JPH0315850B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は、特に矩形波信号を増幅する電気増
幅器を用いて、可飽和増幅ステージを有する非直
線負荷を駆動するに適した負荷駆動用電気回路に
関するものである。

電気モータなどの負荷を駆動するための増幅器
は、しばしば飽和状態、すなわち導通状態とカツ
トオフ、すなわち非導通状態との間で駆動される
トランジスタ増幅ステージを採用することがあ
る。負荷に加えられる電力は負荷の直前のトラン
ジスタ増幅ステージにおいて比較的大量の電力が
消費される場合にはトランジスタ増幅ステージが
過熱状態となり、破損する程度の大きさとして与
えられる。飽和状態及び非導通状態において、ト
ランジスタには最小の電力が消費される。したが
つてスイツチモードにおいて作動する増幅ステー
ジのトランジスタは飽和状態と非導通状態との間
でスイツチングされ、そのトランジスタにおける
過大な熱消費を行なうことなく負荷に大電力を加
えることができる。

このようにして負荷に加えられた信号は矩形波
又はデイジタル信号としての波形を持つている。
信号の連続したパルスにおける各振幅はすべて等
しいものである。負荷に加えられる電力の変更は
矩形波信号のパルス幅変調を行なつて負荷に加え
られるべき所望の電力と吊り合つたデユーテイサ
イクルを提供することにより達せられる。負荷に
電力を加えるためのシステムは、増幅器のほかに
矩形波信号を発生する発振器と、所望のデユーテ
イサイクルを指定する振幅を有するアナログ信号
源、及びそのアナログ信号に応答して矩形波信号
のパルス持続時間を変更することにより所望のデ
ユーテイサイクルを提供するためのパルス幅変調
器を具備している。負荷に加えられる信号のパル
ス繰返し周波数は、負荷回路の周波数応答、すな
わちモータの誘導回路のカツトオフ周波数、もし
くは容量型負荷における容量性負荷のカツトオフ
周波数よりも十分高くしてある。かくして負荷は
パルス列信号を濾波することによりその平均値に
等しい電流又は電圧を抽出するものである。平均
値はデユーテイサイクルに比例するため、負荷は
所望の電力を受容する。

負荷の直前に位置するステージに加えて、増幅
器及び他のステージのすべてにも電力を維持する
ためにトランジスタを飽和状態と非導通状態との
間でスイツチングするようにしたトランジスタ回
路が構成される。すなわちこのような増幅器はス
イツチモードにおいて作動する直列接続されたト
ランジスタからなるものである。このような回路
はトランジスタの電力消費を減少させるという利
益を有するものであり、これによつて経済的な低
電力トランジスタの使用を可能にするものであ
る。

しかしながら、負荷の直前に位置するスイツチ
モードトランジスタを駆動し、かつ他の非直線回
路を駆動するために直列的なスイツチモードトラ
ンジスタ回路を用いる場合、好ましくない多くの
不規則性が生ずるものである。

一つの問題は負荷の直前に位置するトランジス
タ増幅ステージへの電流を駆動するために限流抵
抗を接続したスイツチモードトランジスタの直列
回路を用いることから生ずるものである。負荷の
直前における過飽和ドライバの一例として構成さ
れるスイツチモードトランジスタ増幅ステージは
飽和状態を誘導し、維持するために流すべき正の
ベース電流を要求する。この正のベース電流の大
きさは効率的なスイツチモード動作を確保するた
めに過飽和トランジスタドライバステージにおけ
る所望のコレクタ電流に対し一定のパーセンテー
ジを有しなければならない。限流抵抗の単純な使
用はドライバ条件を変化することに関連してなさ
れる飽和ドライバトランジスタの正確な制御を妨
害するものである。これらのドライバ条件は特に
限定されたものではないが、たとえばドライバ温
度の変化、コレクタ電流の変化、電圧変動及び並
列ドライバ動作におけるエミツタバラスト抵抗の
電圧降下を含むものである。

直列のスイツチモードトランジスタ回路の誤動
作に基づく問題は、変調された矩形波信号の各パ
ルスの前縁及び後縁においてそれぞれ立ち上がり
時間及び立ち下がり時間を維持することに関連す
る。その結果、立ち上がり時間及び立ち下がり時
間は各増幅ステージにおいて漸進的に長くなり、
したがつて矩形波信号は梯形信号に変形される。
したがつて負荷の前ステージに位置する増幅ステ
ージは、その回路中のトランジスタが飽和状態又
は非導通状態のいずれにも属さない時間周期を含
むことになる。過大な熱が発生すると、スイツチ
モード動作の目的を阻害することになる。立ち上
がり時間及び立ち下がり時間をよりよく維持する
ことができるより応答性のよいトランジスタを用
いてこのような状況の修正を行うことは、それら
が比較的高価であるため、実際的ではないと考え
られる。

上述した問題点は、本発明において直線ドライ
バ及び非直線ドライバを含むシステムを採用する
ことにより克服され、かつ特有の利益がもたらさ
れる。直線ドライバは負荷への電力供給を行なう
非直線ドライバを付勢するものである。この直線
ドライバは典型的には飽和状態と非導通状態との
間で、スイツチモードにおいて動作するようにし
たトランジスタを含むものである。しかしなが
ら、このドライバは過飽和リアクトルを用いた磁
気増幅器などの非直線動作を行なう別の回路要素
からなることもできる。これらの直線ドライバ及
び非直線ドライバはいずれもパルス幅変調された
矩形波を有するドライブ信号に応答して動作する
ものである。ドライブ信号の振幅は非直線ドライ
バ中に初期飽和、適度な飽和、又は深い飽和など
の対応する飽和状態を誘導するのに必要な所定の
大きさを有するものである。

たとえばトランジスタの場合、初期飽和は動作
特性における次のような部分を規定するものであ
る。すなわちトランジスタの強制的なゲインが減
少し、しかもベース電流がベース・エミツタ接合
の実効容量における実質的な変化を誘起しない程
度に十分小さいという条件が指定される。かくし
てエミツタ−コレクタ端子対には小さな電圧が現
われ、このトランジスタには小電力が消費される
ことになる。さらにトランジスタの応答時間にお
いてはきわめて小さな変化しか発生しない。これ
に対し、深い飽和によればベース−エミツタ接合
には、その接合の静電容量に比例して大きく、又
トランジスタの周波数応答に比例して小さくなる
実質的な電荷が蓄積される。初期飽和の状態は、
ベース電流の減少により飽和がそれ以上存在しな
くなり、又、ベース電流の増大により適度な飽和
から深い飽和へ進行することを考慮して、ベース
電流の正確な制御を要求するものである。

本発明の好ましい実施例において、非直線ドラ
イバは初期飽和状態と非導通状態との間における
スイツチモードで動作するトランジスタを含むも
のである。直線ドライバはパルス幅変調されたパ
ルス列信号を提供するものである。このパルス幅
変調は負荷に加えられるべき電力量を指定する制
御信号の振幅に比例した平均値を持つように行な
われる。この直線ドライバの出力端子はトランジ
スタのベース端子に結合され、そのトランジスタ
にベース電流を提供するものである。ベース電流
のパルスの開始はトランジスタにおける飽和状態
を誘起するものである。電流パルスの終了はその
トランジスタを非導通状態にするものである。

本発明の負荷駆動用電気回路において、直線ド
ライバはコンダクタンス帰還増幅器からなつてい
る。この増幅器は出力電流のある大きさを帰還さ
せて、それを入力電圧信号に加えることによりト
ランジスタに加えられるベース電流が入力信号の
振幅に直接比例した振幅を有するようにしたもの
である。入力信号はパルス幅変調された矩形波か
らなつている。ベース端子に供給された電流は同
様にパルス幅変調された矩形波を有する。直線増
幅器は正及び負の電源に対称的に結合された出力
ステージを備えている。これにより直線増幅器は
PNPトランジスタ及びNPNトランジスタのいず
れをも駆動する正及び負の電流を供給することが
できる。この電流の方向は入力ドライブ電圧の方
向に応じたものである。電流パルスの大きさにつ
いてはパルス間の電流の振幅を調整して飽和状態
及び非導通状態を正確に制御するようにした回路
を装備するのが望ましい。これによりベース電流
のデユーテイサイクル、波形及び振幅はトランジ
スタの飽和状態又は非導通状態に関する何らかの
効果とは独立して正確に制御される。

本発明の負荷駆動用電気回路における重要な様
相によれば、直線ドライバはパルス幅変調波形の
各パルスにおける立ち上がり時間及び立ち下がり
時間を正確に再現するに十分な帯域幅及び電力を
有するものである。再現された立ち上がり時間及
び立ち下がり時間は、非直線ドライバのスイツチ
モードトランジスタに供給される制御信号の電流
パルスとして現れる。これによりスイツチモード
トランジスタにおける飽和状態と非導通状態との
間の遷移は、所望の平均電力レベルを得るために
トランジスタの過大な熱を発生しない程度に持続
的に行なわれることができる。飽和トランジスタ
ドライバの直列回路を用いる代わりに直線ドライ
バを使用すると、そのような飽和ドライバの直列
回路に関して比例した熱発生及び波形歪みの問題
を克服することができる。

トランジスタにおける飽和電流のターンオン及
びターンオフ時間をさらに短縮するためにはベー
ス電流波形をさらに改良する必要があり、このた
めには相互コンダクタンス増幅器の前にパルス成
形器を配置し、各飽和期間及び各非導通期間の開
始時において前縁スパイクを挿入するのが望まし
い。ベース電流におけるこのスパイクは、トラン
ジスタにおける容量及び電荷蓄積効果を凌駕して
飽和状態と非導通状態との間のより迅速な遷移を
行なわせるものである。

前述した回路は異なつた電気特性を有する種々
の負荷を駆動するために有利に用いられるが、回
路が所定の電気特性の単一なセツトを有する負荷
のみを駆動すべく用いられる場合には、この回路
を単純化して利用することができる。たとえば負
荷の電流、電圧及びインピーダンスが予めセツト
され、かつ他のある種の負荷を駆動するために前
述の回路を用いることが企図されていない場合に
は、異なつたインピーダンスの負荷に対する異な
つた大きさの電流の供給を行なうために前述の回
路を大きく単純化することは要求されない。した
がつて前述した回路の大部分は実質上数個の電気
要素しか用いない低価格の回路と置換することが
できる。この選択的に単純化された回路は相補性
トランジスタドライブ回路を用い、この回路のベ
ース電流が一対のツエナーダイオード、及び一つ
の電子スイツチング回路により供給されるように
したものである。このスイツチング回路は前記相
補性ドライブ回路を付勢して非直線ドライバに交
互に正負パルス電流を供給するものである。これ
により上記実施例の帰還回路及びパルス成形回路
は削除することができ、これに伴つて電子回路の
複雑性及びコストを実質的に抑制することができ
る。

第１図を参照すると、信号源２４からの制御信
号に従つて負荷２２に電力を供給するためのシス
テム２０が示されている。本発明によればシステ
ム２０は信号源２４からライン２８に載せられた
アナログ信号のフオーマツトをライン３０上のパ
ルス幅変調信号に変形するための信号変換器２６
を具備している。システム２０はさらに直線相互
コンダクタンス増幅器３２及び過飽和ドライバ３
４を具備しており、これらにより変換器２６から
のパルス幅変調信号を負荷２２に結合するもので
ある。

本発明の特徴的構成によれば、ドライバ３４は
非直線モードにおいて動作し、一方、増幅器３２
はライン３６におけるその出力電流の大きさとラ
イン３０におけるその増幅器３２への入力電圧の
大きさとの間の直線関係を提供するものである。
たとえばドライバ３４はトランジスタ３８及びこ
のトランジスタ３８のベース−エミツタ接合間に
直列接合され、かつそのベース−エミツタ接合の
向きと反対の極性を有するようにした一対のダイ
オード４０を具備した典型的な回路構成として示
されている。ライン３６上のパルス幅変調信号の
電流パルスはトランジスタ３８にベースドライブ
信号として供給される。ライン３６に電流パルス
が発生する度にトランジスタ３８は飽和状態に入
る。ライン３６における各電流パルスが終了する
と、トランジスタ３８はカツトオフされ、非導通
状態に移行する。これによりトランジスタ３８に
は必要な最小の電力が消費され、一方、負荷２２
には最大の電力が結合される。負荷２２は典型的
なモータのステータ巻線であり、この巻線はバツ
テリー４６として示された電源によりトランジス
タ３８のエミツタ端子及びコレクタ端子の間に直
列接続されたインダクタンス素子４２及び抵抗４
４からなるものとして略示されている。増幅器３
２の直線動作特性はトランジスタ３８へのベース
ドライブ電流の前縁及び後縁がライン３０におけ
るパルス信号の対応する前後縁に正確に従うよう
にするものである。これによりトランジスタの飽
和状態と非導通状態との間の移行はトランジスタ
３８内の消費電力を最小にするように急速に行な
われるものである。

図において変換器２６のブロツク内に示された
グラフ４８を参照すると、その上部のグラフはラ
イン３０の状態として典型的なパルス幅変調信号
の波形を描いたものである。グラフ４８の上から
２番目の曲線は負荷２２を流れる電流の理想的な
濾波済み波形を描いたものであり、さらに第３の
曲線は信号源２４からライン２８に載せられた典
型的な制御信号の波形を示すものである。たとえ
ば信号源２４はポテンシヨメータ（図示せず）及
びバツテリー（図示せず）を含んでおり、これに
よつてライン２８上のアナログ電圧をグラフ４８
の３番目の曲線により示された波形に従つて手操
作で変化させることができる。負荷２２による電
流パルスの濾波を達成するためには、ライン３０
上のパルス列の繰返し周波数を、なるべくなら負
荷の濾波カツトオフ周波数の少なくとも２又は３
倍にすることが望ましい。当然ながら負荷による
フイルタ機能はインダクタンス４２及び抵抗４４
からなつている。これにより負荷２２を流れる電
流は増幅器３２からライン３６に現れる電流パル
ス列の平均値に比例することとなる。

変換器２６は矩形波発生器５０、パルス幅変調
器５２及びパルス成形器５４からなり、ライン２
８の制御信号に応答してライン３０にパルス幅変
調信号を供給するものである。矩形波発生器５０
は変調器５２に対し等しい時間幅の矩形波パルス
列を供給するものである。この変調器５２はライ
ン２８上の信号電圧に応答して次々に発生するパ
ルスの時間幅をライン２８上の電圧の大きさに比
例して変化させる。したがつて変調器５２の出力
端子におけるパルス列信号のデユーテイサイクル
及びライン３０に現れるパルス列信号のデユーテ
イサイクルはライン２８における制御信号の電圧
値に比例する。パルス成形器５４は第２図との関
連で後述するが、パルス列信号の振幅を所定のセ
ツト値に設定するためのリミツタ、及び各パルス
に前縁スパイクを加えてドライバ３４における飽
和状態及び非導通状態の間の遷移速度を増大させ
るための回路を具備している。

増幅器３２は５個の抵抗５７〜６１と２個のト
ランジスタ６５，６６及び演算増幅器６８を備え
ている。抵抗５７はライン３０上の入力信号を演
算増幅器６８の負入力端子に結合する。抵抗５８
は増幅器６８の正入力端子を接地電位に接続する
ものである。ライン３０上の入力信号はグラフ４
８において＋Ａ及び−Ａとして示す等しい振幅の
正負電圧間で変化し、一方ライン３６上の出力電
流は正及び負の電流の等しいピーク値の間で同様
に変化するものである。これに対しライン３６の
電流に応答してトランジスタ３８のコレクタ端子
を流れる電流はトランジスタ３８がライン３６の
負電流期間において遮断されるため、一方向にし
か流れないことに留意すべきである。負の電流は
ダイオード４０により接地電位からライン３６に
結合される。トランジスタ６５及び６６のエミッ
タは互いに接続され、通常の方法において提供さ
れる＋Ｖ及び−Ｖの電圧間における対称的な電力
ドライブを発生するものである。増幅器６８の出
力端子はトランジスタ６５及び６６にベース電流
を供給するものである。増幅器６８の出力端子に
おける電圧変動及びトランジスタ６５及び６６を
流れる電流の変調は十分小さいため、増幅器６８
及びトランジスタ６５，６６はそれらの直線動作
モードの範囲内でのみ動作する。

本発明の１つの特徴は演算増幅器６８の負及び
正の入力端子にそれぞれ結合された２個の帰環抵
抗５９，６０を用いる点にある。抵抗５７，５８
は互いに等しい抵抗値を有する。抵抗５９，６０
の関係も同様である。抵抗６１の一方の端子から
抵抗５９によつて帰環した電圧は抵抗６１の他方
の端子から抵抗６０により帰環した電圧とは相違
しており、この電圧差は抵抗６１の両端における
電圧降下に等しいものである。抵抗６１は抵抗５
７〜６０の値に比してかなり小さい抵抗値を有す
るものであり、抵抗６１の両端における電圧降下
がライン３６の電流値に比例することを利用した
検流抵抗の働きをするようになつている。抵抗５
９，６０が比較的大きい値にされたことはライン
３６の電流のうち、無視し得る程度の微量のみを
増幅器６８の入力端子に帰環結合するためであ
る。ドライバ３４の入力インピーダンスと直列に
接続された抵抗６１はトランジスタ６５，６６の
エミツタ回路のためのエミツタインピーダンスと
して働くものである。増幅器６８の差動入力端子
に対する抵抗６１を横切つた電圧降下の結合によ
りこの増幅器の出力電圧はそのような大きさで駆
動され、これによりライン３６上の電流を相互コ
ンダクタンス増幅器３２の入力端子におけるライ
ン３０上の電圧信号の波形に正確に追随させるも
のである。したがつてライン３６の電流はライン
３０のすべての値における電圧波形に直線的に追
随し、その直線関係は増幅器６８及びトランジス
タ６５，６６の直線性の範囲内における前述した
動作により確保される。

これに対しドライバ３４の前述した非直線動作
は、トランジスタ３８の飽和期間においてのみ、
そのトランジスタのコレクタ回路に電流を通じ、
したがつてトランジスタ３８はグラフ４８の一番
目の曲線で描いた波形の負の部分においてはカツ
トオフされる。トランジスタ３８がカツトオフさ
れる時間周期において、インダクタンス素子４２
を流れる電流はトランジスタ３８を迂回したダイ
オード７０によりバイパスされる。負荷電流の平
滑化された値はグラフ４８の第２部分を参照して
前述した通りグラフ４８の第１の波形の正の部分
のみの順列の平均値を表わしている。直線増幅
器、すなわち増幅器３２によりトランジスタ３８
にベース駆動電流を供給すると、トランジスタ３
８の連続して発生する飽和状態はドライバ３４の
回路における温度変化や電圧変動とは独立して正
確に制御される。

第２図を参照すると、ベース電流の関数として
のコレクタエミツタ端子間の電圧及び飽和状態を
表わすグラフが示されている。特に深い飽和状態
においては、コレクタエミツタ電圧の十分な変化
がなくてもベース電流の大きさが実質的に変化す
ることに留意すべきである。しかしながら初期飽
和においてはベース電流における比較的小さな減
少が飽和状態を終了させ、コレクタエミツタ電圧
の急激な上昇が発生する。したがつて相互コンダ
クタンス増幅器によつて形成されるこのような正
確な電流制御は本発明に動作の基本をなすもので
ある。

第３図を参照すると、パルス成形器５４は変調
器５２からライン７２に載せられたパルス幅変調
信号と受け取つて、第１図のグラフ４８に描かれ
たようなライン３０上のパルス幅変調信号出力を
発生するものである。パルス成形器５４はライン
３０上のパルス信号の振幅を所定の大きさに調整
しつつ、このパルス幅変調のデユーテイサイクル
を維持するようにしたものである。さらにパルス
成形器５４は第１図のドライバ３４の改良された
動作のためにライン３０上の各パルスの前縁に前
縁スパイクを提供するものである。

パルス成形器５４は光学的アイソレータ７４及
び３個の演算増幅器７７〜７９を具備している。
光学的アイソレータ７４は２個のダイオード８
１，８２と抵抗８４及びトランジスタ８６からな
つている。ダイオード８１，８２は光線８８によ
り光学的に結合されたホトダイオードであり、そ
のうちの一方８１は光線８８をライン７２上の正
パルスの発生に応答して伝導し、ダイオード８２
は光線８８の各発生に応答してトランジスタ８６
にベース電流を供給するものである。トランジス
タ８６は電圧＋Ｖ及び−Ｖを提供する２個の電圧
源により付勢され、これらの電圧源は典型的なバ
ツテリー９１，９２として示されている。

回路動作時において、アイソレータ７４はライ
ン９４上にライン７２上の矩形波信号に等しいデ
ユーテイサイクルを有する矩形波パルス信号を発
生する。このライン９４上の信号は図においてラ
イン９４に近接したグラフ９６において図示され
ている。各パルス光の発生によりトランジスタ８
６は飽和状態に駆動され、そのコレクタ電流は抵
抗８４といずれも接地電位に結合された２個のバ
ツテリー９１，９２とからなる直列回路を流通す
る。パルス光が終了すると、ダイオード８２はト
ランジスタ８６へのベース電流を終了させ、した
がつてこのトランジスタを非導通状態におくもの
である。これによりコレクタ端子の電圧は接地電
位に関して交互に＋Ｖ及び−Ｖの値となる。その
結果、ライン９４上の矩形波信号はバツテリー９
１，９２の電圧により大きさを制限される。これ
によりアイソレータ７４はパルス成形器５４内に
おける電圧レベルを変調器５２内に現れた電圧レ
ベルから切り離すとともに、ライン９４上の矩形
波信号の正及び負の振幅を制限するという二重の
機能を提供するものである。

増幅器７７は帰環回路９８により単位利得（増
幅率１）を有する。このような単位利得制御ステ
ージの構成は周知の通りである。これにより増幅
器７７はライン９４上の信号波形を保持するイン
ピーダンスアイソレーシヨンを提供するととも
に、パルス成形器５４の後続のステージを十分な
電力で駆動するものである。

増幅器７８はこの増幅器７８の出力端子と負入
力端子との間に結合された抵抗１００からなる帰
環回路を有する。増幅器７８の負入力端子はコン
デンサ１０２及び抵抗１０４の並列接続を介して
増幅器７７の出力端子に結合される。増幅器７８
の正入力端子は接地電位に接続される。増幅器７
８の利得は抵抗１００及び１０４の抵抗値の比率
に従つて固定される。コンデンサ１０２の静電容
量は抵抗１０４及び１００と組み合わされたコン
デンサ１０２により形成される時定数がライン９
４上の矩形波信号のパルス幅より小さくなるよう
に選択される。コンデンサ１０２の効果は各正の
パルスの前縁及び各負のパルスの前縁において瞬
間オーバーシユート、すなわちスパイクを生成す
ることである。このオーバーシユートは図の増幅
器７７及び７８の各出力端子にそれぞれ近接して
描かれたグラフ１０６及び１０８を参照すること
により明らかに理解されるであろう。すなわちグ
ラフ１０８における波形はスパイクを示している
が、グラフ１０６においてはそのようなスパイク
は存在しない。

増幅器７９はその増幅器７９の出力端子と負入
力端子との間に結合されたポテンシヨメータ１１
０からなる帰還回路を有する。増幅器７９の負入
力端子は抵抗１１２を介して増幅器７８の出力端
子に結合されている。ポテンシヨメータ１１０の
一方の端子はその摺動接点に接続されており、こ
れによりこの帰環回路の抵抗値を変化することが
できる。周知の通り、この増幅ステージの利得は
ポテンシヨメータ１１０が具現する帰環抵抗と、
抵抗１１２の値との比率に左右される。したがつ
て増幅器７９は可変利得増幅ステージとして用い
られ、ライン３０上のパルス幅変調信号の所望の
大きさはポテンシヨメータ１１０を調節すること
により所定の値にセツトされる。再び第１図を参
照すると、ライン３０上の信号の大きさはトラン
ジスタ３８及びドライバ３４の限流特性に従つて
選択され、飽和状態に移行するために比較的大き
いベース電流を要求するトランジスタの場合に
は、ライン３０上に比較的大きい値の信号が選択
され、一方比較的小さいベース電流で飽和するト
ランジスタについては、ライン３０上の信号は比
較的小さなものに選択される。

したがつて回路動作中において増幅器７９の利
得の選定と結合されたアイソレータ７４の制限作
用は相互コンダクタンス増幅器３２（第１図）に
よりトランジスタ７８に供給されるベース電流の
最適な値を提供し、これにより交互に飽和状態及
び非導通状態を実現させるものである。増幅器７
８（第３図）の直前におけるコンデンサ１０２は
パルスの前縁において電圧スパイクを供給し、こ
れらの電圧スパイクは相互コンダクタンス増幅器
３２により電流スパイクに変換される。これらの
電流スパイクはトランジスタ３８の飽和状態と非
導通状態との間は遷移時間を短縮するものであ
る。パルス成形器５４により生成された信号波形
は、増幅器３２の直線性により維持され、その結
果、非直線ドライバ３４から負荷２２に至る電力
結合を最大にするとともに、ドライバ３４におけ
る電力消費を最小にするものである。

パルス成形器５４はなるべくならパルスの存在
期間においてライン３０上の信号の値をオフセツ
ト（変位）するための回路を有することにより、
増幅器３２の出力端子としてのライン３６（第１
図）の電流における対応的なずれを生ずることが
望ましい。これにより、トランジスタコレクタ回
路における電流の遮断はトランジスタ３８のベー
ス端子への、いわゆるゼロ電流供給より達するこ
とができる。選択的に比較的小さな値の（電流パ
ルスの大きさに比較して）正又は負の電流をベー
ス端子に供給することにより、コレクタ電流を終
了させることができる。そのような値はドライバ
３４において利用されるトランジスタの特性に従
つて選択されるべきである。

オフセツト回路は増幅器７９の負入力端子にお
いて、抵抗１１２から供給された信号に抵抗１１
４を介してオフセツト電圧を加えるように構成さ
れる。このオフセツト回路はバツテリー９１，９
２の電圧＋Ｖ及び−Ｖの間において抵抗１１８及
び１２０と直列接続されたポテンシヨメータ１１
６を具備している。抵抗１１４はポテンシヨメー
タ１１６の中央端子に接続され、ポテンシヨメー
タ１１６がその中央端子の移動により所望のオフ
セツト位置に調整されたとき、そのオフセツト電
圧を抵抗１１２からの信号電圧に加算するもので
ある。ここで相互コンダクタンス増幅器３２はそ
のオフセツト電圧をトランジスタ３８のための所
望のベース電流値に変換する。

第４図を参照すると、第１図に関してすでに述
べたドライバ３４に対する選択的な実施例である
ドライバ３４Ａが示されている。ドライバ３４Ａ
は並列に接続された複数個のトランジスタ、この
場合、３個のトランジスタ３８を含むものであ
り、各エミツタ端子とバツテリー４６との間には
エミツタ抵抗１２２がそれぞれ接続されている。
ダイオード４０は３つのベース端子の節点と、バ
ツテリー４６の負端子との間に直列に接続され、
ダイオード７０は３つのコレクタ端子の節点とバ
ツテリー４６の正端子との間に結合されている。
すなわちこれらのダイオードは第１図のダイオー
ド４０及び７０に対応するものである。ドライバ
３４Ａの動作はドライバ３４の動作と類似したも
のであるが、その動作は増幅器３２からライン３
６を介して供給される電流パルスの所定の大きさ
に基づき、３個のトランジスタ３８は抵抗１２２
を単純化することによりそれらのトランジスタの
いくつかのパラメータが変動した場合における過
電流条件から容易に保護される。抵抗値はトラン
ジスタのベース−エミツタ抵抗値にほぼ等しく選
定され、トランジスタ３８の飽和中にこれらの抵
抗１２２を通じて約1.5Vの電圧降下を提供し、
実際の電圧値がトランジスタ３８中において均一
飽和状態を具備するためにそれらのパラメータの
差に従つて変化するようにしたものである。

第５図を参照すると、そこには第１図の回路に
おけるような多面性が要求されない状況におい
て、第１図のドライバ３４を付勢するのに好まし
く用いられる選択的な、かつ単純化された回路実
施例が示されている。第５図の回路１３０は第１
図のパルス成形器５４及び相互コンダクタンス増
幅器３２の直列結合を別のものと置換したもので
ある。すなわち回路１３０はライン７２とドライ
バ３４の入力端子との間を接続するものである。

回路１３０は光線８８により結合された２個の
ホトダイオード８１，８２とトランジスタ８６及
び抵抗８４からなる第３図に関してすでに説明し
た回路部分を含んでいる。回路１３０はさらに出
力ライン３６上に電流を供給するための補対出力
回路を具備しており、この回路は第１図のトラン
ジスタ６５，６６について説明したと同様な態様
で動作する２個のトランジスタ６５Ａ，６６Ａを
用いるものである。

２個のトランジスタ６５Ａ，６６Ａのためのベ
ース電流は、相補的に接続された２個のトランジ
スタ１３３，１３４のセツトにより提供される。
すなわちトランジスタ１３３，１３４のコレクタ
端子はそれぞれ抵抗１３７，１３８を介してトラ
ンジスタ６５Ａ，６６Ａのベース端子に結合され
る。トランジスタ６５Ａ，６６Ａの接続はそれら
のコレクタ端子が一括して出力ライン３６に接続
された点において、第１図のトランジスタ６５，
６６の接続とは相違するものである。トランジス
タ６５Ａ，６６Ａのためのエミツタ電流はそれぞ
れ電圧＋Ｖ及び−Ｖに結合された抵抗１４１，１
４２によつて供給される。又、トランジスタ６５
Ａ，６６Ａの各ベース端子と電圧＋Ｖ及び−Ｖと
の間にはそれぞれツエナーダイオード１４５，１
４６が接続される。トランジスタ１３３，１３４
のエミツタ端子は接地電位に接続される。トラン
ジスタ１３３のベース端子はトランジスタ８６の
コレクタ端子に直結されるが、トランジスタ１３
４のベース端子は抵抗１４８を介してトランジス
タ８６のコレクタ端子に接続される。

したがつてトランジスタ８６はその回路動作に
おいてライン７２に現れたパルス信号に応答して
第３図のグラフ９６に描かれたようなパルス信号
を発生し、この信号はライン１５０からトランジ
スタ１３３，１３４のベース端子に加えられる。
トランジスタ１３３はNPN型であるが、トラン
ジスタ１３４はPNP型である。したがつてライ
ン１５２正のパルスが出現すると、トランジスタ
１３３は導通状態に駆動され、逆にトランジスタ
１３４は非導通状態に駆動される。同様にライン
１５０に負のパルスが出現すると、トランジスタ
１３３は非導通状態に駆動されるが、トランジス
タ１３４は導通状態に駆動される。トランジスタ
１３４のベース回路における抵抗１４８は典型的
には1.5Ω程度の比較的小さい値であり、たとえ
ばトランジスタ１３３がタイプ2N3904でありト
ランジスタ１３４がタイプ2N3906である場合に
おいて各トランジスタへのベース駆動効果を均等
化するものである。

第５図の回路を第１図の回路と比較すると、第
５図の回路においては増幅器３２の抵抗６１が存
在しないことに留意すべきである。しかしながら
トランジスタ６５Ａ，６６Ａの各々において、電
流調整はそれぞれ抵抗１４１及びツエナーダイオ
ード１４５からなる帰環回路、及び抵抗１４２及
びツエナーダイオード１４６からなる帰環回路に
よつて達せられる。すなわち前者の帰環回路はト
ランジスタ６５Ａのベース−エミツタ接合に結合
され、後者の帰環回路はトランジスタ６６Ａのベ
ース−エミツタ接合に接続されるものである。抵
抗１４１，１４２は各々２Ωの値を有し、トラン
ジスタ６５Ａ，６６Ａの各ベース−エミツタ接合
のための動作点を確立するものである。

トランジスタ６５Ａはトランジスタ１３３によ
り抵抗１３７を介してベース電流を引き出したと
き、導通する直線動作型として配置される。トラ
ンジスタ６５Ａの導通はトランジスタ１３３の導
通が終了したときに終了する。同様にトランジス
タ１３４の付勢は抵抗１３８を介してトランジス
タ６６Ａにベース電流を供給するものである。ツ
エナーダイオード１４５，１４６はトランジスタ
６５Ａ，６６Ａをその直線導通モードに維持する
ためのクランプ回路として働くものである。ツエ
ナーダイオード１４５，１４６について選定され
た特性値及び抵抗１４１，１４２について選定さ
れた抵抗値はライン３６上の直線的に調整される
電流の大きさを支配的に規定するものであり、こ
の電流は飽和ドライバ３４を付勢するものであ
る。トランジスタ６５Ａ，６６Ａの交互直線モー
ドに基づいて回路１３０は比較的広い帯域幅及び
速い応答時間を具現する。これにより回路１３０
は負荷２２を動作させるために第１図のドライバ
３４を効果的に駆動することができる。

第６図を参照すると、そこには第５図の回路１
３０に２個のインダクタンス素子２００，２０１
及び２個のコンデンサ２０２，２０３を含むパル
ス成形回路網を加えた回路１３１が示されてい
る。インダクタンス素子２００，２０１はそれぞ
れダイオード１４５，１４６と直列に接続されて
いる。コンデンサ２０２，２０３はそれぞれ抵抗
１３７，１３８と並列に接続されている。このパ
ルス成形回路網は図において回路１３１に付随し
て描かれたグラフ２０６から明らかな通り、ライ
ン３６における電流波形のパルス前縁及び後縁に
オーバーシユート、すなわちスパイク電流を導入
するものである。グラフ２０６に描かれた波形は
誘導性入力インピーダンスを有する負荷を駆動す
る場合に利益的である。インダクタンス素子２０
０，２０１及びコンデンサ２０２，２０３のそれ
ぞれのインダクタンス及び容量値はライバ３４を
介して反射された負荷２２（第１図）のインピー
ダンスに基づいて基本的に決定することができ
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に従つて構成されたシステムの
一部ブロツク線図を含む回路図、第２図はトラン
ジスタの飽和状態を表わすグラフ、第３図は第１
図のシステムにおけるパルス成形器の回路図、第
４図は第１図の非直線ドライバの代替的な実施例
として並列回路接続されたトランジスタを示す回
路図、第５図は第１図の非直線ドライバを駆動す
るための選択的な、かつ単純化された回路を示す
回路図、第６図は第５図の回路に別のパルス成形
回路を付加した構成を示す回路図である。 ２０……スイツチング増幅システム、２２……
負荷、２４……制御信号回路、２６……信号変換
器、３２……相互コンダクタンス増幅器、３４…
…飽和ドライバ、５０……矩形波発生器、５２…
…パルス幅変調器、５４……パルス成形器。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 負荷を電気的に駆動するための回路であつ
   て、 直線ドライバと、 前記直線ドライバにより調整された振幅を有す
   る電流によつて駆動され、前記負荷に電力を供給
   するための非直線ドライバとを備え、 前記非直線ドライバは前記振幅のレベルに応じ
   た範囲で飽和可能な手段を含み、 前記直線ドライバは前記飽和可能な手段が所定
   の飽和レベルにおいて動作するように前記直線ド
   ライバに電流を供給するための直線−相互コンダ
   クタンス増幅器と、前記電流の振幅を調整するた
   めの手段、及び前記振幅調整手段に対し前記電流
   の一部を帰還させるための手段を含むと共に、前
   記調整手段が前記飽和可能な手段を負荷への電力
   供給時において、前記所定の飽和レベルで動作さ
   せるように前記電流の振幅を調整すべく前記帰還
   された電流を用いるものである ことを特徴とする負荷電気駆動用回路。 ２ 前記回路がさらに、前記電流をパルス的に供
   給するために前記相互コンタクタンス増幅器に結
   合された手段を含み、前記電流パルス振幅が前記
   調整された振幅に等しくなるようにしたことを特
   徴とする特許請求の範囲第１項記載の回路。 ３ 前記飽和可能な手段がトランジスタを含むこ
   とを特徴とする特許請求の範囲第２項記載の回
   路。 ４ 前記非直線ドライバが互いに並列接続された
   複数のトランジスタ回路を含み、これらトランジ
   スタ回路の各々はトランジスタとそのトランジス
   タのエミツタ端子に結合された抵抗からなり、前
   記抵抗の値をそのトランジスタのベース−エミツ
   タ抵抗値にほぼ等しくしたことにより、前記複数
   のトランジスタ回路の各トランジスタが前記相互
   コンダクタンス増幅器によりこれらに供給された
   前記電流によつて前記所定の飽和レベルにスイツ
   チされたとき、それらトランジスタ間に生ずるパ
   ラメータ差を補償することを特徴とする特許請求
   の範囲第２項記載の回路。 ５ 前記飽和可能な手段が前記所定の飽和レベル
   と電流非導通状態との間で駆動され、これにより
   前記負荷に供給される電力量を制御するようにし
   たことを特徴とする特許請求の範囲第３又は４項
   記載の回路。