JPH03131106A - 複合変調波の受信復調方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、主として無線通信分野において、つの搬送波
を用いて同時に二つの伝送信号を略独立に伝送すること
を可能とする複合変調波の受信復調方式に関する。

（従来の技術） 小無線ゾーン構成を用いる移動通信においては、各小ゾ
ーンに周波数の異なる無線チャネルを割り当てる周波数
分割の伝送方式が用いられている。

このような方式においては、通話中の移動機のゾーンの
移行に伴い、適時最良の通話チャネルに切替える必要が
存在する。従って、チャネル設定のための制御が終了し
、通話モードに入った後も、通話を適正な品質に保つた
めに、通話品質の監視および通話チャネルの再割り当て
等の制御が行われる。通話チャネルにおいて、通話中の
移動機とデジタル信号の授受を行う方法としては、通話
チャネルを瞬断させて伝送する方式がある。制御信号伝
送速度が高速のため、瞬断時間は一般に数百ｍ５ｅｃと
短いが、受信側では通話者に妨害音を与えたり、音声信
号が制御信号と判断して誤動作する恐れがある等の問題
がある。大容量化およびサービスの高品質化した移動通
話システムを実現するためには、更に進んだきめの細か
い制御、例えば移動機の状況報告、送信電力の制御等が
必要となるため、通話中に制御信号を同時に伝送する技
術の確立が不可欠であり、一つの搬送波を用いて同時に
二つの伝送信号を伝送する技術が求められている。

受信の通話中制御信号伝送の技術としては、音声をアナ
ログ信号、制御信号をデジタル信号とする場合、ベース
バンドにおいて時分割多重する方法と周波数分割多重化
する方法がある。前者の方法としては、第３図（Ａ）に
示すように、音声を時間的に圧縮し、デジタル信号を挿
入する方法が提案されている。この方法においては、圧
縮率を大きくすると、無線信号のスペクトルが広がるた
め、同一チャネルにおける伝送を考えると、高速の制御
信号を伝送することは困難である。さらに音声の圧縮お
よび伸張等のために送信機および受信機の構成が複雑と
なる問題も存在した。一方、後者の方法は、音声帯域（
０，３〜３　ｋＨｚ）外を用いてデジタル信号を伝送す
るもので、音声の上部帯域外を用いる方法と、下部帯域
外を用いる方法がある。これらの場合には周波数帯域が
一般に狭小となり、信号伝送速度が遅く、従って簡便な
制御信号の伝送に限定して実施されていた。下部帯域外
を用いる場合のベースバンド信号のスペクトルを第３図
（Ｂ）に示す。

一方、２　ＧＨｚ帯のＰＣＭによる局間中継等において
、一つの搬送波に対して振幅変調および角度変調を独立
に施すことにより、音声信号と制御信号の両方を同時に
伝送することも行われている。

しかしながら、受信機には一般にＡＭ−ＰＭ変換作用の
ある素子が含まれており、周波数検波したときにＡＭ信
号もわずかに復調され、これが雑音として混入してしま
う。このため従来は、ＡＭＦＭ同時変調が可能であるの
は、２つの変調信号が周波数的に区別できる場合に限ら
れていた。

すなわち、この方式においても極めて低速のデータしか
伝送できなかった。

（発明が解決しようとする問題点） 上述したとおり、時分割多重化する方法においては、音
声の圧縮および伸張の必要性から送信機および受信機の
構成が複雑になるうえ、加えて高度な同期が必要になる
等の問題点が存在した。

一方、音声下部帯域外で制御信号の伝送を行う方式にお
いては、デジタル信号のスペクトルの一部が音声帯域に
まで広がるためデジタル信号の帯域制限を行う必要があ
るが、たとえ送信側で帯域制限を行った場合においても
、受信機のＩＦフィルタの特性等により制御信号と音声
の間で相互変調が発生し、伝送品質が劣化する問題があ
った。

さらに、音声下部帯域外を用いることにより生じる帯域
幅制限による原理的な制約として、制御信号の高速化が
困難であるという問題点も存在した。

また、音声上部帯域外で制御信号の伝送を行う方式にお
いては、音声帯域への漏れ込みの問題はないが、無線周
波数帯におけるスペクトル幅の条件から、デジタル信号
に割り当てる変調レベルが大きくとれず、十分な信号伝
送速度と信号伝送信頼度が得られない問題があった。

すなわち、従来の音声信号と通話中制御信号の同時伝送
方式において、周波数分割多重の方法では二つの伝送信
号の同時送信により、ＲＰ領領域おけるスペクトルは大
きく広がってしまう。このため、無線周波数帯における
スペクトル幅（および伝送帯域幅等）の制約から、制御
信号は信号伝送速度および信号伝送速度において制約を
受けていた。また時分割多重の方法ではスペクトルの広
がりは比較的小さいが、極めて複雑かつ高度な装置を要
する欠点があった。

本発明は、従来技術のこのような欠点を考慮し、簡便か
つ経済的な構成で、一つの搬送波により二つの伝送信号
を独立に同時伝送することのできる複合変調波の復調方
式を提供するものである。

（問題点を解決するための手段） 本発明の複合変調波復調方式は、　一つの搬送波に第一
の伝送信号により振幅変調を加えて第二の伝送信号によ
り角度変調を加えて得られる複合変調波を受信復調する
際に、 該複合変調波の振幅変動を検出することにより、第一の
伝送信号を復調し、かつ検出された振幅変動を用いて、
振幅制限器等において発生する振幅変動起因の周波数雑
音を周波数弁別器の入力信号または出力信号から軽減し
た後に第二の伝送信号を復調することを特徴とする構成
を有するものである。

以下本発明の詳細な説明する。

（実施例） 次に、本発明を音声信号と通話中制御信号の伝送に適用
した場合の一実施例について図面を参照して説明する。

まず、本発明の対象とする複合変調波について説明する
。

第１図（Ａ）は狭帯域ＦＭ信号により音声信号を伝送す
る場合の送信機の変調部の一例のブロック回路図である
。音声信号１は積分器３を経た後、ＦＭ変調器４へ供給
される。混合器６において、狭帯域ＦＭ信号５を通話中
制御信号２でＡＭ変調することにより、複合変調信号７
が得られる。

すなわち、振幅が通話中制御信号２に対応して変化する
ところの音声信号１を変調信号とする狭帯域ＦＭ信号が
得られる。音声信号１を狭帯域ＰＭ信号により伝送する
場合には、第１図（Ａ）において、積分器３を削除した
構成を用いればよい。

広帯域ＦＭ信号により音声信号を伝送する場合の本発明
による送信機の変調部分の一実施例は第１図（Ｂ）に示
されている。ここで第１図（Ａ）に対応するものについ
ては、同一の符号を付しである。

広帯域ＰＭ信号を用いる場合には、第１図（Ｂ）におい
て積分器３を索条した構成を用いればよい。

なお、第１図においてはＦＭ信号にＡＭ変調を施す構成
を示したが、逆にＡＭ信号にＦＭ変調を施して複合変調
波を得ることも可能である。

本発明による複合変調波の受信復調方式の一実施例を第
２図（Ａ）に示す。受信信号１１はダウンコンバータ１
２により適当なＩＦ周波数に変換された後に二つに分岐
され、一方は、特願平１−１８４７２７号に記載の雑音
除去装置１３に供給され、他方は包絡線検波器１４へ供
給される。雑音除去装置１３の使用により受信信号１１
の周波数変動をその振幅変動とはほぼ独立に取り出すこ
とが出来る。そこで雑音除去装置１３の出力信号を周波
数弁別器１５により復調することにより、制御信号の同
時伝送に伴う音声通信品質の劣化をほとんど受けること
なく、音声信号１８が復調される。一方、通話中制御信
号１９は包路線検波器１４において、音声による品質劣
化の影響をほとんど受けることなく復調される。

なお、雑音除去装置１３に含まれる振幅変動検出回路（
図示せず）の出力信号を使用すれば、包絡線検波器１４
を削除することは可能である。

雑音除去装置１３の構成の一例も含めた受信機の構成を
第２図（Ｂ）に示す。受信信号１１はダウンコンバータ
１２により適当なＩＦ周波数に変換された後に、二つに
分岐され、一方は、遅延回路２０を経て第一の振幅制限
器２１へ接続され、他方は包絡線検波器２２へ接続され
る。遅延回路２０における遅延時間は包路線検波器２２
および混合器２４における遅延時間を補償するように設
定されている。包路線検波器２２の出力信号は二つに分
岐されるが、−方はＢＰＦ１７を経たのち、制御信号の
復調信号１９として取り出される。他方は混合器２４へ
接続されるが、混合器２４においては、包絡線検波器２
２からの出力信号を変調信号としてＡＭ変調が行われ、
第一の振幅制限器２１へ供給される信号すなわち遅延回
路２０の出力信号と路間−の振幅変動を有する信号が再
生される。第一の振幅制限器２１のＡＭＰＭ変換特性と
第二の振幅制限器２２のＡＭ−ＰＭ変換特性が路間−で
ある場合には、二つの振幅制限器の出力信号には略同量
の振幅変動起因の周波数変動が生じているので、混合器
２６で両者の周波数差を検出すると、振幅変動起因の周
波数変動は打ち消される。ただし、局部発振器２３の発
振周波数はダウンコンバータ１２の出力信号の周波数か
ら適当な周波数だけ離しである。混合器２４の出力信号
を周波数弁別器１５で検波することにより、制御信号の
同時伝送に伴う音声通信品質の劣化をほとんど受けるこ
となく、音声信号１８が復調される。

以下に、雑音除去の原理について、第２図（Ｂ）及び数
式により説明する。搬送波振幅変動を有するダウンコン
バータ１２の出力信号３０は次式で表現される。

Ｓ　３０（ｔ）　＝　Ａ　（ｔ）ｃｏｓ（ω。ｔ　＋　
ｍ　（ｔ）　） （１） 信号３０を受けて、包路線検波器２２からは信号３３が
出力される。ここで信号３３は次式で表現される。

Ｓ　：ｌ　ａ（ｔ）　＝　Ａ　（ｔ　＋　ｒ　）　　　
　・−−−−−−−−−−−−−（２）ここで、τは検
波の際に生じる遅延時間である。

混合器２４には信号３３及び局部発振器２３からの正弦
波が供給され、信号３４が出力される。ここで信号３４
は次式で表現される。

ｓ＋４（ｔ）＝Ａ（ｔ　＋　ｒ）ｃｏｓω、ｔ（３） ここで、ω１は局部発振器２３から出力される正弦波の
角周波数である。信号３４を入力信号として、第二の振
幅制限器２５から、信号３５が出力される。

ただし、信号３５は次式で表現される。

５ｉｓ（ｔ）　＝に、ｃｏｓ　（ω、ｔ＋　７　（を十
τ’）　）　　　−−−（４）ここで、Ｋ２は第二の振
幅制限器２５の飽和レベルであり、ｒ　（ｔ）はＡ（ｔ
＋τ）と第二の振幅制限器２５の遅延特性（遅延時間の
振幅依存性）から決定される位相変動である。一方、遅
延回路２０を通った信号３１は次式で表現される。

３３１　（ｔ）　＝　Ａ　（ｔ＋　ｒ　’）ｃｏｓ（ω
。（ｔ＋τ’）＋ｍ（ｔ＋τ′））　　　・・・−（５
）ここで、τ′は遅延回路２０での遅延時間である。

信号３１を受けて第一の振幅制限器２１から信号３２が
出力される。

ｓ：＋ｚ（ｔ）　＝に１ｃｏｓ　（ωｏｔ＋γ（ｔ＋τ
’）＋ｍ（ｔ＋τ’））　　　−−−−一・−（６）こ
こで、Ｋ１は第一の振幅制限器２１の飽和レベルである
。また、第一の振幅制限器２１の角周波数ω。

における遅延特性は、第二の振幅制限器２５の角周波数
ω１における遅延特性に等しいものと仮定しである。こ
のとき、混合器２６の出力信号３６は次式％式％ ） （） （（ （） （７） ＬＰＦ２７により、（７）式第２項を除去し、かつて＝
τ”　とすると、雑音除去装置１３の出力信号３７とし
て次式が得られる。

ｓ＋ｔ（ｔ）＝！／Ｓに１に２ｃｏｓ（（ω〇−ω１）
ｔ＋ｍ（ｔ＋τ）　’ｔ　　　−−−−−−−−−−（
８）信号３７を用いることにより、信号３０の搬送波の
振幅変動の影響をほとんど受けることなく角度変調され
た入力信号を復調することが可能となる。

なお、複合変調波の受信における雑音除去の例を第６図
（Ａ）〜（Ｄ）で説明する。１　ｋＨｚの正弦波による
ＦＭ変調（変調指数１）及び１．２ｋＨｚの正弦波によ
るＡＭ変調（変調度４７％）を受けた信号を従来のＦＭ
受信機に入力したときの復調信号のス・ベクトルを第６
図（Ａ）に示す。

また上述の信号を雑音除去装置１３に入力し、その出力
信号を前記ＦＭ受信機に接続したときの復調信号のスペ
クトルを第６図（Ｂ）に示す。両者の比較により、復調
信号に現れた振幅変動起因の１．２ｋｌ（ｚの成分は３
０ｄＢ以上抑圧されていることが分かる。

振幅がランダムに変動するＦＭ信号（信号は１ｋＨｚの
正弦波）の復調信号のスペクトルを第６図（Ｃ）に、復
調前に本発明の雑音除去装置を挿入した場合の復調信号
のスペクトルを同図（Ｄ）に示す。ただし、上述の振幅
のランダム変動は、クロック信号速度９００ｂｉｔ／ｓ
ｅｃで発生させた擬似ランダムパルス信号をＬＰＦ（ｆ
ｃ＝２ｋＨｚ）に通すことによって得られる擬似ランダ
ム変動でＡＭ変調をかけることにより発生させた。　（
Ｃ）図と（Ｄ）図の比較により、振幅がランダムに変動
する場合でも振幅変動起因の雑音は１０〜２０ｄＢも抑
圧さていることが分かる。さらに、本発明の雑音除去装
置の使用により、ＲＦ　’ｐＭ域及びＡＦ領領域でスペ
クトルの重なったＡＭ変調成分とＦＭ変調成分の分離が
可能となる。

第２図（Ｂ）には雑音除去装置の一例が示されているが
、特願平１−１８４７２７号に記載の任意の雑音除去装
置を本発明において使用することは可能である。ただし
、二つの周波数弁別器を有し、ベースバンドにおいて雑
音除去を行う方式の雑音除去装置を使用する場合には、
周波数弁別器１５およびその直後のＢＰＦ１６は削除す
るものとする。

第４図（ａ）に木方式実施時のＡＭ変調信号と、ＦＭ変
調信号のスペクトルの一例を示す。２つの変調信号の周
波数帯域は重なっていても問題はない。

比較のために、第４図（ｂ）に高域側で帯域外伝送を行
った場合のＦＭ変調信号のスペクトルの一例を示す。

これら２つの方式において必要とされる伝送帯域幅の比
較を行った。複合変調方式で制御信号等を同時伝送した
ときの伝、送帯域の増加分を第５図（ａ）に示す。また
制御信号等を高域側で帯域外伝送した場合の伝送帯域の
増加分を第５図（ｂ）に示す。なお、制御信号の伝送速
度は１　ｋｂｐｓとしており、複合変調方式を用いた場
合の伝送帯域の増加分の評価は、１　ｋＨｚの正弦波で
ＡＭ変調を施した場合の伝送帯域の増加分により行って
いる。

また、高域側帯域外伝送をした場合の伝送帯域の増加分
の評価は、高域帯域外に正弦波を重畳させた場合の伝送
帯域の増加分により実施している。

１　ｋｂｐｓのデータ信号の帯域の広がりは最小の場合
で約１’ＫＨｚ程度であることから、高域帯域外伝送に
よる伝送帯域の増加分は５　ＫＨｚ以上であると考えら
れる。

以上の実験結果から、本発明による複合変調波の受信復
調方式を用いた場合に、同時伝送による伝送帯域の増加
が軽減されることは明らかである。

伝送帯域幅が制限されている場合には本発明の採用によ
り、はるかに高速の制御信号の同時伝送が可能となる。

上述のように本発明の複合変調波の受信復調方式によれ
ば、高速かつ高い信頼度での通話中制御信号の伝送が可
能になる。

（発明の効果） 以上説明したとおり、本発明の複合変調波の受信復調方
式を用いると、一つの搬送波により二つの伝送信号を略
独立に同時伝送するシステムを簡易かつ経済的な構成で
実現できる。

また本発明の複合変調波の受信復調方式をアナログ音声
信号および通話中制御信号の伝送に適用した場合には、
振幅変動により制御信号を伝送するので、音声による通
話中制御信号伝送品質の劣化はほとんどなく、周波数弁
別器の入力信号または出力信号から振幅変動起因の雑音
を除去するので、制御信号の同時伝送に伴う音声通信品
質の劣化もほとんど存在しない。

さらに、本発明の複合変調波の受信復調方式の実施時に
は、無線周波数領域において二つの伝送信号のスペクト
ルは略重なっているため、伝送帯域の増加は少なく、周
波数のを効利用が図れるという大きな効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図（Ａ）（Ｂ）は本発明を適用する複合変調波の作
成を説明するためのブロック図、第２図（Ａ）（Ｂ）は
本発明の実施例を示すブロック図、第３図（Ａ）（Ｂ）
は従来の複合通信の具体例を示すタイムチャート及び電
カスベクトル図、第４図（ａＨｂ）は本発明と従来例に
おけるスペクトル特性図、第５図（ａ）（ｂ）は本発明
と従来例における伝送帯域の増加を示す特性図、第６図
（Ａ）（Ｂ）（Ｃ）（Ｄ）は複合変調波の受信における
雑音除去の例を説明するための波形図である。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 一つの搬送波に第一の伝送信号により振幅変調を加えて
   第二の伝送信号により角度変調を加えて得られる複合変
   調波を受信復調する際に、 該複合変調波の振幅変動を検出することにより、第一の
   伝送信号を復調し、かつ検出された振幅変動を用いて、
   振幅制限器等において発生する振幅変動起因の周波数雑
   音を周波数弁別器の入力信号または出力信号から軽減し
   た後に第二の伝送信号を復調することを特徴とする複合
   変調波の受信復調方式。