JPH03160394A - 電子時計 - Google Patents
電子時計Info
- Publication number
- JPH03160394A JPH03160394A JP30018389A JP30018389A JPH03160394A JP H03160394 A JPH03160394 A JP H03160394A JP 30018389 A JP30018389 A JP 30018389A JP 30018389 A JP30018389 A JP 30018389A JP H03160394 A JPH03160394 A JP H03160394A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- voltage
- switch
- constitution
- power supply
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims abstract description 10
- 238000007600 charging Methods 0.000 abstract description 18
- 230000005611 electricity Effects 0.000 abstract description 4
- 230000002265 prevention Effects 0.000 abstract description 4
- 230000001276 controlling effect Effects 0.000 abstract 2
- 238000005259 measurement Methods 0.000 abstract 1
- 230000001105 regulatory effect Effects 0.000 abstract 1
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 33
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 10
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 8
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 5
- 239000000758 substrate Substances 0.000 description 4
- 238000004804 winding Methods 0.000 description 4
- 238000007599 discharging Methods 0.000 description 3
- 238000000034 method Methods 0.000 description 3
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 description 3
- 238000010248 power generation Methods 0.000 description 3
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 2
- 101000727979 Homo sapiens Remodeling and spacing factor 1 Proteins 0.000 description 1
- 102100029771 Remodeling and spacing factor 1 Human genes 0.000 description 1
- 238000010277 constant-current charging Methods 0.000 description 1
- 239000010453 quartz Substances 0.000 description 1
- 238000004904 shortening Methods 0.000 description 1
- VYPSYNLAJGMNEJ-UHFFFAOYSA-N silicon dioxide Inorganic materials O=[Si]=O VYPSYNLAJGMNEJ-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Electromechanical Clocks (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
[産業上の利用分野1
本発明は、水晶時計等電気エネルギーをエネルギー源と
する電子時計における電源部の構成に関する.特に,充
電式でかつ電源の充放電特性がフラットでなく電圧の変
化する様な電源を有する電子時計の電源部の改良に関す
る.
する電子時計における電源部の構成に関する.特に,充
電式でかつ電源の充放電特性がフラットでなく電圧の変
化する様な電源を有する電子時計の電源部の改良に関す
る.
電源電圧の変化する電源を有する電子時計の電源部を改
良した例として、特開昭60−203887や、特開昭
61−124887があげられている.これらは、大容
量コンデンサを電源とし、電圧が時計を駆動できない様
な低い値の時は、多段昇圧回路により高い電圧に昇圧し
て補助コンデンサに貯え,そのエネルギーで時計を駆動
させようとす゜るものである.又、これを、発電システ
ムと組み合わせることにより、比較的低い電圧から時計
の駆動ができ,時計の起動性に{iわるというメリット
もある. [発明が解決しようとする課題] しかし、前述の従来技術では、昇圧のためのスイッチン
グトランジスタを数多く必要とし、昇圧切替えの制御ロ
ジックも複雑なためICサイズが大きくなったり、昇圧
のコンデンサや補助コンデンサの外付素子が増加するこ
とにより、回路実装コストの増加や、スペースロスが生
じるとい,う問題点を有する.又、昇圧時は、スイッチ
ング素子におけるパワーロスや、高い周波数の昇圧クロ
ツクを用いることによるICロジックにおけるバワーロ
スが考えられ、電力がロスが否めないという問題がある
. そこで本発明は,このような問題を解決するちので,そ
の目的とするところは、多段昇圧回路より簡単な回路構
成で同様の効・果を、より効率よく得るところにあり,
ソーラー時計や特開昭52−82478のような自動巻
発電時計など、発電式電子時計により適した電源システ
ムを提供するところにある. [課題を解決するための手段] 本発明の電子時計は、時刻表示手段、該時刻表示手段を
駆動する時計回路、充電可能な少なくとも2個のt源,
時計回路に供給する電位を制御する1f源制御回路を有
する時計において、前記WH制御回路は前記電源の電圧
レベルを検出する電圧検出回路と,それぞれの電源どう
しの接続構成を切り替えるスイッチ切り替え制御回路を
有し、前記電圧検出回路があらかじめ設定した所定の電
位を検知した時点で、前記スイッチ切り替え制御回路に
より、電源の接続構成を替え、時計回路への供給電位を
制御したことを特徴とする.【実 施 例1 本発明を、一実施例により図を用いて説明する.本実施
例は、特開昭52−82478の回転錘の回転により発
電機で発電し、その電気主ネルギーで時計を駆動する自
動巻発電時計をもとにしたもので,1t源に大容量コン
デンサを2個使用したものである. 第1図は,本発明実施例の全体回路説明図.第2図は作
動説明図.第3図はスイッチ切り替え制御回路の回路図
.第4図はスイッチ切り替えのタイミングチャートを示
す. 第1図において、Iは回転錘の回転により発電する発電
手段、2は過充電防止スイッチ,3は交流発電された電
流を整流する整流回路、4、5は容量のほぼ等しい大容
量コンデンサ、6、7、8はスイッチ、9は電源電圧検
出回路、lOは電源4,5の接続構成を切り替えるスイ
ッチ切り替え制御回路、11は時計回路.12は時計回
路11により駆動される時刻表示手段を示す.大容量コ
ンデンサ4と5は、スイッチ切り替え制御回路10によ
り、2種類の接続構成に切り替えられる.その一つは、
スイッチ6と8がOFFでスイッチ7がONの場合で,
大容量コンデンサ4と5は直列に接続される66う一つ
は、スイッチ6と8がONで、スイッチ7がOFFの場
合で、大容量コンデンサ4と5は並列に接続される.こ
れは、電源電圧検出回路9が、大容量コンデンサの電圧
を測定し,あらかじめ設定した所定の電圧になったこと
を検知したことにより切り替えられる. 次に第2図の作動説明図に沿って、作動の説明をする.
第2図は、充電時と放電時の電源電圧の推移と時計作動
範囲を示したものであり、縦軸が電圧,横軸が充電もし
くは放電時間を示したちのである.一般的に時計作動限
度電圧は1v弱であり、ここではO、9■とする.従っ
て電源電圧が069v以上の範囲で時計が動くというこ
とになる.まず、比較のために高容量コンデンサを1個
のみ使用した一般のシステムで説明する.この場合,コ
ンデンサの総容量を同じにするために、容量は本実施例
で使用している大容量コンデンサ1個の2倍とじl圧力
ーブを20で示す.この場合、時間TIが時計が動き出
すまでに必要な時間であり、区間aが時計作動範囲とな
る.コンデンサ電圧はある値になると、周知の過充電防
止回路により犠充電を防いでいる.次に本実施例の電圧
カーブ21に沿って説明する.Ovからt2までの区間
は大容量コンデンサ4と5が直列に接続されている区間
である.iF圧カーブ20の時の大容量コンデンサの容
量をCとすると、電圧カーブ2lの時の容量はそれぞれ
C/2となる.それを直列に接続すると、総容量はC/
4と少なくなる.?って、充電期間中は電圧カーブ20
より急激な電圧上昇を示す。この上昇具合は、定電流充
電の場合なら理論上4倍の上昇率となるが、本実施例の
様な発ittmでは電圧の上昇に伴い発電電流が減少す
る電圧特性を持っており、4倍以下の上昇率となる。一
般に大容量コンデンサ電圧×発電電流=一定が成り立つ
と、2倍の上昇率となり,以後この前提で説明する。電
圧が上昇し、あらかじめ設定したVr−rlに達したこ
とを第1図電源電圧検出回路9で検知した時点で、スイ
ッチ切り替え制御回路10によりスイッチ6、7、8を
操作し、大容量コンデンサ4と5を並列に接続する7こ
こでは、■,■1を2.2Vと設定する.並列になると
総容量はCとなり、電圧はl/2になり、電圧カーブ2
0と重なり,これ以降は,電圧が■,.2に達するt5
点まで、同様となる。t5点に達すると611記と同様
に電圧を検出し、大容量コンデンサの接続を並列から直
接に切り替える.直列接続時の11y.′r4.は,充
電時と同様に並列時の2倍の下降率で電圧は下降してい
く、従って、本実施例電圧カーブ21の場合は、時計が
動き出すまでの時間はT2となり,区間bが時計作動範
囲となる、つまり、早く動き出し、より長い時間動き続
けるということである.次に,第1図スイッチ切り替え
制御回路10の動作を第2図作動説明図,第3図回路図
、第4図タイミングチャートに沿って説明する.第3図
は、フリップフロップ3l、32、ANDゲート33、
NORゲート34、SRラツチ35、インバータ36、
抵抗37、38よりなり、第2図v,.,i、Vr−r
2を検知した信号SV,.t 1とSV,.,2により
、第1図スイッチ6、7、8を開閉させる信号S6、S
7、S8をアウトプットしている.抵抗37は電源投入
時にNORゲート34からの出力信号をV0。にブルア
ップさせるためのものであり、出力インピーダンスより
大きな抵抗値となっている。又,抵抗38は同じ<Vs
sヘプルダウンさせるものである.第4図i.:オイテ
、SV,.,1.V,.,2は電圧がそれぞれVr.,
1、Vr.,2より大きくなった時点でlになる信号で
あり.CLOCK信号げより同期をとったものが、S
V rllf 1 ′、S V rat2′ となる。 S V r−r 1 ′・S V r−r 2 ” は
、SVr−rl′とSV,.,2’がNORゲート34
を通過した信号であり,S V rsf 1 ” S
V tar2′は同じ<ANDゲート33を通過した信
号であり、この信号がSRラッチ35を経てS6、S8
,S7の信号となる。 第2図電圧カーブ21がt1に達して,SV,.,2が
1となると.S7のみ1で維持される.つまり大容量コ
ンデンザ4と5は直列に接続されている。次にt2に達
して、SV,.,lがlになると56.S8が1に、S
7はOになり大容量コンデンサは並列に接続される.す
ると電圧はV,.,lより下がるので、SVrerlは
すぐにOに戻る.次にt3に達して、再度SVr.,1
が1になるが、すでに並列のまま保持されているので状
態は変化しない.同様にt4に達しても変化しない。次
にt5に達するとSV,.,2が0となり、S6.S8
.S7が切り替り直列接続となろ。SV,.,2は、電
圧が直列接続によりVr.r2をこえるので、すぐに1
に戻る。次にt6に達しても、直列のまま保持されてい
るので状態は変化しない.以上の動作により、大容量コ
ンデンサの接続を切り替え操作を可能にしている。 以上,コンデンサ切替及びにその制御回路の説明を行っ
てきたが、一般的に時計用IC内に形成可能なスイッチ
ング素子をスイッチ6〜8に使用すると、以下の問題が
生じる.まず、スイッチング素子としてバイボーラトラ
ンジスタを使用した場合、ベース・エミッタ間にある電
位差が必要であり、また、MOS−FETを使用した場
合は、ゲート・ソース間にやはりある電位差が必要とな
る.こ゛の前提のちとに、本発明の様なコンデンサを電
源とする電子時計を考えてみると、初期的にコンデンサ
ーが充電されていない時は,スイッチ6〜8に電位差を
供給することが不可能であり、どのスイッチもオフのま
まである.この状態では、いくら,発if機lが稼動し
ても,コンデンサへの充電は不可能となる. 第5図は上記問題点を解決する実施例で、スイッチとし
て、MOS−FETを使用した場合について説明する。 スイッチ6はPチャンネルタイプ(以下、PchFET
とする.)、スイッチ7、8はNチャンネルタイプ(以
下、NchFETとする。)のMOS−FETであり、
それぞれ、サブストレート・ドレイン間に、奇生ダイ才
−ド52、53、54が形成されている。またS6のみ
インバータ5lを介して.スイッチ6のゲートに接続さ
れているが,これは、スイッチ.6のPchFETは、
Oでオンとなるが、第3、第4図では1でオンするとし
て説明してきたため,その対応をとるためである。さて
、一般に奇生ダイオードは、第6図に示すごと<Nch
−FETの場合,サブストレートからドレインへ、また
サブストレートからソースへ順方向になる様に2ヶ形成
される。(PchFETは方向が逆)再に、本実施例の
ごとく、スイッチ6〜8のソースとサブストレートが接
続されている場合は,等価的にソース・ドレイン間に1
ヶの奇生ダイ才−ドが形成されていると見なせる.第6
図において、NchFETにおけるダイオード6lであ
り、PchFETにおけるダイオード62である. 第7図は上述の奇生ダイオードを有効に利用する例で、
初期的にコンデンサ4,5の電圧がO(V)であったと
しても、スイッチ7の奇生ダイオード53を通して、点
線55の充電経路を形成することが可能となる.また,
コンデンサ4,5の容量が等しい場合、スイッチ7 (
NchFET)のソース電位はl/2V33であり、ま
たゲート電位は初期的に第3図における抵抗38によっ
て■。。レベルにつられている.従って、ゲート・ソー
ス間電位差は172VsBであり、直列充電状態におい
゛て、コンデンサ1.5の電圧が高くなってくると、ス
イッチ7 (NchFET)のゲート・ソース間電位差
1/2VsSがVth(スイッチ7がオンするためのし
きい値)を越えて,オンすることが可能となる.再に充
電が進んで行くと、並列充電状態.になるのは前述した
通りである.以上により、動き始めまでの充電時間を短
く、さらに、作動範囲を長くする効果を上げているが、
より動き始めまでの充電時間を短くする手段として,以
下の手段も考えられる. まず、前記実施例で使用している2個の大容量コンデン
サは容量がほぼ等しかったが,これに差をつけると電圧
上昇が急になる.前記例で,C/2が2個だったりのを
、C/5と4/5Cに分けるとすると、直列にした時の
容量は4/25Cとなり、前記例がC/4だったのに対
し、64%の容量になる。従って、その分だけ電圧上昇
が急になり,早く動き始めることになる.又,大容量コ
ンデンサを3個使用してち同様の効果を得ることができ
る. [発明の効果1 以上述べたように,本発明によれば、次の効果を得るこ
とができる. まず,止まっている発電式時計を動かすまでの時間が短
くて済むということである.たとえば、自動巻発電時計
ならば、携帯する前に時計を振って強制的に発電させる
時間が短くて済むということになる.又、これらの時計
の電源には電気二重層コンデンサを使われることが多い
.この電源の自己放電特性はl圧が低くなる程、指数的
に漏れ電流が小さくなるということが判っており,0.
3V程度になると、ほとんど電圧は低下しなくなってく
る.従って最初の電圧は、2個直列で0.6V<らいあ
ることになり、実際はほんの少し時計を振るだけで、時
計は動き出すことになるという効果らある. 次に,従来の多段弁圧式に比べても,以下の点で優れて
いる.まず、昇圧するには、常時高い周波数でスイッチ
ングする必要があり、そのためには,スイッチングトラ
ンジスタを数多く必要とし昇圧切り替えの制御ロジック
ら複雑なため、ICの負荷が増え,サイズが大きく,又
、コスト高となり、スイッチングのためのパワーロスも
発生していた.本案では、昇圧という動作をしていない
のでシンプルになり、これらの問題を解決できる.又,
昇圧に使用する昇圧コンデンサを回路に実装する必要も
ないので、その分だけコストダウンとなる. 再に、従来の昇圧方式では充電コンデンサは常に同容量
であったが、本発明の様に直列時の容量が平常時の1/
4に設定できると、その分電圧上昇が早まり、逆に充電
電流が減少していき,充電径路内の抵抗分によるパワー
ロスが加速度的に滅少しで、従来の昇圧方式より充電効
率を高めることが可能となる. 前記実施例については,自動巻発電時計について説明し
たが、これに限らずソーラーや、外部から充電するシス
テムなど、電源に充電可能な手段を使用したものならば
、同様の効果を得ることができる.
良した例として、特開昭60−203887や、特開昭
61−124887があげられている.これらは、大容
量コンデンサを電源とし、電圧が時計を駆動できない様
な低い値の時は、多段昇圧回路により高い電圧に昇圧し
て補助コンデンサに貯え,そのエネルギーで時計を駆動
させようとす゜るものである.又、これを、発電システ
ムと組み合わせることにより、比較的低い電圧から時計
の駆動ができ,時計の起動性に{iわるというメリット
もある. [発明が解決しようとする課題] しかし、前述の従来技術では、昇圧のためのスイッチン
グトランジスタを数多く必要とし、昇圧切替えの制御ロ
ジックも複雑なためICサイズが大きくなったり、昇圧
のコンデンサや補助コンデンサの外付素子が増加するこ
とにより、回路実装コストの増加や、スペースロスが生
じるとい,う問題点を有する.又、昇圧時は、スイッチ
ング素子におけるパワーロスや、高い周波数の昇圧クロ
ツクを用いることによるICロジックにおけるバワーロ
スが考えられ、電力がロスが否めないという問題がある
. そこで本発明は,このような問題を解決するちので,そ
の目的とするところは、多段昇圧回路より簡単な回路構
成で同様の効・果を、より効率よく得るところにあり,
ソーラー時計や特開昭52−82478のような自動巻
発電時計など、発電式電子時計により適した電源システ
ムを提供するところにある. [課題を解決するための手段] 本発明の電子時計は、時刻表示手段、該時刻表示手段を
駆動する時計回路、充電可能な少なくとも2個のt源,
時計回路に供給する電位を制御する1f源制御回路を有
する時計において、前記WH制御回路は前記電源の電圧
レベルを検出する電圧検出回路と,それぞれの電源どう
しの接続構成を切り替えるスイッチ切り替え制御回路を
有し、前記電圧検出回路があらかじめ設定した所定の電
位を検知した時点で、前記スイッチ切り替え制御回路に
より、電源の接続構成を替え、時計回路への供給電位を
制御したことを特徴とする.【実 施 例1 本発明を、一実施例により図を用いて説明する.本実施
例は、特開昭52−82478の回転錘の回転により発
電機で発電し、その電気主ネルギーで時計を駆動する自
動巻発電時計をもとにしたもので,1t源に大容量コン
デンサを2個使用したものである. 第1図は,本発明実施例の全体回路説明図.第2図は作
動説明図.第3図はスイッチ切り替え制御回路の回路図
.第4図はスイッチ切り替えのタイミングチャートを示
す. 第1図において、Iは回転錘の回転により発電する発電
手段、2は過充電防止スイッチ,3は交流発電された電
流を整流する整流回路、4、5は容量のほぼ等しい大容
量コンデンサ、6、7、8はスイッチ、9は電源電圧検
出回路、lOは電源4,5の接続構成を切り替えるスイ
ッチ切り替え制御回路、11は時計回路.12は時計回
路11により駆動される時刻表示手段を示す.大容量コ
ンデンサ4と5は、スイッチ切り替え制御回路10によ
り、2種類の接続構成に切り替えられる.その一つは、
スイッチ6と8がOFFでスイッチ7がONの場合で,
大容量コンデンサ4と5は直列に接続される66う一つ
は、スイッチ6と8がONで、スイッチ7がOFFの場
合で、大容量コンデンサ4と5は並列に接続される.こ
れは、電源電圧検出回路9が、大容量コンデンサの電圧
を測定し,あらかじめ設定した所定の電圧になったこと
を検知したことにより切り替えられる. 次に第2図の作動説明図に沿って、作動の説明をする.
第2図は、充電時と放電時の電源電圧の推移と時計作動
範囲を示したものであり、縦軸が電圧,横軸が充電もし
くは放電時間を示したちのである.一般的に時計作動限
度電圧は1v弱であり、ここではO、9■とする.従っ
て電源電圧が069v以上の範囲で時計が動くというこ
とになる.まず、比較のために高容量コンデンサを1個
のみ使用した一般のシステムで説明する.この場合,コ
ンデンサの総容量を同じにするために、容量は本実施例
で使用している大容量コンデンサ1個の2倍とじl圧力
ーブを20で示す.この場合、時間TIが時計が動き出
すまでに必要な時間であり、区間aが時計作動範囲とな
る.コンデンサ電圧はある値になると、周知の過充電防
止回路により犠充電を防いでいる.次に本実施例の電圧
カーブ21に沿って説明する.Ovからt2までの区間
は大容量コンデンサ4と5が直列に接続されている区間
である.iF圧カーブ20の時の大容量コンデンサの容
量をCとすると、電圧カーブ2lの時の容量はそれぞれ
C/2となる.それを直列に接続すると、総容量はC/
4と少なくなる.?って、充電期間中は電圧カーブ20
より急激な電圧上昇を示す。この上昇具合は、定電流充
電の場合なら理論上4倍の上昇率となるが、本実施例の
様な発ittmでは電圧の上昇に伴い発電電流が減少す
る電圧特性を持っており、4倍以下の上昇率となる。一
般に大容量コンデンサ電圧×発電電流=一定が成り立つ
と、2倍の上昇率となり,以後この前提で説明する。電
圧が上昇し、あらかじめ設定したVr−rlに達したこ
とを第1図電源電圧検出回路9で検知した時点で、スイ
ッチ切り替え制御回路10によりスイッチ6、7、8を
操作し、大容量コンデンサ4と5を並列に接続する7こ
こでは、■,■1を2.2Vと設定する.並列になると
総容量はCとなり、電圧はl/2になり、電圧カーブ2
0と重なり,これ以降は,電圧が■,.2に達するt5
点まで、同様となる。t5点に達すると611記と同様
に電圧を検出し、大容量コンデンサの接続を並列から直
接に切り替える.直列接続時の11y.′r4.は,充
電時と同様に並列時の2倍の下降率で電圧は下降してい
く、従って、本実施例電圧カーブ21の場合は、時計が
動き出すまでの時間はT2となり,区間bが時計作動範
囲となる、つまり、早く動き出し、より長い時間動き続
けるということである.次に,第1図スイッチ切り替え
制御回路10の動作を第2図作動説明図,第3図回路図
、第4図タイミングチャートに沿って説明する.第3図
は、フリップフロップ3l、32、ANDゲート33、
NORゲート34、SRラツチ35、インバータ36、
抵抗37、38よりなり、第2図v,.,i、Vr−r
2を検知した信号SV,.t 1とSV,.,2により
、第1図スイッチ6、7、8を開閉させる信号S6、S
7、S8をアウトプットしている.抵抗37は電源投入
時にNORゲート34からの出力信号をV0。にブルア
ップさせるためのものであり、出力インピーダンスより
大きな抵抗値となっている。又,抵抗38は同じ<Vs
sヘプルダウンさせるものである.第4図i.:オイテ
、SV,.,1.V,.,2は電圧がそれぞれVr.,
1、Vr.,2より大きくなった時点でlになる信号で
あり.CLOCK信号げより同期をとったものが、S
V rllf 1 ′、S V rat2′ となる。 S V r−r 1 ′・S V r−r 2 ” は
、SVr−rl′とSV,.,2’がNORゲート34
を通過した信号であり,S V rsf 1 ” S
V tar2′は同じ<ANDゲート33を通過した信
号であり、この信号がSRラッチ35を経てS6、S8
,S7の信号となる。 第2図電圧カーブ21がt1に達して,SV,.,2が
1となると.S7のみ1で維持される.つまり大容量コ
ンデンザ4と5は直列に接続されている。次にt2に達
して、SV,.,lがlになると56.S8が1に、S
7はOになり大容量コンデンサは並列に接続される.す
ると電圧はV,.,lより下がるので、SVrerlは
すぐにOに戻る.次にt3に達して、再度SVr.,1
が1になるが、すでに並列のまま保持されているので状
態は変化しない.同様にt4に達しても変化しない。次
にt5に達するとSV,.,2が0となり、S6.S8
.S7が切り替り直列接続となろ。SV,.,2は、電
圧が直列接続によりVr.r2をこえるので、すぐに1
に戻る。次にt6に達しても、直列のまま保持されてい
るので状態は変化しない.以上の動作により、大容量コ
ンデンサの接続を切り替え操作を可能にしている。 以上,コンデンサ切替及びにその制御回路の説明を行っ
てきたが、一般的に時計用IC内に形成可能なスイッチ
ング素子をスイッチ6〜8に使用すると、以下の問題が
生じる.まず、スイッチング素子としてバイボーラトラ
ンジスタを使用した場合、ベース・エミッタ間にある電
位差が必要であり、また、MOS−FETを使用した場
合は、ゲート・ソース間にやはりある電位差が必要とな
る.こ゛の前提のちとに、本発明の様なコンデンサを電
源とする電子時計を考えてみると、初期的にコンデンサ
ーが充電されていない時は,スイッチ6〜8に電位差を
供給することが不可能であり、どのスイッチもオフのま
まである.この状態では、いくら,発if機lが稼動し
ても,コンデンサへの充電は不可能となる. 第5図は上記問題点を解決する実施例で、スイッチとし
て、MOS−FETを使用した場合について説明する。 スイッチ6はPチャンネルタイプ(以下、PchFET
とする.)、スイッチ7、8はNチャンネルタイプ(以
下、NchFETとする。)のMOS−FETであり、
それぞれ、サブストレート・ドレイン間に、奇生ダイ才
−ド52、53、54が形成されている。またS6のみ
インバータ5lを介して.スイッチ6のゲートに接続さ
れているが,これは、スイッチ.6のPchFETは、
Oでオンとなるが、第3、第4図では1でオンするとし
て説明してきたため,その対応をとるためである。さて
、一般に奇生ダイオードは、第6図に示すごと<Nch
−FETの場合,サブストレートからドレインへ、また
サブストレートからソースへ順方向になる様に2ヶ形成
される。(PchFETは方向が逆)再に、本実施例の
ごとく、スイッチ6〜8のソースとサブストレートが接
続されている場合は,等価的にソース・ドレイン間に1
ヶの奇生ダイ才−ドが形成されていると見なせる.第6
図において、NchFETにおけるダイオード6lであ
り、PchFETにおけるダイオード62である. 第7図は上述の奇生ダイオードを有効に利用する例で、
初期的にコンデンサ4,5の電圧がO(V)であったと
しても、スイッチ7の奇生ダイオード53を通して、点
線55の充電経路を形成することが可能となる.また,
コンデンサ4,5の容量が等しい場合、スイッチ7 (
NchFET)のソース電位はl/2V33であり、ま
たゲート電位は初期的に第3図における抵抗38によっ
て■。。レベルにつられている.従って、ゲート・ソー
ス間電位差は172VsBであり、直列充電状態におい
゛て、コンデンサ1.5の電圧が高くなってくると、ス
イッチ7 (NchFET)のゲート・ソース間電位差
1/2VsSがVth(スイッチ7がオンするためのし
きい値)を越えて,オンすることが可能となる.再に充
電が進んで行くと、並列充電状態.になるのは前述した
通りである.以上により、動き始めまでの充電時間を短
く、さらに、作動範囲を長くする効果を上げているが、
より動き始めまでの充電時間を短くする手段として,以
下の手段も考えられる. まず、前記実施例で使用している2個の大容量コンデン
サは容量がほぼ等しかったが,これに差をつけると電圧
上昇が急になる.前記例で,C/2が2個だったりのを
、C/5と4/5Cに分けるとすると、直列にした時の
容量は4/25Cとなり、前記例がC/4だったのに対
し、64%の容量になる。従って、その分だけ電圧上昇
が急になり,早く動き始めることになる.又,大容量コ
ンデンサを3個使用してち同様の効果を得ることができ
る. [発明の効果1 以上述べたように,本発明によれば、次の効果を得るこ
とができる. まず,止まっている発電式時計を動かすまでの時間が短
くて済むということである.たとえば、自動巻発電時計
ならば、携帯する前に時計を振って強制的に発電させる
時間が短くて済むということになる.又、これらの時計
の電源には電気二重層コンデンサを使われることが多い
.この電源の自己放電特性はl圧が低くなる程、指数的
に漏れ電流が小さくなるということが判っており,0.
3V程度になると、ほとんど電圧は低下しなくなってく
る.従って最初の電圧は、2個直列で0.6V<らいあ
ることになり、実際はほんの少し時計を振るだけで、時
計は動き出すことになるという効果らある. 次に,従来の多段弁圧式に比べても,以下の点で優れて
いる.まず、昇圧するには、常時高い周波数でスイッチ
ングする必要があり、そのためには,スイッチングトラ
ンジスタを数多く必要とし昇圧切り替えの制御ロジック
ら複雑なため、ICの負荷が増え,サイズが大きく,又
、コスト高となり、スイッチングのためのパワーロスも
発生していた.本案では、昇圧という動作をしていない
のでシンプルになり、これらの問題を解決できる.又,
昇圧に使用する昇圧コンデンサを回路に実装する必要も
ないので、その分だけコストダウンとなる. 再に、従来の昇圧方式では充電コンデンサは常に同容量
であったが、本発明の様に直列時の容量が平常時の1/
4に設定できると、その分電圧上昇が早まり、逆に充電
電流が減少していき,充電径路内の抵抗分によるパワー
ロスが加速度的に滅少しで、従来の昇圧方式より充電効
率を高めることが可能となる. 前記実施例については,自動巻発電時計について説明し
たが、これに限らずソーラーや、外部から充電するシス
テムなど、電源に充電可能な手段を使用したものならば
、同様の効果を得ることができる.
第1図は,本発明実施例の全体回路説明図。第2図は、
本発明実施例の作動説明図。第3図は本発明実施例のス
イッチ切り替え制御回路図.第4図は、スイッチ切り替
えのタイミングチャートを示す. 第5図は,スイッチ6,7、8にMOSFETを使用し
た実施例を示す. 第6図は、MOSFETの奇生ダイオードの説明図.(
a)はNchFETを示す。(b)はPchFETを示
す. 1 ・ ・ ・ ・ ・ ・ 2 ・ ・ ・ ・ ・ ・ 3 ・ ・ ・ ・ ・ ・ 4、 5 ・ ・ ・ ・ 6, 7、 8 ・ ・ 9 ・ ・ ・ ・ ・ ・ 1 0 ・ ・ ・ ・ ・ ・ 1 1’ ・ ・ ・ ・ ・ ・l 2 ・ ・
・ ・ ・ ・ ・発電機 ・過充電防止スイッチ ・整流回路 ・大容量コンデンサ ・スイッチ ・電源電圧検出回路 ・スイッチ切り替え制御回路 ・時計回路 ・時刻表示手段 以上
本発明実施例の作動説明図。第3図は本発明実施例のス
イッチ切り替え制御回路図.第4図は、スイッチ切り替
えのタイミングチャートを示す. 第5図は,スイッチ6,7、8にMOSFETを使用し
た実施例を示す. 第6図は、MOSFETの奇生ダイオードの説明図.(
a)はNchFETを示す。(b)はPchFETを示
す. 1 ・ ・ ・ ・ ・ ・ 2 ・ ・ ・ ・ ・ ・ 3 ・ ・ ・ ・ ・ ・ 4、 5 ・ ・ ・ ・ 6, 7、 8 ・ ・ 9 ・ ・ ・ ・ ・ ・ 1 0 ・ ・ ・ ・ ・ ・ 1 1’ ・ ・ ・ ・ ・ ・l 2 ・ ・
・ ・ ・ ・ ・発電機 ・過充電防止スイッチ ・整流回路 ・大容量コンデンサ ・スイッチ ・電源電圧検出回路 ・スイッチ切り替え制御回路 ・時計回路 ・時刻表示手段 以上
Claims (1)
- 時刻表示手段、該時刻表示手段を駆動する時計回路、充
電可能な少なくとも2個の電源、時計回路に供給する電
位を制御する電源制御回路を有する時計において、前記
電源制御回路は前記電源の電圧レベルを検出する電圧検
出回路と、それぞれの電源どうしの接続構成を切り替え
るスイッチ切り替え制御回路を有し、前記電圧検出回路
があらかじめ設定した所定の電位を検知した時点で、前
記スイッチ切り替え制御回路により、電源の接続構成を
替え、時計回路への供給電位を制御したことを特徴とす
る電子時計。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP30018389A JPH03160394A (ja) | 1989-11-18 | 1989-11-18 | 電子時計 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP30018389A JPH03160394A (ja) | 1989-11-18 | 1989-11-18 | 電子時計 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH03160394A true JPH03160394A (ja) | 1991-07-10 |
Family
ID=17881737
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP30018389A Pending JPH03160394A (ja) | 1989-11-18 | 1989-11-18 | 電子時計 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH03160394A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO1995026520A1 (fr) * | 1994-03-29 | 1995-10-05 | Citizen Watch Co., Ltd. | Dispositif d'alimentation en energie pour appareils electriques |
-
1989
- 1989-11-18 JP JP30018389A patent/JPH03160394A/ja active Pending
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO1995026520A1 (fr) * | 1994-03-29 | 1995-10-05 | Citizen Watch Co., Ltd. | Dispositif d'alimentation en energie pour appareils electriques |
US5701278A (en) * | 1994-03-29 | 1997-12-23 | Citizen Watch Co., Ltd. | Power supply unit for electronic appliances |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US4653931A (en) | Self-charging electronic timepiece | |
US6249446B1 (en) | Cascadable, high efficiency charge pump circuit and related methods | |
CN102594123B (zh) | 开关电源的控制电路、控制方法及开关电源、电子设备 | |
EP0194136A2 (en) | Electronic timepiece with a solar cell | |
US20020051372A1 (en) | Voltage drop DC-DC converter | |
US7126388B2 (en) | Power MOSFET driver and method therefor | |
CN1538453B (zh) | 升压电源电路 | |
JP3000633B2 (ja) | 電子機器 | |
JP3655116B2 (ja) | チャージポンプ回路の駆動方法及び電圧変換回路 | |
US11594959B1 (en) | Switched capacitor circuit with passive charge recycling | |
US20030034827A1 (en) | High-efficiency power charge pump supplying high DC output currents | |
KR20020079366A (ko) | 전압 변환 장치 | |
CN108631575A (zh) | 一种应用于开关电源的软启动电路 | |
JPH0792506B2 (ja) | 電子時計 | |
JP3205756B2 (ja) | 電子機器 | |
JP3006320B2 (ja) | 高効率ドライバ−を有する電圧変換回路 | |
JPH1073675A (ja) | 可逆コンバータによって調整される継続的電力供給回路 | |
CN116317542A (zh) | 一种双电荷泵电路系统 | |
US6762639B2 (en) | Booster circuit capable of switching between a conventional mode and a low consumption current mode | |
CN105515364A (zh) | 一种应用于Boost转换器的近阈值电压自启动电路 | |
CN100538803C (zh) | 半导体集成电路以及升压方法 | |
CN113300600B (zh) | 一种升压转换电路的预升压电路 | |
JPH03160394A (ja) | 電子時計 | |
CN113054852B (zh) | 隔离电源及电子设备 | |
JP2003339156A (ja) | 昇圧回路 |