JPH0370472A - 多重インバータ制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ この発明は、出力側に絶縁変圧器を介さない第１のイン
バータの出力電圧と、出力側に絶縁変圧器を介した第２
のインバータの出力電圧とを加算して負荷に給電する多
重インバータの制御装置に関し、特に低周波領域におけ
る出力電圧のリップルを抑制した多重インバータ制御装
置に関するものである。

［従来の技術］ 一般に、直流電力を交流電力に変換するインバータ装置
は、超電導磁気浮上鉄道用リニアモータ等の交流電動機
や同期電動機の運転ＩＩＩｆｊ４装置として広く使用さ
れている。

交流電動機が誘導電動機であって容量が小さい場合には
、誘導電動機はインバータ装置に直接接続され、インバ
ータが発生するいわゆる６相矩形波電圧源で駆動される
。しかし、誘導電動機の容量が大きい場合や電圧リップ
ルが問題となる場合には、複数台のインバータ及び多重
化用の絶縁変圧器を用い、互いに位相がずらされたイン
バータ出力を絶縁変圧器で加算することにより、低次高
調波が除去された出力電圧より駆動される。

このような多重インバータ装置においては、適当な大き
さ及び位相差の６相矩形波電圧波形が加算され、１２相
、１８相、２４相、・・・というように相数が増やされ
た矩形波電圧波形により、出力電圧波形を正弦波に近づ
けている。このとき、絶縁変圧器の飽和を防止するため
に出力電圧及び周波数を比例関係に保つ必要があるが、
多重インバータ装置の負荷となる電動機の抵抗による電
圧降下分等、周波数に比例しない電圧成分が存在し、低
周波数運転時に絶縁変圧器の飽和が問題となる場合が多
い 通常、誘導電動機を駆動する場合は、誘導電動機のすべ
り周波数分があるため、インバータの交流側の周波数が
零とならず、多重インバータ装置の出力側の絶縁変圧器
に飽和は生じない。しがし、同期電動機を駆動する場合
には、起動時などの低周波数運転時においてインバータ
の交流側の運転周波数が零となるため、直流運転が必要
となって絶縁変圧器が飽和する可能性がある。

従って、従来より、複数台のインバータのうちの１台に
は絶縁変圧器を設けず、他のインバータに絶縁変圧器を
設けた構成をとっている。即ち、絶縁変圧器が設けられ
たインバータの出力を各絶縁変圧器の２次巻線から取り
出し、絶縁変圧器が設けられていないインバータの交流
出力端子を各２次巻線に直列接続し、１台のみを絶縁変
圧器なしで多重化している。これにより、絶縁変圧器な
しのインバータに、出力周波数に比例しない電圧を分担
させている。

第１４図は従来の多重インバータ制御装置を示すブロッ
クである。

図において、ＰＷＭ（パルス幅変調）方式で交流電力を
直流電力に変換する逆変換器即ちインバータ（１１）〜
（１３）は、それぞれ同構成の４アームフルブリツジイ
ンバータからなり、直流電源Ｅの正端子Ｐ及び負端子Ｎ
間にブリッジ接続されたスイッチング素子（トランジス
タ等〉Ｔ１〜Ｔ、を備えている。このうち、１段目（第
１）のインバータ（１１）の出力端子Ａ及びＢには絶縁
変圧器が接続されず、２段目以降（第２〉のインバータ
（１２）及び（１３）の出力端子にはそれぞれ絶縁変圧
器（２２〉及び（２３）が接続されている。第１のイン
バータ（１１）の出力端子Ａ及びＢは、各絶縁変圧器（
２２）及び（２３）の２次巻線に直列接続されており、
各絶縁変圧器（２２）及び（２３）の出力（第２のイン
バータ（１２）及び（１３）の出力に相当する）と第１
のインバータ（１１〉の出力との直列合成電圧が、同期
電動機等の負荷（３０）に供給されるようになっている
。

尚、絶縁変圧器（２２）及び（２３）が接続された第２
のインバータ（１２）及び（１３）の台数ｎは、図示し
た２台に限らず、必要に応じて１台又は任意の複数台に
設定でき、ｎ千１段の多重インバータ装置　（１０）が
構成されるようになっている。

各インバータ（１１）〜（１３）を個別に制御するＰＷ
Ｍ１１１６１１器（３１）〜（３３）は、電圧基準値発
生器（３５）及び（３６）からのバイアス信号、即ち電
圧基準値Ｖｌ”及びＶ−と、三角波又は調波のキャリア
信号ＣＩ〜Ｃ２とに基づいて、ゲート信号Ｇｌ〜Ｇ３を
生成し、各スイッチング素子Ｔ、〜Ｔ、をＰＷＭ制御す
るようになっている。

次に、第１５図〜第１７図を参照しながら、第１４図に
示した従来の多重インバータ制御装置の具体的動作につ
いて説明する。

電圧基準値発生器（３５）が第１のインバータ（１１）
に対する電圧基準値Ｖ−を発生すると、ＰＷＭ制御器（
３１）は、電圧基準値ＶＩＫとキャリア信号Ｃ１とを比
較し、第１のインバータ（１１）内の各スイッチング素
子Ｔ１〜Ｔ４のアーム導通制御用のゲート信号Ｇ、〜Ｇ
、を生成する。例えば、第１のインバータ〈１１〉の出
力電圧ｖｌとして正電圧を得るためには、スイッチング
素子Ｔ、及びＴ４に導通用のゲート信号Ｇ１を供給し、
逆に零電圧を得るためには、スイッチング素子Ｔ、及び
Ｔ、に導通用のゲート信号Ｃ３を供給する。

これにより、第１５図に示すように、電圧基準値Ｖ１本
とキャリア信号ＣＩとの大小関係に応じて、正及び零に
変化するパルス状の出力電圧Ｖ、が得られる。このとき
、出力電圧Ｖｌにはキャリア信号Ｃの周波数に応じた高
調波成分が含まれるが、その平均値は電圧基準値Ｖ１京
と等しくなる６同様に、電圧基準値発生器（３６）が第
２のインバータ（１２）及び（１３）に対する電圧基準
値Ｖ−を発生すると、ＰＷＭＩＩ！御器（３２）及び（
３３）は、電圧基準値Ｖ−とキャリア信号Ｃ２及びＣ３
とをそれぞれ比較し、第２のインバータ（１２）及び（
１３）内のスイッチング素子の導通制御用のゲート信号
Ｇ２及びＧ３を生成する。

このとき、第１５図の破線のように、第２のインバータ
用のキャリア信号Ｃ２及びＣ１の位相が、第１のインバ
ータ用のキャリア信号Ｃ８に対してずれているので、第
２のインバータ（１２）及び（１３）の各出力電圧Ｖ２
及びＶ、のパルス位相も同様にずれることになる。従っ
て、負荷（３０）に印加される負荷電圧Ｖｌ、は、キャ
リア信号Ｃ１〜Ｃ１の３倍の周波数の高調波成分を含む
ことになり、高調波含有率が小さくなって電圧リップル
が小さくなる。

又、第１６図に示すように、出力電圧ｖＩ〜■、の直列
合成からなるインバータ出力電圧ｖ　（−Ｖ　Ｌ　）は
、インバータ出力周波数ｆに関連して変化する。

このうち、電圧基準値Ｖ−に基づく出力電圧Ｖ２及びＶ
、は、負荷（３０）と関係なくＶ／ｆが一定となるよう
に制御され、これにより絶縁変圧器（２２）及び（２３
）の飽和を防止する。一方、負荷（３０）に要求される
負荷電圧ＶＬには、抵抗分等のインバータ出力周波数ｆ
に比例しない成分が含まれているので、出力電圧Ｖ２及
びＶ３の成分と負荷電圧ＶＬとの偏差分［ＶＬ　（Ｖ２
＋Ｖ３）］が、第１のインバータ（１１）の出力電圧Ｖ
ｌにより分担すべき電圧となる。

例えば、インバータ出力周波数ｆの最大値ｆＮＡＸ付近
（第１６図参照）では、インバータ出力電圧Ｖも最大値
Ｖ　Ｘ　Ａ　Ｘとなり、電圧基準値Ｖ１束及びＶ−がほ
ぼ等しく設定される。従って、第１５図のように、３台
のインバータ（１１〉〜〈１３〉の出力電圧Ｖ、〜■３
のパルス幅はほぼ等しくなり、低次の高調波（キャリア
周波数成分）は打ち消される。しかし、インバータ出力
周波数ｆが低いｆ１付近の領域では、各電圧基準値がＶ
　＋　”＞　Ｖ　２”となるので、第１のインバータ（
１１）の出力電圧Ｖｌが、インバータ出力電圧Ｖの大部
分を分担することになる。この結果、第１７図のように
、第１のインバータ（１１〉の出力電圧Ｖ１のパルス幅
と比べて、第２のインバータ（１２）及び（１３）の出
力電圧■２及びＶ３のパルス幅が狭くなる。

従って、各出力電圧Ｖ１〜■、の合成からなる負荷電圧
ＶＬに、キャリア周波数成分の電圧高調波が残り、リッ
プルを抑制できなくなる。

第１８図は、例えば特開昭５５−６３５９７号公報に記
載された、従来の多重インバータ！ＩＮ御装置の別の例
を示すブロック図であり、（１１）〜（１３）、（２２
）、（２３）及び（３０）は前述と同様のものである。

この場合、多重インバータ装置（ｌＯ〉は４段構成であ
り、４段目のインバータ（１４）及び絶縁変圧器〈２４
〉を備えている。又、絶縁変圧器（１４）の２次巻線は
、他の絶縁変圧器（１２）及び（１３）の２次巻線に直
列接続され、第１のインバータ（１１）の出力端子Ａ及
び８間に挿入されている。

各インバータ（１１）〜（１４〉は、それぞれ第１９図
又は第２０図のように構成されており、第１９図におい
て、スイッチング素子Ｔ、〜Ｔ４はＧＴＯ（自己消去形
サイリスタ）等からなり、各スイッチング素子Ｔ、〜Ｔ
４には帰還ダイオードＤ　ｌ□　Ｄ　４が逆方向に並列
接続されている。又、第２０図において、各スイッチン
グ素子Ｔ、〜Ｔ、には、サイリスタ等からなる補助スイ
ッチング素子Ｔａ、〜Ｔａｎが順方向に並列接続され、
更に、スイッチング素子対と補助スイッチング素子対の
各接続点には、直列接続されたコンデンサ及びリアクト
ルからなる転流回路（１０ａ）及び（１０ｂ）が挿入さ
れている。第１９図又は第２０図に示すインバータ回路
の動作については、一般に良く知られているので、ここ
では特に説明しない。

第１８図に戻り、負荷（３０）は同期電動機であり、永
久磁石からなる回転子（３０Ｒ）と、ＵＶＷ相に対応す
る電機子巻線（３０Ｕ）、（３０Ｖ）及び（３０Ｗ）と
を備えている。又、同期電動機の１相分の電機子巻線、
例えばＵ相の電機子巻線（３０Ｕ）には、多重インバー
°夕装ｆｆ　（１０）の供給端子Ｕｌ及びＵ２が接続さ
れており、これにより、インバータ出力電圧Ｖ（負荷電
圧ＶＬ）が印加されて、同期電動機の各１相分の電機子
巻線に電力が供給されるようになっている。

多重インバータ装置ｌｌ　（１０）への電力供給源とな
る交流電源（１）の出力端子には、ダイオードにより構
成された整流器（２）が接続され、整流器（２）の直流
出力端子には、直流リアクトル（３）及びコンデンサ（
４）からなる平滑回路が接続されている。

コンデンサ（４）の正端子Ｐ及び負端子Ｎは、各インバ
ータ（１１）〜（１４）の直流入力端子に接続されてい
る。

インバータ〈１１〉の出力端子Ｂと供給端子υ２との間
にはシャント（２０）が挿入され、シャント（２０）に
は、負荷（３０）に供給される電機子電流Ｉ、を検出し
て制御信号ＳＬに変換するための電流検出器（５Ｉ）が
接続されている。

一方、負荷（３０）には、回転子（３０Ｒ）と各電機子
巻線（３０Ｕ）〜（３０Ｗ　）との空間的相互位置関係
ＲＬと共に回転子（３０Ｒ）の回転数ＲＮを検出するた
めの付置検出器（５２）が設けられている０位置検出器
〈５２）で検出された回転子（３０Ｒ）の空間位置ＲＬ
は、空間位置ＲＬに対応した電流基準波Ｗを生成する電
流基準波発生器（５３）に入力され、又、位置検出器（
５２）で検出された回転子（３０Ｒ＞の回転数ＲＮは、
回転数ＲＮを運転周波数信号Ｆに変換する運転周波数信
号発生器（５４）に入力されている。

電流検出器（５１）及びｔ流基準波発生器（５３）の各
出力端子に接続された減算器（５５）は、電流基準波Ｗ
から制御信号ＳＬを減算して偏差信号ΔＷを生成し、減
算器（５５）の出力端子に接続された電流制御要素（５
６）は、偏差信号ΔＷを増幅して、多重インバータ装置
（１０〉が出力すべき電圧基準値ｖｌに相当するバイア
ス信号を生成している。

発振器（５７）は数１００Ｈｚ程度の搬送波即ちキャリ
ア信号Ｃを生成しており、ゲート信号発生器〈６０）は
、電圧基準値■寡、運転周波数信号Ｆ及びキャリア信号
Ｃに基づいて、各インバータ（１１）〜（１４）に対す
るゲート信号Ｇ、〜Ｇ、を生成するようになっている。

ゲート信号発生器（６０）は、例えば第２１図のように
構成されており、キャリア信号Ｃを各インバータ（１１
）〜（１４）に対する適切な大きさ及び位相に調整する
移相器（６１）〜り６４）と、運転周波数信号Ｆに基づ
いて電圧基準値ＶＸを補正して、第１のインバ−タ（１
１）に対する電圧基準値Ｖｌ”と第２のインバータ（１
２）〜（１４〉に対する電圧基準値Ｖ２”とを出力する
電圧基準値発生器（６５）と、キャリア信号Ｃ５〜Ｃ１
並びに電圧基準値Ｖ−及びＶ２”に基づいて、各インバ
ータ（１１）〜（１４）に対するゲート信号Ｇ、を生成
するＰＷＭ制御器（３１）〜（３４）とを備えている。

そして、前述と同様に、ＰＷＭ制御器〈３１）は、キャ
リア信号ＣＩと電圧基準値Ｖｌ京とを比較して、第１の
インバータ（１１）に対するゲート信号Ｇ、を生成し、
ＰＷＭ制御器（３２）〜（３４）は、キャリア信号Ｃ２
〜Ｃ１と電圧基準値Ｖ２”とを比較して、第２のインバ
ータ（１２）〜（１４）に対するゲート信号０２〜Ｇ４
を生成するようになっている。

これらのゲート信号０１〜Ｇ４により、各インバータ（
１１）〜（１４）の交流側の出力電圧Ｖ１〜Ｖ４は、交
流側の出力周波数（運転周波数）ｆに比例した特性で制
御されることになる（第２２図参照）。

尚、運転周波数信号発生器（５４）、電流制御要素（５
６）及び発振器（５７）と、ゲート信号発生器（６０）
内の移相器（６１）、電圧基準値発生器（６５）及びＰ
ＷＭ制御器（３１）とにより、第１のインバータ（１１
）に対する制御装置が構成されている。

又、運転周波数信号発生器（５４）、電流制御要素（５
６）及び発振器（５７〉と、ゲート信号発生器（６０）
内の移相器（６２）〜（６４）、電圧基準値発生器（６
５）及びＰ　Ｗ　Ｍ　ｉＩＩ　ｍ器（３２）〜（３４〉
トニヨリ、第２のインバータ（１２）〜（１４）に対す
る制御装置が構成されている。

次に、第１８図〜第２２図を参照しながら、従来の別の
多重インバータ制御装置の動作について説明する。

負荷（３０）の静止状態からの起動時又は低周波運転時
においては、ゲート信号発生器（６０）は、第２のイン
バータ（１２）〜（１４）を逆変換器として動作させず
単なる短絡器として動作させるため、第２のインバータ
（１２〉〜（１４〉を電力供給源として動作させるため
のゲート信号６２〜Ｇ４を発生する。そして、運転周波
数信号Ｆが零から所定の値まで立ち上がった時点で、第
２のインバータ（１２）〜（１４）を逆変換器として動
作させるためのゲート信号０２〜Ｇ、を発生する。

これにより、絶縁変圧器（２２）〜（２４）の飽和を防
止しつつ、直流（ｆ＝ｏ）から所定の周波数まで運転す
ることができる。

しかし、低周波運転領域において、第２のインバータ（
１２）〜（１４）を逆変換器として動作させないので、
多重インバータ装置の本来の意味が無くなり、インバー
タ出力電圧Ｖのリップルが大きくなってしまう。

又、第２２図のように、インバータ出力周波数（交流側
の運転周波数）ｆが最大値ｆＮＡＸ付近のときは、イン
バータ出力電圧■も最大値ＶＮＡＸとなって、各インバ
ータ（１１）〜（１４）の出力電圧■１〜Ｖ４がほぼ等
しくなるように制御される。しかし、電機子巻線（３０
Ｕ）に抵抗成分があるため、インバータ出力周波数ｆが
零のときに最大の電機子電流Ｉ　Ｌｌ、ｌＡＸを流すと
、電圧降下Ｖｏが発生する。従って、多重インバータ装
置（１０）から電圧降下Ｖｏに相当する電圧を発生させ
る必要があるが、この電圧降下Ｖｏ分を第２のインバー
タ（１２）〜（１４）から発生させることはできないの
で、第１のインバータ（１１）から発生させている。

［発明が解決しようとする課題］ 従来の多重インバータ制御装置は以上のように、低周波
運転領域において、絶縁変圧器（２２）〜（２４）の飽
和を防止するために、第２のインバータ（１２）〜（１
４）を動作させず、第１のインバータ（１１）に対する
電圧基準値ｖ、寡が第２のインバータ（１２）〜（１４
）に対する電圧基準値Ｖ２”より大きくなるように制御
しているので、インバータ出力電圧Ｖ（即ち、負荷電圧
Ｖ、、）にキャリア周波数成分の電圧高調波が残るうえ
、本来の多重化の意味が無くなり、リップルを抑制でき
ないという問題点があった。

又、絶縁変圧器（２２）〜（２４）の容量低減を考慮し
ていないため、コストダウンが実現できないという問題
点があった。

この発明は上記のような問題点を解決するためになされ
たもので、第１のインバータの出力電圧に含まれるリッ
プル電圧を、そのリップルの逆位相成分を第２のインバ
ータの出力電圧に加算することにより相殺し、リップル
を抑制した多重インバータ制御装置を得ることを目的と
する。

又、この発明の別の発明は、絶縁変圧器の飽和を防止し
つつ、低周波運転領域におけるインバータ出力電圧のリ
ップルを抑制できる多重インバータ制御装置を得ること
を目的とする。

又、この発明の更に別の発明は、絶縁変圧器の飽和を防
止しつつ出力電圧のリップルを抑制し、且つ絶縁変圧器
の容量を低減させてコストダウンを実現した多重インバ
ータ制御装置を得ることを目的とする。

［課題を解決するための手段］ この発明に係る多重インバータ制御装置は、第１のイン
バータの出力電圧を検出する電圧検出器と、第１のイン
バータの出力電圧に含まれるリップル電圧に基づいて第
２のインバータに対する電圧基準値を補正する補正手段
とを設けたものである。

又、この発明の別の発明に係る多重インバータ制御装置
は、第１のインバータのためのキャリア信号に基づいて
第２のインバータに対する電圧基準値を補正する電圧基
準値発生器を設け、第２のインバータの出力電圧により
第１のインバータの出力電圧に含まれるリップル電圧を
補償すると共に、第２のインバータの出力電圧の時間的
平均値が零となるように設定したものである。

又、この発明の更に別の発明に係る多重インバータ制御
装置は、第１のインバータが発生できる最大の出力電圧
と負荷に供給されるべき電圧基準値との比較結果に基づ
いて第２のインバータに対する電圧基準値を補正する電
圧基準値発生器を設け、第２のインバータの出力電圧に
より、負荷に供給されるべき電圧基準値と第１のインバ
ータの最大出力電圧との偏差分に応じた電圧を分担する
と共に、第２のインバータの出力電圧の時間的平均値が
零となるように設定したものである。

［作用］ この発明においては、第１のインバータの出力電圧を検
出して、この出力電圧に含まれるリップル（高調波〉成
分と逆位相の電圧を第２のインバータに対する電圧基準
値に加算するように補正し、第１のインバータで発生し
た高調波を第２のインバータの出力電圧で相殺する。

又、この発明の別の発明においては、第１のインバータ
の出力電圧のリップルを補償するように、第２のインバ
ータを動作させる。このとき、第２のインバータの出力
電圧の時間平均値が零となるようにして、絶縁変圧器の
飽和を防止する。

更に、この発明の更に別の発明においては、インバータ
運転周波数とは無間係に、電圧基準値そのものの瞬時値
の大きさに依存して各インバータに対する電圧基準値を
生成する。このとき、絶縁変圧器を飽和させず且つ絶縁
変圧器の容量を最小化するように、各インバータ毎の電
圧基準値成分を非線形に分割する。

［実施例］ 以下、この発明の一実施例を図について説明する。第１
図はこの発明の一実施例を示すブロック図であり、（１
０）〜（１３）、（２２）、（２３）、（３０）〜（３
３）、（３５）及び（３６）は、第１４図に示したもの
と同様である。

第１図において、第１のインバータ（１１〉の出力端子
Ａ及びＢに接続された電圧検出器（４１）は、出力電圧
ｖｌの瞬時値を検出している。電圧基準値発生器（３５
）及び電圧検出器（４１）の各出力端子に接続された減
算器（４２）は、出力電圧Ｖｌと第１のインバータ（１
１）に対する電圧基準値Ｖｌ”との差をとって、Ｖｒ＝
Ｖ、−Ｖ、寡 で表わされるリップル電圧Ｖｒを出力している。

又、減算器（４２）の出力端子に接続された補償回路（
４３）は、リップル電圧Ｖｒに所定の係数Ｋを乗算して
、補償電圧指令Ｖｃを生成するようになっている。電圧
基準値発生器（３６〉とＰＷＭ制御器（３２）及び（３
３）との間に挿入された加算器（４４）は、電圧基準値
■−と補償電圧指令Ｖｃとの和をとって、Ｖｚｃ本＝Ｖ
２京＋Ｖｃ で表わされる補償電圧基準値ｖ２−を生成し、ＰＷＭ制
御器（３２）及び（３３）に出力している。これにより
、減算器（４２）、補償回路（４３）及び加算器（４４
）は、電圧基準値Ｖ２”の補正手段を構成している。

次に、第２図の波形自を参照しながら、第１図に示した
この発明の一実施例の動作について説明する。第２図は
、電圧基準値Ｖｌ”とＶ２”とが異なる場合の動作を、
前述の第１７図と対比して示したものである。

第１のインバータ（１１）は、キャリア信号Ｃ１と電圧
基準値Ｖｌ”との比較に基づいて、前述の同様の出力電
圧ｖｌを発生するが、この出力電圧Ｖｌには、キャリア
信号ＣＩの周波数成分の高調波が含まれている。

まず、減算器（４２）は、電圧検出器（４１）で検出さ
れた出力電圧ｖｌと電圧基準値Ｖｌｆとの差をとって、
Ｖ　ｒ＝　Ｖ　＋　　　Ｖ　１束　　　　　　　　　　
・・・■からなるリップル電圧Ｖｒを求める。このリッ
プル電圧Ｖｒは、第２図の斜線部に相当しており、その
平均値は零のリップル電圧となる。

次に、補償回路（４３〉は、リップル電圧Ｖｒを第２の
インバータ（１２）及び（１３）で相殺するために必要
な補償電圧Ｖｃを、 Ｖ　ｃ　＝−Ｖ　ｒ　／　ｎ　　　　　　　・・・■か
ら計算する。但し、ｎは第２のインバータ（１２）及び
（１３）の台数であり、この場合は、ｎ＝２ である。補償電圧Ｖｃは、第２図において、リップル電
圧Ｖｒと反極性の斜線部で示されている。

加算器（４４〉は、電圧基準値Ｖ２”と補償電圧Ｖｃと
を加算し、 Ｖ２ｃ８＝■２寒＋Ｖｃ　　　　　　０１．■からなる
補償電圧基準値■２ｃｙを求める。この補償電圧基準値
Ｖ２ｃ寒は、ＰＷＭ制御器（３２〉及び（３３）に入力
されて、キャリア信号Ｃ２及びＣ５と比較され、Ｐ　Ｗ
　Ｍ　ＩＩＩ　ｍ用のゲート信号Ｇ２及びＧ、となる。

この結果、インバータ（１２）及び（１３〉の出力電圧
Ｖ２及びＶ、は、第２図のように、インバータ（１１）
の出力電圧Ｖｌを補償する波形となる。従って、全出力
電圧ＶＩ〜Ｖ、を合成したインバータ出力電圧即ち負荷
電圧ＶＬは、出力電圧Ｖｌに含まれるキャリア信号Ｃ１
の周波数成分の高調波を相殺した波形となる。

ここでは、第２のインバータの台数を２台としたが、台
数ｎを増やせば、最終的に合成される負荷電圧ＶＬが補
償電圧基準値Ｖ２ｃ”に更に近づくので、リップル電圧
Ｖｒと逆極性の補償電圧Ｖｃを忠実に出力することがで
きる。従って、出力電圧Ｖｌに含まれるリップル電圧Ｖ
ｒを更に良好に相殺することができる。

尚、上記実施例では、第１のインバータ（１１）に対す
る電圧基準値Ｖ　１　”と、第２のインバータ（１２）
及び（１３〉に対する電圧基準値Ｖ２”とを与えるよう
にしたが、第３図のように、電圧基準値Ｖ２”の代わり
に、合成された電圧基準値Ｖ−を与えるようにしてもよ
い。

この場合、電圧基準値発生器（３７〉は合成された電圧
基準値Ｖ−を生成しており、減算器（４５）及び係数器
（４６）は電圧基準値■Ｌｆの補正手段を構成している
。この電圧基準値Ｖ−は、 Ｖ−＝Ｖｌ’＋ｎＶ２’　　　　　　−・・■で表わさ
れる。続いて、減算器（４５）は、電圧基準値ＶＬ０と
出力電圧Ｖｌとの差をとる。更に、係数器（４６）は、
減算器（４５）からの差電圧を第２のインバータ台数ｎ
で除算し、補償電圧基準値Ｖ２ｅ”を、Ｖ、ｃ束＝（Ｖ
Ｌ京−Ｖ　＋　）／　ｎ　　　　−■から計算し、ＰＷ
Ｍ制御器（３２）及び（３３）に出力する。ここで、■
式に■式を代入すれば、■２ｃｔ−（Ｖ１束＋ｎＶ２京
−Ｖｚ）／ｎ＝　ｖ　、”＋　（ｖ　、寒−Ｖｚ）／ｎ
となり、■式を代入すれば、 Ｖ２ｃ宜＝Ｖ２富−Ｖｒ／ｎ となる。更に、■式を代入すれば、 Ｖ　２ｃ”＝　Ｖ　２”＋　Ｖ　Ｃ−■となり、０式は
■式と一致することが分かる。

又、各インバータ（１１〉〜（１３）をフルブリッジで
構成したが、ハーフブリッジで構成しても、又はハーフ
ブリッジ及びフルブリッジの混合で構成しても同等の効
果を奏する。

又、キャリア信号Ｃ１〜Ｃ１が調波の場合を示したが、
三角波によるダブルブリッジ変調等の別のＰＷＭ変調方
法を適用しても同等の効果を奏することは言うまでもな
い。

更に、各キャリア信号Ｃ１〜Ｃ１の周波数が等しい場合
を示したが、第１のインバータ（１１）が第２のインバ
ータ（１２）及び（１３）より低いキャリア周波数で変
調される場合でも同等の効果を奏する。

次に、この発明の別の発明の一実施例を図について説明
する。第４図はこの発明の別の発明の一実施例を示すブ
ロック図であり、ここでは、説明を簡略化するために、
多重インバータ装置（１０）を２段ｆｌｌＩ戒とした例
を示している。

図において、（４ａ）及び（４ｂ）はコンデンサ（４）
に対応し、（ＩＩＡ）は第１のインバータ（１１）に対
応し、（ＢＯＡ）はゲート信号発生器〈６０）に対応し
ている。

又、（１）〜（３）、（１０）　、（１２）　、（２０
）　、（２２）　、（３０）　＝（５１）〜（５３）及
び（５５）〜〈５７）は、第１８図に示したものと同様
である。

この場合、直流リアクトル（３）と共に平滑回路を構成
するコンデンサ（４ａ）及び（４ｂ）は、正端子Ｐ及び
負端子Ｎ間の直流電圧を２等分しており、コンデンサ（
４ａ）及び〈４ｂ）の接続点は、シャント（２０）を介
して供給端子Ｕ２に接続される出力端子Ｂとなっている
。

又、第１のインバータ（ＩＩＡ）は、第５図のように、
ＧＴＯからなるスイッチング素子Ｔ、及びＴ６と、各ス
イッチング素子Ｔ５及びＴ６に並列接続されたダイオー
ドＤ５及びＤ６とを備えており、スイッチング素子Ｔ５
及びＴ６の接続点が出力端子Ａとなっている。従って、
出力端子Ａがらは、Ｔ５がオン且つＴ６がオフなら正端
子Ｐの電位が出力され、Ｔ５がオフ且つＴ＠がオンなら
負端子Ｎの電位が出力されるようになっている。

尚、第５図は、同期電動機即ち負荷（３０〉が起動時、
又は低周波運転時の場合などのように、電力供給が第１
のインバータ（１１Ａ）のみで行われている場合の構成
を示している。

絶縁変圧器（２２）は例えば変圧比が１＝１であり、そ
の１次巻線が第２のインバータ（１２）の出力端子に接
続され、２次巻線が供給端子Ｕｌ及び出力端子Ａの間に
接続されている。

電圧基準値Ｖ京及びキャリア信号Ｃに基づいて、インバ
ータ（１１＾）及び（１２）に対するゲート信号Ｇ及び
Ｇ２を生成するゲート信号発生器（６０＾〉は、第６図
のようにｔＲ戒されており、キャリア信号Ｃを調整して
各インバータ（ＩＩＡ）及び（１２）用のキャリア信号
Ｃ１及びＣ２を生成する移相器（６１）及び（６２）と
、電圧基準値Ｖｌ及びキャリア信号Ｃ１に基づいて、イ
ンバータ（１２）に対する電圧基準値Ｖ２”を生成する
電圧基準値発生器（６６〉と、電圧基準値Ｖｔ及びキャ
リア信号Ｃ１に基づいてインバータ（１１＾）に対する
ゲート信号Ｃ１を生成するＰＷＭｆｆｉ制御器（３１〉
と、電圧基準値Ｖ２”及びキャリア信号Ｃ２に基づいて
インバータ（１２）に対するゲート信号Ｇ２を生成する
ＰＷＭ制御器（３２）とを備えている。

次に、第７図の波形図を参照しながら、第４図〜第６図
に示したこの発明の別の発明の一実施例の動作について
説明する。

第１のインバータ（ＩＩＡ）が第５図のように構成され
、第２のインバータ（１２）が第１９図のように構成さ
れていること、並びに、絶縁変圧器（２２）の変圧比が
１＝１であることから、第２のインバータ（１２）は、
第１のインバータ（１１＾）の出力電圧■、の２倍の出
力電圧■２を発生することができる。

そこで、第７図のように、移相器（６２）から出力され
る第２のインバータ用のキャリア信号Ｃ２を、移相器（
６１）から出力される第１のインバータ用のキャリア信
号Ｃ１の２倍の大きさに設定し且つ９０’の位相差をも
たせるようにする。

又、この場合、キャリア信号Ｃ１と比較される第１のイ
ンバータ用の電圧基準値■１京は、電流制御要素（５６
〉からの電圧基準値Ｖ８であるものとする。

負荷（３０）の起動時においては、第７図に示すように
、電圧基準値ＶＨ”も直流となっている。

このとき、第６図内の電圧基準値発生器（６６）は、第
１のインバータ用の電圧基準値Ｖｌｘとキャリア信号Ｃ
１との比較結果に応じて、第２のインバータ用の電圧基
準値Ｖ２’を以下の（ｉ）〜（ｉｉ）ように算出する。

但し、ＶＩＭ”は第１のインバータ（１１＾）が発生で
きる最大出力電圧に対応する電圧基準値とする。

（ｉ　）ＩＶ　１”ｌ＜　Ｃ、ノ、！：き、Ｖ２”−Ｖ
１Ｍ’　　ｉＶ１本（ｉｉ）ＩＶ、Ｊ≧ＩＣ１１のとき
、■２束＝０（ｉｉｉ　）　　ＩＶ　＋”Ｄ　Ｃ、のと
き、Ｖ２家＝１■、哀１−Ｖ、この結果、第７図のよう
に、キャリア信号ＣＩに応じて極性が反転するパルス状
の電圧基準値Ｖ、′が得られる。

又、第５図のように構成される第１のインバータ（ＩＩ
Ａ）は、電流制御要素〈５６）からの電圧基準値Ｖ寒（
＝ｙ、ｇと移相器（６１）からのキャリア信号Ｃとに基
づいてＰＷＭ制御器から得られるゲート信号Ｇ１により
、第７図に示すような出力電圧Ｖｌを生成する。

一方、第１９図のように構成される第２のインバータ（
１２）は、電圧基準値発生器（６６）からの電圧基準値
Ｖ２”と移相器〈６２〉からのキャリア信号Ｃ２とに基
づいてＰＷＭ制御器（３２）から得られるゲート信号Ｇ
２により、第７図に出力ような出力電圧■２を生成する
。

出力電圧Ｖ２の波形から明らかなように、出力電圧Ｖ２
は、平均値としては零であるため、絶縁変圧器（２２）
を飽和させることはない。

多重インバータ装ｆ　（１０）供給端子Ｕ、及び０２間
に表われるインバータ出力電圧、即ち負荷電圧ＶＬは、
出力電圧■１及びＶ２の和であるから、第７図のように
、出力電圧Ｖｌのみの場合と比べてリップル分の抑制さ
れた波形となる。このように、起動時などの直流運転時
においても、絶縁変圧器（２２〉を飽和させることなく
、リップル電圧を小さくすることができる。

第８図は、第１のインバータ（１１）を、第２のインバ
ータ（１２）と同様に、第１９図のように構成した場合
の、この発明の別の発明の他の実施例を示すブロック図
である。

図において、２つの発振器（７１）及び（７２）は、第
１のインバータ用のキャリア信号Ｃ４寡と、第２のイン
バータ用のキャリア信号Ｃ２”とを、それぞれ個別に生
成し、ゲート信号発生器（６０Ｂ）に出力している。こ
こでは、キャリア信号Ｃ２”はＣＩ”の２倍の周波数に
設定されているものとする。

ゲート信号発生器（６０Ｂ＞は、第９図のように構成さ
れており、キャリア信号ＣＩ”及びＣ２’が個別に入力
される移相器（６１Ｂ）及び（６２Ｂ）を備えている。

第９図は、前述と同様に、負荷（３０）の起動時又は低
周波運転時における構成を示しており、各移相器（６１
Ｂ）及び（６２Ｂ）は、第１０図のようなキャリア信号
Ｃ１及びＣ２を生成するように調整されている。

又、電圧基準値発生器（６６）は、第１のインバータ用
の電圧基準値Ｖｌｆと最大の電圧基準値Ｖｌ、”との比
較結果に応じて、第２のインバータ用の電圧基準値Ｖ２
’を以下のように算出する。但し、前述と同様に、第１
のインバータ（１１）の最大の出力電圧に対応する電圧
基準値をＶＩＮ”とし、電流制御要素（５６〉からの電
圧基準値Ｖｌを第１のインバータ用の電圧基準値Ｖｌ”
とする。

（Ｉ）ＩＶ、京１≦Ｖ　１　）１寡／２の場合、（ｉＮ
ｃ＋ｌ≦ｌＶ＋”ｌのとき、■２本−−Ｖ−（ｉｉ　）
Ｉｃ　＋　ｌ≧Ｖ　＋ｎ”　−ＩＶ　ｌ’＋＋７）　ト
き、Ｖ　２”＝　Ｖ　１”（ｉｉ）上記以外のとき、Ｖ
２ｘ＝Ｏ （Ｉｆ）Ｖｌｘ＞Ｖｌ、”／２の場合、（ｉ　）Ｉｃ口
≦ＶＩＭ本−１ｖｔ京ｌのとき、ｖ　２”＝＝　ｖ　、
本−Ｖ４ （ｉｉＮｃ＋ｌ≧ｌ　Ｖ　を京１のとき、Ｖ　２’＝　
Ｖ　ＩＮ”−Ｖ　ｌ” （ｉｉｉ）上記以外のとき、Ｖ２”＝０（Ｉ［［）Ｖ　
ｌ富＜　　Ｖ　＋Ｍ”／　２　ｆ）場合、（ｉ）ＩＣ３
１≦Ｖｌ、Ｉ寒−１ｖ１京１のとき、Ｖ２寛＝　Ｖ　ｌ
”　＋　Ｖ　Ｉ　Ｍ （ｉｉ）ｌｃ１１≧Ｉｖ＋”ｌのとき、Ｖ２’＝　　Ｖ
ＩＮ宜−Ｖｌｘ （ｉｉｉ）上記以外のとき、■２＊＝Ｏこの結果、第１
０［ｇのように、キャリア信号Ｃ１に応じて極性が反転
するパルス状の電圧基準値ＶＺ”が得られる。

従って、各インバータ（１１）及び（１２）の出力電圧
ｖｌ及びＶ２は、図示したように離散的な波形となり、
これらの台底からなる負荷電圧ｖＬは、出力電圧Ｖｌの
みの場合と比べて、リップル電圧が抑制された波形とな
る。又、この場合も、出力電圧Ｖ２の時間的平均値が零
であるため、絶縁変圧器（２２）が飽和することはない
。

尚、上記実施例では、説明の簡略化のため、絶縁変圧器
を有する第２のインバータが１台の場合を示したが、複
数台であっても全く同様の効果を奏することは言うまで
もない。

又、負荷（３０）が同期電動機の場合について説明した
が、電機子巻線を平面的に並べて、回転子に相当するも
のを直線的に移動させるリニアシンクロナスモータ等で
あってもよい。

次に、この発明の更に別の発明について説明する。第１
１図は、この発明の更に別の発明の一実施例によるゲー
ト信号発生器（６０Ｃ）を示すブロック図であり、（６
２）〜（６４〉及び（３１）〜（３４）は第２１図に示
したものと同様である。又、図示しない多重インバータ
制御装置は、第１８図のように４段構成のインバータ（
１１）〜（１４〉を備えたこと、及び、ゲート信号発生
器（６０Ｃ）が４つのゲート信号Ｇ、〜Ｇ。

を発生することを除けば、第８図と同様である。

従って、ゲート信号発生器（６０Ｃ）には、第１１図に
示すように、第１のインバータ（１１）に対応するキャ
リア信号ＣＩ”と、第２のインバータ（１２）〜（１４
）に対応するキャリア信号Ｃ２”とが、個別に入力され
ている。

第１１（７Ｉにおいて、移相器（６１Ｃ）は第２１図内
の移相器（６１）に対応しており、第８図に参照される
発振器（７１）からのキャリア信号Ｃ１″に基づいて、
第１のインバータ用のキャリア信号Ｃ１を生成するよう
になっている。又、電圧基準値発生器（６８）及び（６
９〉は、それぞれ、電流制御要素＜５６）からの電圧基
準値ＶＸを補正して、第１のインバータ用の電圧基準値
Ｖ　１　”と、第２のインバータ用の電圧基準値Ｖ２”
とを生成するようになっている。

第８図、第１１図及び第１８図に参照されるように、第
１のインバータ（１１）、ＰＷＭｆｉｌｌｔｌｔｌ器（
３１Ｌ電流制御要素（５６）、移相器（６１Ｃ）、電圧
基準値発生器（６８）及び発振器〈７１）は、１段目（
第１）のインバータ装置を構成している。

又、第２のインバータ（１２）〜（１４）　１．　Ｐ　
Ｗ　Ｍ￥ｉ制御器（３２）〜（３４〉、電流制御要素（
５６）、移相器（６２）〜（６３）、電圧基準値発生器
（６９）及び発振器（７２）は、２段目以降（第２〉の
インバータ装置を構成している。

次に、第８図、第１１図及び第１８図と共に、第１２図
の波形図及び第１３図の特性図を参照しながら、この発
明の更に別の発明の一実施例の動作について説明する。

電圧基準値発生器（６８）及び（６９）は、電流制御要
素（５６）からの電圧基準値Ｖｌ（正弦波）を補正して
、第１２図のように、第１のインバータ用の電圧基準値
Ｖ　１　”と第２のインバータ用の電圧基準値Ｖ２”と
を生成する。

即ち、電圧基準値発生器（６８）は、電圧基準値Ｖｆと
、第１のインバータ（１１）の最大出力電圧Ｖｌに対応
する電圧基準値Ｖ１．！との比較結果に応じて、以下の
ように電圧基準値Ｖｌ”を補正する。

（ｉ）Ｖｌ＞　Ｖ　１．”１１７）とき、Ｖ　１　”　
＝　Ｖ　１　ｎ（ｉｉ　）　　Ｖ　＋＊”≦Ｖ　ｘ≦Ｖ
　＋ｍ”ノドき、Ｖ、　ｘ　＝　ｙ　ｘ（ｉｉｉ）−Ｖ
、、１束＞ｖ”のとき、■１東＝　　ＶＩＭ同様に、電
圧基準値発生器（６９）は、電圧基準値ｖ窓と最大の電
圧基準値ｖｌ−との比較結果に応じて、以下のように電
圧基準値Ｖｌｘを補正する。

（ｉ）Ｖ京＞　Ｖ　＋　、軍のとき、Ｖ２京＝Ｖ意−Ｖ
ＩＭ（ｉｉ）　　Ｖｅｘ”≦Ｖ宜のとき、■２本−〇（
ｉｉ　）　−Ｖ　、、”＞　Ｖ草のとき、Ｖ　２　”　
＝　Ｖ　”　＋　Ｖ　Ｉ　Ｎ実際には、第２のインバー
タ（１２〉〜（１４）は３段構成であるから、電圧基準
値発生器（６９〉がらは、上述の電圧基準値Ｖ２”を３
で除算した値が出力されることになる。又、一般に、ｎ
段の場合には、ｎで除算した値となる。

ここで、最大の電圧基準値Ｖｌ、”は、負荷（３０）の
抵抗分による電圧降下Ｖｏより大きく選ばれているはず
であるから、上記のように電圧基準値Ｖ２の補正を行え
ば、インバータ出力周波数（運転周波数）ｆが零のとき
に、第１３図に示すように、第１のインバータ（１１）
のみが出力電圧ｖｌを発生することになる。従って、第
２のインバータ（１２）〜（１４）に接続された絶縁変
圧器（２２）〜（２４）が飽和することはない。

又、各瞬間において、第１のインバータ（１１）が自身
の担うことのできる最大の出力電圧Ｖｌを供給している
ので、第２のインバータ（１２）〜（１４〉の出力電圧
Ｖ２〜Ｖ４は、常に最小の値でよいことになる。即ち、
第１３図がら明らがなように、第２のインバータ（１２
）〜（１４）の出力電圧ｖ２〜■４は、第２２図の場合
と比べて、全周波数穐域で減少している。従って、絶縁
変圧器（２２）〜（２４）の容量を削減することができ
る。

尚、上記実施例では、多重インバータ装置を４段構成と
したが、任意の段数であっても、段数に応じて電圧基準
値Ｖ２”を調整すればよく、同等の効果を奏する。

又、ゲート信号発生器（６０Ｃ）内の構成要素を全て計
算機（ソフトウェア）で実現してもよい。

更に、負荷（３０〉が同期電動機の場合を示したが、い
わゆるリニアシンクロナスモータ（直線形同期電動ＩＲ
）であっても同等の効果を奏する。

［発明の効果］ 以上のようにこの発明によれば、第１のインバータの出
力電圧を検出する電圧検出器と、第１のインバータの出
力電圧に含まれるリップル電圧に基づいて第２のインバ
ータに対する電圧基準値を補正する補正手段とを設け、
第１のインバータの出力電圧に含まれるリップルの逆位
相成分を第２のインバータに対する電圧基準値に加算す
るように補正し、第１のインバータで発生した高調波を
第２のインバータの出力電圧で相殺するようにしたので
、低周波運転領域等、第１及び第２のインバータの分担
電圧が大きく異なる場合でも、合成出力電圧波形の低次
高調波成分を抑制できる多重インバータ制御装置が得ら
れる効果がある。

又、この発明の別の発明によれば、第１のインバータ用
のキャリア信号に基づいて第２のインバータに対する電
圧基準値を補正する電圧基準値発生器を設け、第２のイ
ンバータの出力電圧により第１のインバータの出力電圧
に含まれるリップル電圧を補償すると共に、第２のイン
バータの出力電圧の時間的平均値が零となるようにした
ので、同期電動機からなる負荷の起動時又は低周波運転
時においても絶縁変圧器の飽和を防止しつつ、リップル
を抑制できる多重インバータ制御装置が得られる効果が
ある。

又、この発明の更に別の発明に係る多重インバータ制御
装置は、第１のインバータが発生できる最大の出力電圧
と負荷に供給されるべき電圧基準値との比較結果に基づ
いて第２のインバータに対する電圧基準値を補正する電
圧基準値発生器を設け、第２のインバータの出力電圧に
より、負荷に供給されるべき電圧基準値と第１のインバ
ータの最大出力電圧との偏差分に応じた電圧を分担する
と共に、第２のインバータの出力電圧の時間的平均値が
零となるように設定し、インバータ運転周波数とは無関
係に、電圧基準値そのものの瞬時値の大きさに依存して
各インバータに対する電圧基準値を生成し、絶縁変圧器
を飽和させず且つ絶縁変圧器の容量を最小化するように
各インバータ毎の電圧基準値成分を非線形に分割したの
で、第１のインバータが各瞬間において分担し得る最大
の出力電圧を発生する。従って、絶縁変圧器の飽和を防
止しつつリップルを抑制し、且つ絶縁変圧器の容量を軽
減してコストダウンを実現した多重インバータ制御装置
が得られる効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例を示すブロック図、第２図
は第１図の動作を説明するための波形図、第３図はこの
発明の他の実施例を示すブロック図、第４図はこの発明
の別の発明の一実施例を示すブロック図、第５図は第４
図内の第１のインバータの構成を示す回路図、第６図は
第４図内のゲート信号発生器の構成を示すブロック図、
第７図は第４図の動作を説明するための波形図、第８図
はこの発明の別の発明の他の実施例を示すブロック図、
第９図は第８図内のゲート信号発生器の構成を示すブロ
ック図、第１０図は第８図の動作を説明するための波形
図、第１１図はこの発明の更に別の発明の一実施例のゲ
ート信号発生器の構成を示すブロック図、第１２図は第
１１図の動作を説明するための波形図、第１３図は第１
１図に基づく多重インバータ制御装置によるインバータ
出力電圧を示す周波数特性図、第１４図は従来の多重イ
ンバータ制御装置を示すブロック図、第１５図は第１４
図の動作を説明するための波形図、第１６図は第１４図
の多重インバータ制御装置によるインバータ出力電圧を
示す周波数特性図、第１７図は低周波運転領域における
第１４図の動作を説明するための波形図、第１８図は従
来の別の多重インバータ制御装置を示すブロック図、第
１９図及び第２０図は第１８図内のインバータのそれぞ
れ異なる構成例を示す回路図、第２１図は第１８図内の
ゲート信号発生器の構成を示すブロック図、第２２図は
第１８図の多重インバータ制御装置によるインバータ出
力電圧を示す特性図である。 （１０）・・・多重インバータ装置 （ＩＩＬ（１１＾）・・・第１のインバータ（１２）〜
（１４）・・・第２のインバータ（２２）〜（２０・・
・絶縁変圧器 （３０）・・・負荷 （３５）　、（３６）　、（３７）・・・電圧基準値発
生器（６６）、（６８）、（６９）・・・電圧基準値発
生器（４１）・・・電圧検出器 （４２）〜（４６）・・・補正手段 （４２）、（４５）・・・減算器　　（４３）・・・補
償回路（４４）・・・加算器　　　　　（４６）・・・
係数器Ｖｌ・・第１のインバータの出力電圧 ■２〜ｖ４・・・第２のインバータの出力電圧Ｖｒ・・
・リップル電圧 Ｖｌ”・・・第１のインバータに対する電圧基準値Ｖ２
”・・・第２のインバータに対する電圧基準値Ｖ、−・
・・最大出力電圧に対応する電圧基準値Ｖ・・・インバ
ータ出力電圧 ■Ｌ・・・負荷電圧　　　　Ｖｌ・・・負荷電圧基準値
Ｃ１・・・第１のインバータ用のキャリア信号Ｃ２〜Ｃ
１・・・第２のインバータ用のキャリア信号同、図中、
同一符号は同−又は相当部分を示す。

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. （１）出力側に絶縁変圧器が接続されていない第１のイ
   ンバータの出力電圧に、少なくとも１台以上の第２のイ
   ンバータの出力電圧を絶縁変圧器を介して加算し、前記
   第１及び第２のインバータの各出力電圧を合成して得ら
   れた交流電力を負荷に供給するための多重インバータ制
   御装置において、 前記第１のインバータの出力電圧を検出する電圧検出器
   と、 前記第１のインバータの出力電圧に含まれるリップル電
   圧に基づいて前記第２のインバータに対する電圧基準値
   を補正する補正手段とを設け、 前記第２のインバータの出力電圧により、前記第１のイ
   ンバータの出力電圧に含まれるリップル電圧を相殺する
   ようにしたことを特徴とする多重インバータ制御装置。
2. （２）出力側に絶縁変圧器が接続されていない第１のイ
   ンバータの出力電圧に、少なくとも１台以上の第２のイ
   ンバータの出力電圧を絶縁変圧器を介して加算し、前記
   第１及び第２のインバータの各出力電圧を合成して得ら
   れた交流電力を負荷に供給するための多重インバータ制
   御装置において、 前記第１のインバータのためのキャリア信号に基づいて
   前記第２のインバータに対する電圧基準値を補正する電
   圧基準値発生器を設け、前記第２のインバータの出力電
   圧により前記第１のインバータの出力電圧に含まれるリ
   ップル電圧を補償すると共に、 前記第２のインバータの出力電圧の時間的平均値が零と
   なるように設定したことを特徴とする多重インバータ制
   御装置。
3. （３）出力側に絶縁変圧器が接続されていない第１のイ
   ンバータの出力電圧に、少なくとも１台以上の第２のイ
   ンバータの出力電圧を絶縁変圧器を介して加算し、前記
   第１及び第２のインバータの各出力電圧を合成して得ら
   れた交流電力を負荷に供給するための多重インバータ制
   御装置において、 前記第１のインバータが発生できる最大の出力電圧と前
   記負荷に供給されるべき電圧基準値との比較結果に基づ
   いて前記第２のインバータに対する電圧基準値を補正す
   る電圧基準値発生器を設け、 前記第２のインバータの出力電圧により、前記負荷に供
   給されるべき電圧基準値と前記第１のインバータの最大
   出力電圧との偏差分に応じた電圧を分担すると共に、 前記第２のインバータの出力電圧の時間的平均値が零と
   なるように設定したことを特徴とする多重インバータ制
   御装置。