2
- 238000007689 inspection Methods 0.000 description 2
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 238000011156 evaluation Methods 0.000 description 1
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 1
Landscapes
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
[産業上の利用分野]
本発明は集積回路化された位相同期回路における電圧制
御発振器の特性を判定するテスト回路に関する。
御発振器の特性を判定するテスト回路に関する。
〔従来の技術1
位相同期回路(以下PLLと称す)においてアナログ特
性を有する電圧制御発振器(以下vC0と称す〕の特性
を知ることは、P L L、全体の特性を把握する上で
重要である。特に1) L L、を集積回路化した場合
には、電圧制御発振器は素子のばらつきを最も受は易い
回路の一つであり、その特性をテストする回路は製品の
特性を保証する上で極めて重要になっている。
性を有する電圧制御発振器(以下vC0と称す〕の特性
を知ることは、P L L、全体の特性を把握する上で
重要である。特に1) L L、を集積回路化した場合
には、電圧制御発振器は素子のばらつきを最も受は易い
回路の一つであり、その特性をテストする回路は製品の
特性を保証する上で極めて重要になっている。
従来この■COの特性は、■COを制御するルブフィル
タの出力電圧を外部の基準電圧から供給するようにして
評価していた。例えば基準電圧を2■、3■、4■と切
換え、各々の■CO周波数を測定し、電圧対発振周波数
の関係から■CO特性を評価、判定するなどである。
タの出力電圧を外部の基準電圧から供給するようにして
評価していた。例えば基準電圧を2■、3■、4■と切
換え、各々の■CO周波数を測定し、電圧対発振周波数
の関係から■CO特性を評価、判定するなどである。
[発明が解決しようとする課題]
しかし近年、集積回路技術が同士LPLLを構成するル
ープフィルタがチップ上に集積されるようになってくる
と、基準電圧を外部から供給すること自体が不可能にな
っている。おるいは基準電圧を供給する為の入力端子を
設けたとしても、この入力端子および配線ラインから廻
り込むノイズが集積化されたループフィルタに影響を与
える問題が残る。集積化する場合、ループフィルタの容
量値は可能な限り小さい値とする為、ノイズの影響を受
は易い。
ープフィルタがチップ上に集積されるようになってくる
と、基準電圧を外部から供給すること自体が不可能にな
っている。おるいは基準電圧を供給する為の入力端子を
設けたとしても、この入力端子および配線ラインから廻
り込むノイズが集積化されたループフィルタに影響を与
える問題が残る。集積化する場合、ループフィルタの容
量値は可能な限り小さい値とする為、ノイズの影響を受
は易い。
本発明はこうした従来技術の課題を解決するものであり
、その目的は集積回路化された位相同期回路における■
COの特性判定を簡便に、しかも適格に行なうテスト回
路を提供することである。
、その目的は集積回路化された位相同期回路における■
COの特性判定を簡便に、しかも適格に行なうテスト回
路を提供することである。
[課題を解決するための手段]
本発明は、基準クロックを第1の入力とする第1の位相
比較器と、前記位相比較器の出力を平滑する第1のルー
プフィルタと、前期第1のループフィルタの出力電圧に
より制御される第1の電圧制御発振器と、前記第1のル
ープフィルタの出力電圧を第1の人力とする電圧加算回
路と、前記電圧加算回路の出力電圧により制御される第
1の電圧制御発振器と同一特性の第2の電圧制御発振器
と、前記第2の電圧制御発振器の出力を2分周する分周
回路とから成り、前記分周回路の出力を前記第1の位相
比較器の第2の入力とする構成とした第1の位相同期回
路と、前記基準クロックを第■の入力とする第2の位相
比較器と、前記第2の位相比較器の出力を平滑する第2
のループフィルタと、前記第2のループフィルタの出力
電圧により制御される第1の電圧制御発振器と同一特性
の第3の電圧制御発振器とから成り、前記第3の電圧制
御発振器の出力を前記第2の位相比較器の第2の人力と
する構成とした第2の位相同期回路とを備え、前記第2
のループフィルタの出力電圧を前記電圧加算回路の第2
の入力に印加して、前記第1の電圧制御発振器の出力周
波数を測定することにより前記第1、第2、第3の電圧
制御発振器の特性を判定することを特徴とする。
比較器と、前記位相比較器の出力を平滑する第1のルー
プフィルタと、前期第1のループフィルタの出力電圧に
より制御される第1の電圧制御発振器と、前記第1のル
ープフィルタの出力電圧を第1の人力とする電圧加算回
路と、前記電圧加算回路の出力電圧により制御される第
1の電圧制御発振器と同一特性の第2の電圧制御発振器
と、前記第2の電圧制御発振器の出力を2分周する分周
回路とから成り、前記分周回路の出力を前記第1の位相
比較器の第2の入力とする構成とした第1の位相同期回
路と、前記基準クロックを第■の入力とする第2の位相
比較器と、前記第2の位相比較器の出力を平滑する第2
のループフィルタと、前記第2のループフィルタの出力
電圧により制御される第1の電圧制御発振器と同一特性
の第3の電圧制御発振器とから成り、前記第3の電圧制
御発振器の出力を前記第2の位相比較器の第2の人力と
する構成とした第2の位相同期回路とを備え、前記第2
のループフィルタの出力電圧を前記電圧加算回路の第2
の入力に印加して、前記第1の電圧制御発振器の出力周
波数を測定することにより前記第1、第2、第3の電圧
制御発振器の特性を判定することを特徴とする。
[実 施 例]
以下本発明について、実施例に基づいて詳細に説明する
。第1図は本発明による電圧制御発振器のテスト回路を
示すブロック図である。基準クロック1は第1のPLL
を構成する位相比較器2の第1の入力となり、その出力
はループフィルタ3で平滑されVCO4を制御する。同
時にループフィルタ3の出力電圧13は電圧加算回路5
の第1の入力に印加され、ループフィルタ9の出力電圧
14と加算される。加算された出力電圧は■CO6を制
御する。VCO6の出力は2分周され、位相比較器2の
第2の入力にフィードバックされ、第1のPLLが構成
される。
。第1図は本発明による電圧制御発振器のテスト回路を
示すブロック図である。基準クロック1は第1のPLL
を構成する位相比較器2の第1の入力となり、その出力
はループフィルタ3で平滑されVCO4を制御する。同
時にループフィルタ3の出力電圧13は電圧加算回路5
の第1の入力に印加され、ループフィルタ9の出力電圧
14と加算される。加算された出力電圧は■CO6を制
御する。VCO6の出力は2分周され、位相比較器2の
第2の入力にフィードバックされ、第1のPLLが構成
される。
一方基準クロック】は、第2のPLI−を構成する位相
比較器8の第1の入力にもなっており、その出力はルー
プフィルタ9で平滑され、■C○10を制御する。VC
O]、Oの出力は、前記位相比較器8の第2の人力にフ
ィードバックされ、基準クロック1に追従するP L
Lが構成されている。
比較器8の第1の入力にもなっており、その出力はルー
プフィルタ9で平滑され、■C○10を制御する。VC
O]、Oの出力は、前記位相比較器8の第2の人力にフ
ィードバックされ、基準クロック1に追従するP L
Lが構成されている。
従って前記第2のP L Lにおけるループフィルタ9
の出力電圧は、■C○10の発振周波数を、基準クロッ
クlと等しくするよう絶えず補正される電圧であり、位
相同期状態では一定値を保つ。このループフィルタ出力
電圧14は、また電圧加算回路5の第2の入力にもなっ
ている。
の出力電圧は、■C○10の発振周波数を、基準クロッ
クlと等しくするよう絶えず補正される電圧であり、位
相同期状態では一定値を保つ。このループフィルタ出力
電圧14は、また電圧加算回路5の第2の入力にもなっ
ている。
ここで電圧加算回路5の出力電圧について言えば、電圧
加算器5の出力電圧により制御される■C○6は、2分
周され位相比較器2にフィードバツクされ、基準クロッ
ク1と同期がとられるのであるから、この場合VCO6
の発振周波数は基準クロックの2倍の周波数に追従する
ことになる。
加算器5の出力電圧により制御される■C○6は、2分
周され位相比較器2にフィードバツクされ、基準クロッ
ク1と同期がとられるのであるから、この場合VCO6
の発振周波数は基準クロックの2倍の周波数に追従する
ことになる。
従って電圧加算回路5の出力電圧は■C○6が基準クロ
ックの2倍の周波数で発振するような電圧値15に保た
れることになる。さらにループフィルタ3の出力電圧1
3について言えば、当然ながら電圧加算回路5の出力電
圧15からループフィルタ9の出力電圧14を滅じたも
のである。
ックの2倍の周波数で発振するような電圧値15に保た
れることになる。さらにループフィルタ3の出力電圧1
3について言えば、当然ながら電圧加算回路5の出力電
圧15からループフィルタ9の出力電圧14を滅じたも
のである。
以上の説明から言えることは、■C○4.6.10が全
てトランジスタ形状も含め、同一の回路構成、特性で作
られており、且つ、これら■COの電圧−周波数特性が
リニアな特性を有する場合には、前記出力電圧13は前
記出力電圧14と等しくならなければならない。何故な
ら■C○6を基準クロックの2倍の周波数で発振させる
には、電圧加算回路の出力電圧15は、前記出力電圧の
2倍の電圧が保たれる必要があり、従って出力電圧13
は出力電圧14と等しく保たれることになる。また■C
○4はその制御電圧がVCOLOと同一電圧になるから
、当然基準クロック1と同一周波数で発振する。
てトランジスタ形状も含め、同一の回路構成、特性で作
られており、且つ、これら■COの電圧−周波数特性が
リニアな特性を有する場合には、前記出力電圧13は前
記出力電圧14と等しくならなければならない。何故な
ら■C○6を基準クロックの2倍の周波数で発振させる
には、電圧加算回路の出力電圧15は、前記出力電圧の
2倍の電圧が保たれる必要があり、従って出力電圧13
は出力電圧14と等しく保たれることになる。また■C
○4はその制御電圧がVCOLOと同一電圧になるから
、当然基準クロック1と同一周波数で発振する。
仮りに■C○特性が、制御電圧が高くなる程に周波数が
より高くなる特性の場合、電圧加算回路出力15は、リ
ニアな特性の場合に比べ低い電圧で■C○6を基準クロ
ックの2倍の周波数で発振させる。この電圧低下分は、
はぼ出力電圧13の低下分に等しくなり、従って出力電
圧13は出力電圧14より低くなり、その結果VCO4
の発振周波数11は基準クロック1の周波数より低くな
る。
より高くなる特性の場合、電圧加算回路出力15は、リ
ニアな特性の場合に比べ低い電圧で■C○6を基準クロ
ックの2倍の周波数で発振させる。この電圧低下分は、
はぼ出力電圧13の低下分に等しくなり、従って出力電
圧13は出力電圧14より低くなり、その結果VCO4
の発振周波数11は基準クロック1の周波数より低くな
る。
vC○が上記の場合と逆の特性を持つ場合は、全く逆の
動作となり、出力11の周波数は基準クロック]より高
くなる。
動作となり、出力11の周波数は基準クロック]より高
くなる。
以上述べたように、■C○4の発振周波数は■C○の有
する電圧−周波数特性と密接な関係があり、この周波数
が基準クロックlより高い場合、■C○は制御電圧に対
する発振周波数のカーブは緩やかな特性であり、逆の場
合には急峻な特性カブを有すると言える。
する電圧−周波数特性と密接な関係があり、この周波数
が基準クロックlより高い場合、■C○は制御電圧に対
する発振周波数のカーブは緩やかな特性であり、逆の場
合には急峻な特性カブを有すると言える。
従ってPLLとしての最適動作条件との対比から、出力
11の発振周波数の上限値、下限値を決めれば、出力1
】の周波数を測定することにより■C○の特性を判定す
るテスト回路として機能することになる。
11の発振周波数の上限値、下限値を決めれば、出力1
】の周波数を測定することにより■C○の特性を判定す
るテスト回路として機能することになる。
尚■C○4.6.10の特性を同一とすることは、集積
回路でこれら■Cのを構成する場合には、隣接して配置
するだけで容易に実現できる。
回路でこれら■Cのを構成する場合には、隣接して配置
するだけで容易に実現できる。
同様にこれらVC○に隣接して配置した同一形状の他の
■COは、やはり同一特性を有するから、本発明のテス
ト回路は、こうしたイ…の■C○をもテストしたことと
等価である。
■COは、やはり同一特性を有するから、本発明のテス
ト回路は、こうしたイ…の■C○をもテストしたことと
等価である。
[発明の効果]
以上述べたように本発明によるラスト回路を用いれば、
基準となるクロックを入力し、■C○の出力周波数を測
定するだけで、■C○の特性を判定することができる為
、短時間で検査することが可能であり、検査テストを低
減できる。
基準となるクロックを入力し、■C○の出力周波数を測
定するだけで、■C○の特性を判定することができる為
、短時間で検査することが可能であり、検査テストを低
減できる。
またループフィルタや■C○入力信号のようなノイズに
敏感な素子に何ら影響を与えずに評価できる為、特性の
劣化を防止できる。特にこうした影響を受は易い集積回
路化されたVC○のテストには最適である等の効果を有
する。
敏感な素子に何ら影響を与えずに評価できる為、特性の
劣化を防止できる。特にこうした影響を受は易い集積回
路化されたVC○のテストには最適である等の効果を有
する。
第1図は本発明におGづる電圧制御発振器のテスト回路
の一実施例を示すブロック図である。 1 ・ ・ ・ 2、8 3、9 4、6. 5 ・ 7 ・ ・ ・ 11 ・ ・ ・ 基準クロック 位相比較器 ループフィルタ 電圧制御発振器 電圧加算回路 分周回路 出力信号 以 上
の一実施例を示すブロック図である。 1 ・ ・ ・ 2、8 3、9 4、6. 5 ・ 7 ・ ・ ・ 11 ・ ・ ・ 基準クロック 位相比較器 ループフィルタ 電圧制御発振器 電圧加算回路 分周回路 出力信号 以 上
Claims (1)
- 基準クロックを第1の入力とする第1の位相比較器と、
前記位相比較器の出力を平滑する第1のループフィルタ
と、前記第1のループフィルタの出力電力により制御さ
れる第1の電圧制御発振器と、前記第1のループフィル
タの出力電圧を第1の入力とする電圧加算回路と、前記
電圧加算回路の出力電圧により制御される第1の電圧制
御発振器と同一特性の第2の電圧制御発振器と、前記第
2の電圧制御発振器の出力を2分周する分周回路とから
成り、前記分周回路の出力を前記第1の位相比較器の第
2の入力とする構成とした第1の位相同期回路と、前記
基準クロックを第1の入力とする第2の位相比較器と、
前記第2の位相比較器の出力を平滑する第2のループフ
ィルタと、前記第2のループフィルタの出力電圧により
制御される第1の電圧制御発振器と同一特性の第3の電
圧制御発振器とから成り、前記第3の電圧制御発振器の
出力を前記第2の位相比較器の第2の入力とする構成と
した第2の位相同期回路とを備え、前記第2のループフ
ィルタの出力電圧を前記電圧加算回路の第2の入力に印
加して、前記第1の電圧制御発振器の出力周波数を測定
することにより前記第1、第2、第3の電圧制御発振器
の特性を判定することを特徴とする電圧制御発振器のテ
スト回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP1316206A JPH03175819A (ja) | 1989-12-05 | 1989-12-05 | 電圧制御発振器のテスト回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP1316206A JPH03175819A (ja) | 1989-12-05 | 1989-12-05 | 電圧制御発振器のテスト回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH03175819A true JPH03175819A (ja) | 1991-07-30 |
Family
ID=18074483
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP1316206A Pending JPH03175819A (ja) | 1989-12-05 | 1989-12-05 | 電圧制御発振器のテスト回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH03175819A (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5973571A (en) * | 1997-02-27 | 1999-10-26 | Nec Corporation | Semiconductor integrated circuit having a phase locked loop |
CN117686890A (zh) * | 2024-02-01 | 2024-03-12 | 北京中成康富科技股份有限公司 | 用于毫米波治疗仪的单板测试方法及系统 |
-
1989
- 1989-12-05 JP JP1316206A patent/JPH03175819A/ja active Pending
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5973571A (en) * | 1997-02-27 | 1999-10-26 | Nec Corporation | Semiconductor integrated circuit having a phase locked loop |
CN117686890A (zh) * | 2024-02-01 | 2024-03-12 | 北京中成康富科技股份有限公司 | 用于毫米波治疗仪的单板测试方法及系统 |
CN117686890B (zh) * | 2024-02-01 | 2024-04-12 | 北京中成康富科技股份有限公司 | 用于毫米波治疗仪的单板测试方法及系统 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US5182528A (en) | Frequency synthesizer having microcomputer supplying analog and digital control signals to VCO | |
US4673892A (en) | Phase locked loop frequency synthesizer with battery saving circuit | |
US4835491A (en) | Clock signal generation | |
JPS63304721A (ja) | 信号発生装置 | |
US7978013B2 (en) | Phase synchronizing circuit | |
JPH03175819A (ja) | 電圧制御発振器のテスト回路 | |
JPH01106525A (ja) | 周波数発生回路装置 | |
JPH10322200A (ja) | 位相ロック検出回路 | |
JP2002271191A (ja) | 周波数同期ループ回路および位相同期ループ回路 | |
JPH0758635A (ja) | 周波数シンセサイザ | |
US6335644B1 (en) | Method for synthesizing a clock signal and synthesizing device thereof | |
JP2924296B2 (ja) | 内部クロック発生回路 | |
JP2004096470A (ja) | 位相ロックドループ回路 | |
JPH0221815Y2 (ja) | ||
JP3393172B2 (ja) | 周波数ホッピング発振装置 | |
KR100244434B1 (ko) | 위상 고정 루프 | |
JP2976630B2 (ja) | 周波数シンセサイザ | |
JPH0227627Y2 (ja) | ||
KR20000015002U (ko) | 주파수호핑시스템 | |
JPH0330519A (ja) | 周波数シンセサイザ | |
JPS63146616A (ja) | Pll周波数シンセサイザ回路 | |
JPH10336028A (ja) | Pll回路を用いた圧電発振器の周波数調整方法 | |
JPH01143524A (ja) | 位相同期発振回路 | |
JPH07297711A (ja) | パルス信号発生器 | |
JPH03242017A (ja) | 高速・安定化電圧制御型発振回路 |