JPH0315275A - 電力変換装置の制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の目的〕 ？産業上の利用分野） 本発明は交流電動機等に可変電圧可変周波数の交流電力
を供給する電力変換装置の制御方法に関する。

（従来の技術） 大容量の交流電動機（誘導電動機、同期電動機あるいは
りニアモー夕等）に可変電圧可変周波数の交流電力を供
給する電力変換装置としてＧＴ○（ゲートターンオフサ
イリスタ）等の自己消弧素子を用いた電圧形パルス幅変
調制御インバータ（ＰＷＭインバータと称す）が実用に
供するようになってきた。

第６図は出力トランスを持つ多重ＰＷＭインバータと出
力トランスなしのＰＷＭインバータ（直結ＰＷＭインバ
ータ）とを組合せた電力変換装置を示す。

図中、Ｖｄは直流電圧源、ＩＮＶ−　１〜ＩＮＶ−４は
多重ＰＷＭインバータ、ＩＮＶ−５は直結ＰＷＭインバ
ータ、ＴＲ■〜ＴＲ４は出力トランス、ＬＯＡＤは交流
負荷（Ｕ相）である。

？７図は第６図のＰＷＭインバータＩＮＶ−１の具体的
な構戒を示すもので、ＩＮＶ−１は、自己消弧素子Ｓエ
■〜Ｓ１４とフリーホイーリングダイオードＤエ、〜Ｄ
．で構成されている． 第８図は第７図のインパータのＰＷＭ制御動作を説明す
るためのタイムチャート図である。

Ｘ１，　Ｙ１はＰＷＭ制御の搬送波信号で，ＹエはＸ１
の反転値（あるいは位相が１８０゜ずれた信号）となっ
ている。制御入力信号ｅ１とｘ１を比較し、インバータ
ＩＮＶ−１の素子Ｓエ，とＳＺＺ　のゲート信号ｇ■を
作っている。すなわち、 ｅ１≧Ｘ，のときｇ■＝１でＳ，，：オン，Ｓｉ２：オ
フｅ■〈Ｘ■のときｇエ＝ＯでＳ■■：オフ＊　Ｓｘｚ
　：オンとなる。又、ｅエとＹ■を比較し素子Ｓｌ）と
Ｓ１，のゲート信号ｇエ′を作っている。すなわち、ｅ
１≧Ｙ，のときｇ■′＝１でＳ１，：オフｌｓ１４：オ
ンｅ，（Ｙ■のときｇｚ’＝ｏでＳ１３＊オンｐ　Ｓｌ
４　：オフとなる。

インバータＩＮＶ−１の出力電圧ＶエはトランスτＲ１
の１次７２次巻数比を１とした場合、 ？■１と５３がオンのとき　Ｖ１＝十ＶｄＳ１■とＳよ
，がオンのとき　Ｖ，＝　−Ｖｄその他のモードのとき
　■１＝０ となり，第８図の最下段の波形が得られる。その平均値
ｖ１（破線で示す）は前述の制御入力信号ｅエに比例し
た値となる。

このように、インバータＩＮＶ−　１の出力電圧ｖ０は
，ＰＷＭ制御の搬送波周波数の２倍の周波数で制御され
ることになる。

他の３台のＰＷＭインパータＩＮＶ−２　〜ＩＮＶ−４
も同様に制御されるが、各々の搬送波信号Ｘ２〜ｘ４は
、電気角で４５゜ずつ位相をずらしたものが用いられる
（ｙｚ〜Ｙ４は各々ｘ２〜Ｘ．の反転値となる）。この
結果、出力トランスＴＲ■〜ＴＲ４を介して発生する電
圧の和Ｖ■＋Ｖ２＋Ｖ．　＋Ｖ．は，多重化された電圧
となり、ＰＷＭ制御の搬送波周波数ｆｃに対し、８・ｆ
ｃで制御された電圧波形となる。従って、出力電圧ｖ１
＋ｖ２＋ｖ，＋ｖ４ニは、ＰＷＭ制御に伴う低次の高調
波成分は打ち消され、高次の高調波だけが表われる．こ
の高次の高調波成分は、リアクトル等のフィルタで容易
に除去することが可能である。

？方、直結インバータＩＮＶ−５は，第９図のような構
成となっている。３相グレーツ結線のＵ相分を示すもの
で、自己消弧素子Ｓｓｔ＋　ｓｓｚとフリーホイーリン
グダイオードＤ５■，Ｄ５２で構成されている。

負荷の中性線は、直流電圧Ｖｄの中間線に接続される。

第１０図はインバータＩＮＶ−５のＰＷＭ制御動作を説
明するためのタイムチャート図である。搬送波信号Ｘ，
と制御入力信号ｅ，を比較し、上記素子Ｓ，■とＳＳ２
　のゲート信号ｇ５を作っている。すなわち，ｅ，≧Ｘ
，のときｇ，＝１で５１、ｍオンｔ　Ｓｓｚ　：オフｅ
，（Ｘ５のときｇｓ＝−１でＳ，、：オフｌ　Ｓ５２　
”オンとなる。

インバータＩＮＶ−５の出力電圧Ｖ，はＳＳＬがオンノ
とき　Ｖｓ＝＝　＋　（Ｖｄ／２）ＳＳＺがオンのとき
　Ｖｓ＝　−　（Ｖｄ／２）となる。その平均値Ｖ，は
制御入力信号ｅ５に比例した値となる。このようにイン
バータＩＮＶ−５の出力電圧■，は，ＰＷＭ制御の搬送
波周波数で制御されることになる。

第６図の電力変換装置は、交流負荷に対し、可変電圧可
変周波数の電力を供給する用途に採用される。

出力周波数が零あるいは非常に低いときにはネ出力トラ
ンスを介して電圧を発生させるのは難しい。従って、当
該トランスが稼働できる最小周波数ｆ．１、までは最下
段の直結インバータＩＮＶ〜５から電圧Ｖ，を発生させ
，出力周波数ｆ。がｆ。＞ｆ＋＋＋ｉｎの領域で多重イ
ンバータＩＮＶ−１〜ＩＮＶ−４を動作させる。

このとき出力トランスＴＲ１〜ＴＰ４の鉄心が飽和しな
いように電圧／周波数の比がほぼ一定になるように出力
電圧Ｖエ〜ｖ４を制御する。

負荷Ｕには、電圧ＶＵ＝Ｖ．　＋Ｖ，　＋Ｖ，　＋Ｖ４
＋Ｖ，が印加される。負荷がさらに高電圧を必要とする
場合には、多重ＰＷＭインバータの直列段数を増加させ
ればよく、電力変換器の高圧大容量化が容易に図れる利
点を有する。

（発明が解決しようとする課Ｍ） 上記従来の電力変換装置は、次のような問題点がある。

？なわち、多重ＰＷＭインバータから発生する出力電圧
Ｖ■＋Ｖ，＋Ｖ，十Ｖ．は、歪みの少ない正弦波電圧と
することができるが、直結インバータは多重化してＰＷ
Ｍ制御することができないため、その出力電圧ｖＳの波
形歪みが大きくなる欠点がある。

特に、出力周波数ｆ．が低い領域では、直結インバータ
だけで運転するため、交流負荷ＬＯＡＤに供給される電
流は脈動分を多く含むようになり、電動機負荷の場合、
トルク．脈動の原因にもなっている。

直結インバータＩＮＶ−５の搬送波周波数を多重インバ
ータＩＮＶ−１〜ＩＮＶ−４の搬送波周波数の８倍程度
まで高められれば、上記電圧歪みも小さくなり、全体と
してつり合いのとれた電流変換装置とすることができる
。しかし、現在の代表的な自己消弧素子であるＧＴＯ　
（ゲートターンオフサイリスタ）のスイッチング周波数
は高々５００Ｈｚ程度が限界であり、上記直結インバー
タＩＮＶ−５の搬送波周波数だけ高くするのは無理があ
る。

また、電力変換装置が高電圧大容量になるに従い，イン
バータを構成する素子の直列接続が必須のものとなり，
スイッチング損失やスナバ回路損失の低減を図るために
も搬送波周波数はできるだけ低くして運転することが望
ましい． 本発明は以上の問題点に鑑みてなされたもので、直結イ
ンバータの搬送周波数を高めることなく、出力周波数の
高低にかかわらず、常に歪みの少ない正弦波電流を交流
負荷に供給できる電力変換装置の制御方法を提供するこ
とを目的とする。

〔発明の構成〕

（課題を解決するための手段） 以上の目的を達或するために本発明は、交流負荷に対し
出力トランスを持つ多重ＰＷＭインバータの出力電圧と
、出力トランスなしの直結ＰＷＭインパータの出力電圧
との和を供給する電力変換装置において、前記直結ＰＷ
Ｍインバータが発生する出力電圧の高調波成分を前記多
重ＰＷＭインバータによって打ち消すように補償制御し
ている。

（作用） すなわち、直結インバータのＰＷＭ制御入力信号ｅｉと
搬送波信号Ｘとを比較し、ゲート信号ｇを得た場合，当
該ゲート信号ｇ（　ＩＩ　Ｉ　Ｆ＋又は１１−Ｉ　Ｉ１
の値をとる）に搬送波信号Ｘの波高値Ｅ．ａエを乗じ、
さらに上記入力信号６ｉを減算することにより、直結イ
ンバータが発生する電圧の脈動分（高調波成分）を求め
、当該高調波成分の反転値を前記多重ＰＷＭインバータ
から発生するように補償制御している。

この結果、多重ＰＷＭインバータは出力周波数の高低に
かかわらず、常に動作するようになり、出力周波数に比
例した基本波電圧に重畳して、上記直結インバータが発
生する高調波成分の反転値を出力するようになる。故に
、直結インバータのＰＷＭ制御に伴う出力電圧の脈動は
打ち消され，歪みのない正弦波電流を交流負荷に供給す
ることができるようになる。

以上のように本発明の電力変換装置の制御方法によれば
、直結インバータの搬送波周波数を高くすることなく、
交流負荷に歪みのない正弦波電流を供給することができ
る。さらに、直結インバー？の搬送波周波数を低くして
も同様の効果が得られ、スイッチング損失やスナバ回路
損失の低減を図ることが可能となる。

（実施例） 第１図は、本発明の電力変換装置の制御回路の実施例を
示す構或図である。電力変換装置本体は第６図を参照す
る。

第１図において，Ａエ〜Ａ８は加算器、Ｃ■〜Ｃ，は比
較器、６１〜Ｇ４及びＧしは電流制御補償回路、ＰＩｄ
Ｍ，〜ＰＶＭ，はパルス幅変調制御回路、ＴＲＧエ，　
ＴＲＧ，は搬送波発生器、Ｋｎ，，　Ｋｎ，及びＫＨは
比例増幅器である。

なお、第６図のＣＴ１〜ＣＴ，は電流検出器である。以
下、第１図と第６図を参照しながら本発明装置の制御動
作を説明する。

負荷電流ＩＵは直結インバータＩＮＶ−５によって制御
される。

すなわち、電流検出器ＣＴｓによって負荷電流工υを検
出し比較器Ｃ５に入力する。比較器Ｃ，では負荷電流指
令値Ｉυと上記検出値■υを比較し、その偏差ευ＝工
ｕ−Ｉυを求める。当該偏差ε。は、次の電流制御補償
回路ＧＬにより増幅され、加算器Ａ８を介して，直結イ
ンバータＩＮＶ−５のパルス幅変調制御回路ＰＷＭ，に
入力信号ｅ５を与える。直結インバータＩＮＶ−５は、
当該入力信号ｅ５に比例した電圧マ５を発生することは
前述の通りである。

■：＞ｒυの場合、偏差ε。は正の値となり、直結イン
バータＩＮＶ−５の出力電圧Ｖ，を増加させ負荷電流工
υを増やし工Ｕヨエυとなるように制御される。逆にＩ
：＜Ｉｕとなった場合、偏差εＵは負の値となり、出力
電圧Ｖ，を減らし負荷電流工。を減少させる。故に、や
はりＩｕ：ｉ　Ｉｕとなって落ち着く。電流指令値Ｉｕ
を正弦波状に変化させれば、実電流ＩＵもそれに追従し
て正弦波に制御される。

直結インバータＩＮＶ−５は基本的に負荷の抵抗Ｋ．に
よる電圧降下分の電圧Ｒ．・工υを発生させる。故に、
加算器Ａ．には電流指令値工。に負荷抵抗ＲＬを乗じた
信号が加えられる。Ｐｌｄ阿，の入力信号ｅ，は次式で
表わされる。

ｅ５：ＲＬ−Ｉｕ＋Ｅ　ＵφＧ．　　・−−−−−　　
■すなわち、直結インバータＩＮＶ−５は、負荷抵抗に
よる電圧降下分を常に発生し、それに加えて電流偏差ε
υに応じた電圧を発生して負荷電流を制御している。抵
抗分による電圧降下は、出力周波数ｆ０に依存しないの
で、ｆ．＝ｏのとき、出力トランスを持つ多重インバー
タＩＮＶ−１〜ＩＮＶ−４からは電圧を発生できず、直
結インバータから供給することが必要となる。

多重ＰＷＭインバータＩＮＶ−　１〜ＩＮＶ−４は、出
力周波数ｆ０に比例した電圧を発生させる。

すなわち，電動機負荷の場合、逆起電力ｖｃυの電圧と
負荷側のインダクタンスＬＬによる電圧降下？ｊωＬし
・Ｉυの和を供給する。

第工図において、逆起電力補償値ｖｃコと負荷電流指令
値工υによって求めた補償信号ｖｃ：　十ｊωＬＬ・■
υを比例増幅器ＫＮ■，加算器Ａ６及び加算器Ａ２を介
し？インバータＩＮＶ−１のＰＷＭ制御回路ＰＷＭ，の
入力信号ｅ■を与える。同様にＰＷＭ２〜ＰＷＭ，の入
力信号ｅ２〜ｅ４も与えられる。説明の便宜上、仮に他
の信号を零として考えると、 ”Ｌ　”　ｅ，　＝　８３　：ｅ４ ＝（Ｖｃｕ＋ｊｃｖＬｔ．Ｉｕ）／ｎ　　＋＋＋＋＋＋
　　■ω＝２π　ｊｆ０　　，　　　ｎ＝４ となる。ｎは多重インバータを構或するインバータの段
数で，この場合は４段となる。

この結果、多重インバータの出力電圧Ｖエ＋ｖ２＋Ｖ，
＋Ｖ．は上記入力信号ｅエ〜ｅ４の和に比例した電圧と
なり、ｖｃυ十ｊωＬＬ工υに比例した電圧を発生する
ようになる。逆起電力ｖｃυは出力周波数ｆ０に比例し
た値となり、また第２項ｊωＬＬＩＵもｆ。に比例し？
いる。従って多重インバータの出力電圧Ｖユ＋■，＋Ｖ
，＋Ｖ４は出力周波数ｆ０に比例した値となり、出力ト
ランスＴＲエ〜ＴＲ４の励磁電流ＩＯυ■〜ＩＯＬｌ４
の実効値はほぼ一定値となる。

しかし実際には、制御回路のドリフトや素子のスイッチ
ング特性のアンバランス等により、若干の直流バイアス
等が出力トランスに印加される可能性がある。直流電圧
のバイアスがトランスに印加された場合、徐々にトラン
スが偏磁し、最終的には鉄心が飽和して過大な励磁電流
がトランスに流れるようになり、トランスを焼損するだ
けでなく、インバータを構成する素子が過電流によって
破壊することもある９ そこで、第１図の実施例では、多重ＰＷＭインパータを
構成する４台のインバータＩＮＶ−１〜ＩＮＶ−４は各
々の出力トランスの１次電流ＩＵｔ〜工いを制御してい
る。インバータＩＮＶ−１について当該１次電流■υ１
の制御動作を説明すると次のようになる。

まず、電流検出器ＣＴエによりトランスＴＲ，の工次？
流工υ、を検出し、比較器Ｃエに入力する。比較器Ｃエ
では、工次電流指令値工Ｕ７と上記電流検出値工。■を
比較し偏差ε１＝ＩｕＬＩＵ■を求める。当該偏差？、
は次の電流制御補償回路Ｇ■によって増幅され、加算器
Ａ２を介してＰＷＭ制御回路ＰＷＭ，に入力信号ｅ１を
与える。故に■式の０１は次式のように書き換えられる
。

６Ｌ＝（ＶＣυ＋ｊωし，・工υ）／４　＋　ε　１　
・　ε　、　・・・　■上記１次電流の指令値ＩＬＩ１
は、負荷電流の指令値工コとトランスＴＲエの励磁電流
ＩＯυ、の指令値ＩＯＬ＋、の和で与えられる。４台の
トランスの容量、定格が同一とすると、ＩＯ：ｔ　＝　
Ｉｏ：ｕｚ　＝　ＩＯ乙＝　ＩＯｕ＋　＝　ＩＯＬＩと
なる。故に ■υ，＝Ｉ，＋ＩｏＵ ＝Ｉ，２＝Ｉυ３＝ＩＵ４ ■ で与えられる。

ＩＵよ＞　ＩＵ１となった場合、偏差ε、は正の値とな
？、（３）式の入力信号ｅ■を増加させ、１次電流工。

、を増やし、■Ｕ■”’：　Ｉ：ｚとなるように制御す
る。この？き負荷電流■υは直結インバータＩＮＶ−５
によって．京 工υ”ＦＩｕに制御されているので，結果的にトランス
ＴＲ１の励磁電流ＩＯＵ■が前述の指令値■二υに一致
するように制御される。

逆に■二ｘ＜Ｉυ，となった場合，偏差ε、は負の値？
なり入力信号ｅ■、すなわちインバータＩＮＶ−１の出
力電圧を減少させてやはり、ＩＵ１−Ｆ　Ｉυ１となる
ように制御する。

？のようにしてトランスＴＲエの１次電流■υ１は指令
値Ｉυ、に一致するように制御され．結果的にトランス
ＴＲ１の励磁電流■ｏυ■も前記指令値ＩＯＵに一致す
るようになる。素子のアンバランス等により直流バイア
スがトランスＴＲエに印加された場合でも励磁電流工０
υ．＝Ｉｏυとなり、当該直流バイアスを最終的にキャ
ンセルするように制御系が動作する。

他のインバータＩＮＶ−２〜ＩＮＶ−４も同様に制御さ
れ？。

多重ＰＷＭインバータは前述のように基本的には，逆起
電力ＶＣυと負荷側のインダクタンスＬＬによる電圧降
下分ｊωＬＬＩυの和電圧を発生させる必要がある。故
に、トランスＴＲ■〜ＴＲ４の励磁電流ＩＯＵエ〜工０
υ，もそれに見合った値に調整する必要がある。各トラ
ンスの定格出力時の相互インダクタンスをＭとした場合
、加算器Ａ１に入力される励磁電流の指令値工０υは、
次式のように与えられる。

このようにして出力トランスＴＲ，〜ＴＲ４が偏磁する
ことなく、負荷電流工。を指令値Ｉコに一致させるよう
に制御することができる。

しかし，このままでは従来問題となっていた直結インバ
ータのＰＷＭ制御に伴う負荷電流工。の脈？は小さくな
らない。

そこで、第ｌ図の実施例では、直結インバータのＰＷＭ
制御入力信号ｅ，とＰＷＭ制御回路ＰＩｄＭ，の出力信
号ｇ５から、インバータＩＮＶ−５が発生する電圧Ｖ５
の脈動分Δｖ５を予測演算し、その反転値−Δｖｓを多
重ＰＷＭインバータから発生させるように制御している
。

第１０図のＰＷＭ制御動作説明図を用いて説明する。

ＰＷＭ制御の搬送波信号Ｘ，と入力信号ｅ５を比較しゲ
ート信号ｇ，を作る。

ｅ，≧Ｘ５のとき　ｇ，＝＋１ ｅ，（Ｘｓのとき　ｇｓ”　　１ となる。ゲート信号ｇ，＝＋１のとき素子Ｓ，■がオン
テ、ＳＳＺがオフとなり、ｖ，　＝　＋　（Ｖｄ／２）
となる。

又、ゲート信号ｇｓ＝　１のとき素子Ｓ５■がオフで、
ＳＳＺがオンとなり，　Ｖ，＝−（Ｖｄ／２）　トナル
。コノ結果、破線で示したｖ５は入力信号ｅ，に比例し
た値となる。直結インバータＩＮＶ−５が発生する電圧
Ｖ，の脈動分は、ΔＶ，＝Ｖ，−Ｖ，となる。これをＰ
ＷＭ制御の入力信号ｅ，のレベルに置き換えると次のよ
うになる。

搬送波信号Ｘエ〜ｘ５の波高値をＥｍａＸとすると、上
記ゲート信号ｇ５を比例増幅器ＫＨによってＥ＋ａａＸ
倍とする。するとＫＨの出力ｇ，・ＥｍａＸは出力電圧
Ｖ，に比例した電圧となり、その値からラ，に比例した
入力信号ｅ，を減算すると、 Δｅｓ　＝ｇｓ　’　Ｅｍａｘ　−　ｅｓ　”ΔＶ，　
　”””　　（ｅが得られる。加算器Ａ７の出力は、（
６）式の反転値となり、比例増幅器ＫＮｚによって（１
／２ｎ）倍して補償制御信号ＨＯごを求める。

Ｈｏｕ”　　（ｇｓ・ＥＩ．ａｘ−ｅｓ）／（２ｎ）　
・・＝・・（７）加算器Ａ６と加算器Ａ２〜Ａ，を介し
て多重インバータのＰＷＭ制御入力信号ｅ１〜ｅ４に上
記補償制御信号Ｈｏ二を加えると，ω式のＨｏ二に比例
した電圧をインバータＩＮＶ−１〜ＩＮＶ−４が発生す
るようになる。ここで、説明の便宜上、他の信号を零と
仮定して説明する。

第２図にｅ，＝　ｅｘ　＝　ｅｙ　＝　ｅ４＝　ＨＯ：
とした場合の多重ＰＷＭインバータの動作説明図を示す
。

？エ〜ｘ４及びＹエ〜Ｙ４はインバータＩＮＶ−１〜Ｉ
ＮＶ−４　（７）ＰＷＭ制御の搬送波信号を表わす。Ｙ
■〜Ｙ４は各々Ｘエ〜ｘ４の反転値（ｌ８０゜位相がず
れた信号）でｘｘｒＸ，，　Ｘ．，　Ｘ４はそれぞれ電
気角４５゜ずつ位相がずれている。

インバータＩＮＶ−１の主回路構或は前述したよう？第
７図のようになっている． 入力制御信号１｛ｏｕと搬送波（三角波）Ｘ■を比較し
ゲート信号ｇ１を作り、インバータＩＮＶ−１の素子Ｓ
エ，と５１２を点弧制御する。すなわち、Ｈ〇二≧ｘ１
のときｇｔ　＝　１４　１　ｊｊで−　Ｓｔｔ：ａｎｔ
　Ｓ１．：Ｏｆｆ｝１ｏｕ＜Ｘ１のときｇｘ＝“０”で
、Ｓ．，：ｏｆｆ，　Ｓ，，：ｏｎとなる。また，Ｈｏ
υとＹＬを比較しゲート信号ｇ％を作り素子Ｓ１３とＳ
ｉ４を点弧制御する。すなわち、Ｈｏご≧Ｙ１のときｇ
，／　＝　Ｉｔ　ｌ”で、５１３：Ｏｆｆ＋　Ｓ１４＊
ＯｎＨｏｕ＜Ｙｚのときｇ％＝“Ｏ”で，Ｓ，，：ｏｎ
，　Ｓ１４：ｏｆｆとなる。この結果、インバータＩＮ
Ｖ−１の出力電圧ｖ０は、Ｓ，、とＳＺ＋がオンノとき
Ｖ，　＝　＋Ｖｄ，　　Ｓ．２　トＳＸＺがオンのとき
Ｖ■＝−Ｖｄ、他のモードでは■、＝Ｏとなって第２図
に示すような波形となる。

同様に入力制御信号Ｈｏυと三角波Ｘ２，Ｙ．を比較し
、インバータＩＮＶ−２のゲート信号ｇａｙ　ｇｘ’を
作りＨ．υとＸ３，Ｙ，を比較し、インバータＩＮＶ−
３のゲート信号ｇ３＊ｇｓ’を作り、ＨＱυとＸ。Ｙ４
を比較し、インバータＩＮＶ−４のゲート信号ｇ４ｔ　
ｇ４’を作る．この結果，インバータＩＮＶ−２〜ＩＮ
Ｖ−４の出力電圧ｖ２〜ｖ４は図示のようになる。

インバータＩＮＶ−１〜ＩＮＶ−４の出力電圧ｖ１〜ｖ
４の和は，第２図の最下段に示すような波形となり、入
力信号ＨＯυに比例した値となる。この和電圧Ｖエ＋？
，＋Ｖ，＋Ｖ４＝一ＡＶ，は、直結インバータＩＮＶ−
５が発生する電圧Ｖ，の高調波成分ΔＶ，を打ち消す電
圧となる。

すなわち、ω式で表わされる補償制御信号Ｈｏυをイン
バータＩＮＶ−１〜ＩＮＶ−４のＰＷＭ制御入力信号ｅ
１＝　ｅｘ　＝　’３ｘ　＝　’！！４　＝　｝ｌｏｕ
として与えた場合、各インバータの出力電圧ｖ１〜Ｖ．
の平均値は、当該入力信号ｅ■〜ｅ４に比例した値とな
り、それらの和電圧Ｖ■＋ｖ２＋Ｖ，＋Ｖ．は４・Ｈｏ
υに比例した値となる。

ｖ，＋ｖ，＋ｖ，＋ｖ，＝　ｖｄ・４　−ＨＯＵ−・−
Ｑ３）Ｅ場ａｘ ｎ＝４として■式に■，Ｉ７）式を考慮するとＶｄ　　
Δｅｓ Ｖ，＋Ｖ，＋Ｖ，＋Ｖ，：−，，，−，＝　−　（ＶＳ
−ｖｉ）＝一Δｅ，・・・　■）となる。

以上のようにして直結インバータＩＮＶ−５が発生する
高調波電圧Δｖ５を多重インバータＩＮＶ−１〜ＩＮＶ
＝４によって打ち消すように補償制御することができる
。この結果、従来問題となっていた直結インバータＩＮ
Ｖ−５の出力電圧Ｖ，の高調波成分に起因する負荷電流
Ｉυの脈動がなくなり歪みの少ない正弦波電流を交流負
荷に供給することができるようになる。また直結インバ
ータＩＮＶ−５の搬送波周波数（素子のスイッチング周
波数）を低くすることも可能となり、素子のスイッチン
グ損失やスナパ回路の損失を大幅に低減させることがで
きるようになる。

一方、多重インバータＩＮＶ−１〜ＩＮＶ−４は，前述
のように直結インバータＩＮＶ−５が発生する高調波電
圧を打ち消すと同時に，出力周波数ｆ０に比例した電圧
Ｖ。ｕ＋ｊωＬＬＩ。を発生し、かつ各出力トランスＴ
Ｒ，〜ＴＲ４の１次電流工υ１〜工υ，を制御している
。このとき、各インパータＩＮＶ−１〜ＩＮＶ−４が発
生する高調波電圧は、多重ＰＷＭ制御によって打ち消さ
れ．多重インバータ全体の出力電圧は、歪みのない正弦
波電圧ｖｃＵ十ｊωＬＬ・工υに直結インバータの高調
波電圧Δｖ５の反転値が重畳したものとなる．従って．
インバータ全体の出力電圧は Ｖ１＋Ｖ２＋Ｖ．　＋Ｖ．　＋ＶＳ ＝Ｖ（υ＋ｊωＬＬ・ＩＵ　−　ＡＶ，＋Ｖ，＝　ＶＣ
ＬＩ　＋ｊ　（Ｌ）　ＬＬ　・Ｉｇ　＋　Ｖｓ＝ＶＣυ
十ｊωＬＬ・　工υ＋Ｒし・　Ｉυ　　　　・・・・・
・　　（１０）となって負荷側の電圧とつり合う。

なお、直結インバータＩＮＶ−５が発生する平均電圧Ｖ
，はＰＷＭ制御入力信号ｅ，に比例するもので、定常状
態では６，＝＝ＲＬ・工υで与えられている。

負荷電流■υは次のようにして制御される。

まず，第６図の電流検出器ＣＴ，により負荷電流Ｉ，を
検出し、第ｌ図の比較器Ｃ，に入力する．比較器Ｃ５に
より、電流指令値Ｉｕと上記検出値ＩＵを比較し、その
偏差ｔ，＝Ｉυ−■υを次の電流制御補償回路ＧＬに入
力する。Ｇしでは偏差ε，を比例増幅し、加算器Ａ．を
介してＰＷＭ制御回路ＰｖＭ，の入カ信号ｅ，を与える
。

ｅ，＝ＧＬ−Ｅ，＋ＲＬ・工υ・・・・・・（ｌ１）加
算器Ａ．の他方の入力信号Ｒ．・工コは負荷の抵抗分に
よる電圧降下Ｒし・工。をあらかじめ発生させる補償信
号である。

Ｉ　ｕ　＞　Ｉυとなった場合、偏差ε，は正の値とな
り、入力信号ε，を増加させ，直結インバータエＮＶ−
５の出力電圧ｖ５を増やす。この出力電圧ｖｓの高調波
成分Δｖｓは前述のように多重インバータエＮＶ−１〜
ＩＮＶ−５によって打ち消されるので、ｖ５の平均電圧
Ｖ，だけが増加し、負荷電流Ｉυを増大させる。この結
果，工υ与Ｉ二となるように制御される。逆に工コ＜Ｉ
υとなった場合、偏差ε５は負の値となり，，が減少し
，負荷電流工υを減少させる．やはりＩＵ：　ｘ：どな
って落ち着く．電流指令値工υを正弦波状に変化させた
場合、負荷電流工υもそれに追従し，正弦波電流に制御
される． 第３図は、本発明装置の計算機シミュレーション結果を
示すもので，出力周波数３０Ｈｚのときの３相出力電流
工υ＋　ＩＶ＋　ＩＩ１＋　Ｕ相出力電圧Ｖυと逆起電
力ｖｃυ，多重Ｐインバータ１台の出力電圧Ｖｘｅ直結
インバータの出力電圧ｖ４を表わす．なお、負荷は交流
電動機とし、多重インバータは３段で構威し，多重イン
バータのＰＷＭ制御の搬送波周波数３５０Ｈｚ　，直結
インバータのＰＷＭ制御の搬送波周波数１　２０Ｈｚと
している。直結インバータの搬送波周波数を低くしたに
もかかわらず、その成分の負荷電流Ｉυｔ　Ｉｖ＋　Ｉ
ｌ１の脈動はなく、歪みの少ない正弦波電流に制御され
ているのが確認できる．このようにして負荷電流■υは
その指令値工コに忠実に制御されるのであるが、ここで
１つ懸念される問題点が考えられる。すなわち多重イン
バータのＰＷＭ制御の搬送波周波数ｆｃＡと直結インバ
ータのＰＷＭ制御の搬送波周波数ｆＣＢを同一にした場
合、前記直結インバータが発生する高調波電圧を補償す
るとき多重インバータを構成する各インバータの発生電
圧が正側あるいは負側のどちらかに片寄ることがある． ？４図は，多重インバータの搬送波信号Ｘ■〜Ｘ４及び
Ｙ■〜Ｙ．に対して．ＰＷＭ制御入方信号となる補償電
圧Ｈｏυが完全に同期した場合のタイムチャート図を示
す。補償電圧Ｈ．υは直結インバータの搬送波信号Ｘ，
に同期しているので、言い換えると搬送波信号Ｘエ〜ｘ
４又はＹ１〜Ｙ４とｘ５が同一周波数でかつ直結インバ
ータＩＮＶ−５のＰＷＭ制御入カ信号ｅ５が一定のとき
上記状態が発生する。

ＨＯυとＸ、を比較し、ゲート信号ｇエが作られ、Ｈｏ
二とＹ■を比較しｇ■′が作られるのは前と同じである
。

その結果、インバータＩＮＶ−１の出力電圧Ｖエは図示
のようになる。同様にインバータＩＮＶ−２〜ＩＮＶ−
４の出力電圧ｖ２〜ｖ４は図示のようになり多重インバ
ータの出力電圧Ｖｚ　＋　Ｖｚ　＋　Ｖａ　＋　Ｖ４は
最下段の波形となる。これは補償電圧Ｈ．υに比例する
もので、直結インバータＩＮＶ−５の出力電圧Ｖ，の高
調波成分Δｖｓの反転値となる。

このとき，多重インバータを構或する各インバータの出
力電圧ｖ１〜ｖ４は、いずれも正側電圧の積分値と負側
電圧の積分値は一致していない。例え？、出力電圧Ｖ■
では正側より負側の電圧が大きくなっている。ｖ２も同
様である。逆にＶ，とＶ．は正側のほうが負側より大き
くなっている。多重インバータ全体としてはＶエ＋Ｖ，
＋Ｖ３＋Ｖ．は正側と負側のバランスがとれている。

搬送波信号Ｘ■〜ｘ４（Ｙエ〜Ｙ４）と補償電圧Ｈ。ご
が同期している場合、この状態は永久に続くことになる
。すると、例えば出力トランスＴＲ１　には負の直流バ
イアス電圧が印加されたことになり、鉄心が直流偏磁を
発生する。他の出方トランスＴＲ，〜ＴＲ４も同様であ
る。

この出力トランスの直流偏磁は前に述べたようにインバ
ータＩＮＶ−１〜ＩＮＶ−４によって各トランスの１次
電流又は励磁電流を制御しているため、最終的には補正
される。しかし、そもそも直流偏磁の原因を作ることは
好ましくなく、電流制御を乱すことにもなりかねない。

また、上記直流偏磁を補正することにより、直結インバ
ータの高調波電圧の補償制御動作を乱し、適正な補償が
できなくなることも考えられる。

そこで、第工図の制御回路において，多重インバータの
ＰＷＭ制御回路ＰＷＭ，〜ＰＷＭ４に与える搬送波信号
ｘ１〜ｘ４（Ｙよ〜Ｙ．）の周波数ｆ。Ａと直結インバ
ータのＰＷＭ制御回路ＰＷＭ，に与える搬送波信号Ｘ，
の周波数ｆｃＢを異なるようにして、各々搬送波発生器
ＴＲＧエ及びＴＲＧ２から与えている。

このようにすると例えば、多重インバータのｌつＩＮＶ
−１が発生する電圧Ｖエはある瞬時瞬時には正側電圧が
大きくなったり，負側電圧が大きくなったりするが、平
均を見るとＶエは入力信号＋＋ｏυ（ｅエ＝ｎｏ：とす
る）に比例し、出力トランスＴＲ１　を直流偏磁させる
ことはなくなる。他の出力トランスＴＲ，〜ＴＲ４も同
様である。

この結果、各インバータによる出力トランスの１次電流
制御（又は励磁電流制御）を乱すことはなくなり、波形
歪みの少ない電流を供給することができるようになる。

また、直結インバータが発生する高調波電圧も多重イン
バータによって正確に補償することが可能となる。

第５図は、本発明の電力変換装置の制御回路の？の実施
例を示すものである。

図中，Ｃエ〜Ｃ，は比較器、Ａ■〜Ａ７は加算器、６１
〜Ｇ４及びＧＬは電流制御補償回路．　ＰＷＭ１〜ＰＷ
Ｍ，はパルス幅変調制御回路、ＫＨ＋　ＫＮエ＋　ＫＮ
ｚは演算増幅器，ＴＲＧエ，　ＴＲＧ．は搬送波発生器
である。

この制御回路では、多重インバータを構成する各インバ
ータＩＮＶ−１〜ＩＮＶ−４は、出力トランスＴＲ１〜
ＴＲ４の励磁電流工０υ、〜ＩＯＬＩ４を制御している
。各トランスの励磁電流ＩＯＵｔ〜ＩＯＵ４は、当該ト
ランスの１次電流■り■〜ＩＵ４と負荷電流Ｉ，を検出
し、次のように求められる。

また、励磁電流の指令値エニυは４台のトランスＴＲエ
〜ＴＲ４が同じとして、■式のように与えられる。

第１図がトランスの１次電流Ｉυ１〜工Ｕ４を制御して
いるのに対し、第５図はトランスの励磁電流ＩＯＵ１〜
■。いを制御しているのが異なる。出力トランスの偏磁
を防止するという点で効果は同じとなる。直結インバー
タＩＮＶ−５の発生する高調波電圧を補償制御する手法
は第１図と同じである。

以上は第ｔ図及び第５図ともにインバータの出力１相分
（Ｕ相分）について述べたがＶ相、Ｗ相も同様になる。

また、直結インパータＩＮＶ−５が発生する高調波電圧
Δｖ５を打ち消す補償信号Ｈ二ｕはゲート信号ｇ５及び
ＰＷＭ制御入力信号ｅ，から直接求め，全ての高調波成
分を打ち消すようにしたが，信号ｇ５を周波数分析し、
その中の特定の高調波成分を取り出して補償するように
してもよい。

〔発明の効果〕

以上のように、本発明の電力変換装置の制御方法によれ
ば，直結インバータが発生する高調波電圧を多重インバ
ータによって打ち消すように補償制御しているため，直
結インバータの搬送波周波数を高めることなく、出力周
波数の高低にかかわらず、常に歪みの少ない正弦波電流
を交流負荷に供給することが可能となる。これによりイ
ンパータのスイッチング損失やスナバ回路損失を大幅に
低減することができ、効率の良い運転が可能となる。ま
た、大容量化も容易になる。さらに、多重インバータの
搬送波周波数と直結インバータの搬送波周波数を異なる
ようにすることにより、出力トランスの直流偏磁を防ぐ
ことができるようになる。

【図面の簡単な説明】

第工図は本発明の電力変換装置の制御方法を説明するた
めの制御回路の実施例を示す構或図，第２図は本発明の
制御方法の動作を説明するため第４図は本発明の制御方
法を説明するための別のタイムチャート図，第５図は本
発明の制御回路の別の実施例を示す構成図、第６図は電
力変換装置■ の主回路構成を示す岸体喫、第７図は第６図の部分図、
第８図は第７図の回路の動作を説明するためのタイムチ
ャート図、第９図は第６図の別の部分図，第１０図は第
９図の回路の動作を説明するためのタイムチャート図で
ある。 ｖｄ：直流電圧源 ＩＮＶ−１　〜ＩＮＶ−４　：多重ＰＷＭインバータＩ
ＮＶ−５　：直結ＰＷＭインバータ ＴＲエ〜ＴＲ４：出力トランス ＬＯＡＤ　：交流負荷 ？Ｔエ〜ＣＴ５：電流検出器 Ａ１〜Ａ８：加算器 Ｃエ〜Ｃ，：比較器 Ｇエ〜Ｇ４１ＧＬ：電流制御補償回路 ＫＮエ，κＮ２＋Ｋ｝ｌ：演算増幅器

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）交流負荷に対し出力トランスを持つ多重パルス幅
   変調制御インバータの出力電圧と、出力トランスなしの
   パルス幅変調制御インバータの出力電圧の和を供給する
   電力変換装置において、前記直結ＰＷＭインバータが発
   生する出力電圧の高調波成分を前記多重ＰＷＭインバー
   タによって打ち消すように補償制御したことを特徴とす
   る電力変換装置の制御方法。
2. （２）前記出力トランスなしのパルス幅変調制御インバ
   ータの搬送波周波数に対し、前記交流負荷に対し、出力
   トランスを持つ多重パルス幅変調制御インバータの搬送
   波周波数が異なるようにしてパルス幅変調制御を行うよ
   うにしたことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置
   の制御方法。