JPS6340500B2 - - Google Patents
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- JPS6340500B2 JPS6340500B2 JP56010884A JP1088481A JPS6340500B2 JP S6340500 B2 JPS6340500 B2 JP S6340500B2 JP 56010884 A JP56010884 A JP 56010884A JP 1088481 A JP1088481 A JP 1088481A JP S6340500 B2 JPS6340500 B2 JP S6340500B2
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- signal
- bandpass
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- combiner
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- 239000002131 composite material Substances 0.000 claims description 4
- 230000015556 catabolic process Effects 0.000 description 4
- 238000006731 degradation reaction Methods 0.000 description 4
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 1
- 230000002542 deteriorative effect Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000005562 fading Methods 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
- H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
- H04B7/08—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station
- H04B7/0837—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station using pre-detection combining
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Radio Transmission System (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はフエージングの存在する無線伝送系に
おいて基地局及び移動局における受信機の通信品
質を向上させるために複数のアンテナブランチに
より受信された信号を同相で合成する合成ダイバ
ーシチ受信装置に関するものである。 従来の合成ダイバーシチ受信装置を第1図Aに
示す。受信入力信号ωc/m(t)+θ1 ・ωc/m
(t)+θ2は周波数混合器7,8において帰還回路
のリミツタ18の出力信号ωk/m(t)と混合さ
れ、帯移通過波器9,10を経た信号は受信ア
ンテナ1,2からの受信信号と周波数混合器1
3,14においてそれぞれ周波数混合される。周
波数混合器13,14の出力信号は合成器15に
て合成され、帯域制限を行なうIF帯域通過波
器16、リミツタ18を経て周波数混合機7,8
に帰還されると共に電力分配器17より合成信号
を取出し検波器20にて復調される。 従来の合成ダイバーシチ受信装置は合成器の直
後に置かれたIF帯域通過波器で帯域制限を行
なうため帯域幅を狭帯域とした場合、周波数変調
度のある値で検波出力の波形が劣化する欠点があ
つた。図2は、横軸に受信入力を縦軸に変調度を
とつた場合に復調波形の劣化する範囲を図示した
ものである。斜線部が劣化範囲である。番号23
はIF帯域通過波器の帯域幅BIF=8kHzのとき、
番号24はBIF16kHzのとき、番号25はBIF=
30kHzのときに復調波形の劣化する範囲を示す。
狭帯域化するほど復調波形の劣化する変調度が小
さくなることが欠点である。 次に従来合成ダイバーシチ受信装置において変
調度により復調波形が劣化することを理論的に説
明する。ここでτ1はフイルタF1の遅延時間、τ2は
フイルタF2の遅延時間である。 第1図Bにおいて、アンテナ受信入力端をA、
リミツタ出力をB、ミキサM1の出力をC、検波
器出力をDとし、搬送波周波数c、帰還回路の信
号周波数をkとする。点C周波数成分は(c−
k)となる。 劣化の原因は、特定の変調度によりミキサM1
の出力の減少すなわちミキサM2の入力信号が減
少するためと考えられる。 以下にミキサM1の出力信号e3(t)を数式で表
現する。 変調周波数nで変調したとき点Aにおける入力
信号波e1(t)、B点における帰還信号e2(t)は
次式のように表わせる。 e1(t) =Accos(2πct+βsin2πnt) (1) e2(t)=cos〔2πkt +βτ1/τ1+τ2sin2πnt〕 (2) なおHalpernの解析〔IEEE Trans・On・
CoM・vol COM―22,No.8 1974 P.P.1099〜
1106)によると入力の変調信号をψ(t)とする
と帰還回路の変調信号g(t)はフイルタF1の遅
延時間τ1、フイルタF2の遅延時間τ2を用いて g(t)=τ1/τ1+τ2ψ(t−τ2) と表現される。 ここでは、簡単のためにτ2≪1より、 g(t)=τ1/τ1+τ2ψ(t) =βτ1/τ1+τ2sin2πnt とする。 式(1),(2)よりミキサM1の出力信号e3(t)は e3(t)=Accos〔2πc−k) +β(1−τ1/τ1+τ2)sin2πnt〕 (3) となる。 但し、Ac:入力信号振幅 β:変調指数
n:変調周波数 τ1:フイルタF1の遅延時間、
π2:フイルタF2の遅延時間 ここで、 x=△β(1−τ1/τ1+τ2)=βτ2/τ1+τ2 とおくと e3(t)=Accos〔2π(c−k)+x sin2πnt
〕 =Accos〔x sin2πnt)cos2πc−k)t =Acsin(x sin2πnt)sin2πc−k)t (4) ここで、次の級数展開を用いる。 cos(x sin2πnt) =Jp(x)+2∞ 〓n=1 J2o(x)cos4nπnt) sin(x sin2πnt) =2∞ 〓n=0 J2o+1(x)sin2π(2n+1)nt 従つて e3(t)=Ac〔Jp(x)2∞ 〓n=1 J2o(x) cos4nπnt〕cos2π(c−k)t −2Ac∞ 〓n=1 J2o+1(x)sin2π(2n+1)nt sin2π(c−k)t (5) 式(5)において(c−k)の周波数スペクトルが
消失するために復調波形が劣化する。すなわち、 Jp(x)=0 となるとき復調波形の劣化がおこる。 式(6)が成立するときのxの値をξとし、最大周
波数偏移をdとすると、β=d/nであるから ξ=βτ2/τ1+τ2 =τ2/τ1+τ2・d/n (7) 従つて d=(τ1/τ2+1)nξ (8) 上式より、フイルタF2の遅延時間τ2を小すなわ
ち帯域幅を広くすれば、復調波形が劣化する最大
周波数偏移dを大きくできる。逆にフイルタF2を
帯域制限用として用いた場合、τ2が大きく波形の
劣化するdの値は小さくなる。 このことから、フイルタF2はミキサM2のスプ
リアス成分を除去する程度広帯域とし、帯域制限
用フイルタを検波器の直前に設置すれば、復調波
形が劣化しない。 従つて、本発明は従来の技術の上記欠点を改善
するもので、その目的は変調指数及び変調周波数
を任意に選んでも波形劣化を起さずに復調出来る
合成ダイバーシチ受信装置を提供することにあ
り、その特徴は、合成器の後に設置される帯域通
過波器の帯域幅を周波数混合器の不要波を除去
できる程度に広帯域とするか、又は該波器の代
りに周波数選択性波器を用い、さらにIF帯域
通過波器を検波器の直前設置することにある。 以下図面により実施例を説明する。 第3図は本発明の実施例であつて第1図と対応
する部分に同一符号を付してある。動作原理は第
1図と同じであるが第1図の合成受信回路では帯
域制限を行なうIF帯域通過波器16を合成器
15とリミツタ18の間に設置しているのに対し
本発明による合成受信装置では検波器20の直前
に設けて帯域制限を行ない、合成器の直後には周
波数混合器から発生する不要波を除去し復調波形
が容易に劣化しないように広帯域なIF帯域通過
波器21、または周波数選択性増幅器を用い
る。第4図は変調度に対するベースバンドS/N
(信号電力対雑音電力比)特性である。番号26,
27は従来の合成ダイバーシチ受信装置のIF帯
域通過波器の帯域幅BIFが各々10KHz,30KHz
の場合のS/N特性であり、番号28は本発明の
合成ダイバーシチ受信装置においてBIF=16KHz
のIF帯域通過波器を検波器の直前に設置した
ときS/N特性である。BIF=10KHzの場合には、
変調度が2KHz,4KHz,6KHzにおいてS/Nが劣
化し、BIF=30KHzの場合には4KHz付近で劣化す
る。本発明による合成ダイバーシチ受信装置で変
調度に依らずS/Nが劣化しない。 このような構造になつているIF帯域通過波
器を検波器の直前に設置し、変調度を任意に変え
られる効果を有する。 以上説明したように本発明による合成ダイバー
シチ受信装置は帰還回路において周波数混合器の
不要波を除去する通過帯域波器または周波数選
択性増幅器を用いIF帯域通過波器を検波器の
直前に設置するから変調度を任意に変化させても
波形劣化をおこさずに復調できる利点がある。
おいて基地局及び移動局における受信機の通信品
質を向上させるために複数のアンテナブランチに
より受信された信号を同相で合成する合成ダイバ
ーシチ受信装置に関するものである。 従来の合成ダイバーシチ受信装置を第1図Aに
示す。受信入力信号ωc/m(t)+θ1 ・ωc/m
(t)+θ2は周波数混合器7,8において帰還回路
のリミツタ18の出力信号ωk/m(t)と混合さ
れ、帯移通過波器9,10を経た信号は受信ア
ンテナ1,2からの受信信号と周波数混合器1
3,14においてそれぞれ周波数混合される。周
波数混合器13,14の出力信号は合成器15に
て合成され、帯域制限を行なうIF帯域通過波
器16、リミツタ18を経て周波数混合機7,8
に帰還されると共に電力分配器17より合成信号
を取出し検波器20にて復調される。 従来の合成ダイバーシチ受信装置は合成器の直
後に置かれたIF帯域通過波器で帯域制限を行
なうため帯域幅を狭帯域とした場合、周波数変調
度のある値で検波出力の波形が劣化する欠点があ
つた。図2は、横軸に受信入力を縦軸に変調度を
とつた場合に復調波形の劣化する範囲を図示した
ものである。斜線部が劣化範囲である。番号23
はIF帯域通過波器の帯域幅BIF=8kHzのとき、
番号24はBIF16kHzのとき、番号25はBIF=
30kHzのときに復調波形の劣化する範囲を示す。
狭帯域化するほど復調波形の劣化する変調度が小
さくなることが欠点である。 次に従来合成ダイバーシチ受信装置において変
調度により復調波形が劣化することを理論的に説
明する。ここでτ1はフイルタF1の遅延時間、τ2は
フイルタF2の遅延時間である。 第1図Bにおいて、アンテナ受信入力端をA、
リミツタ出力をB、ミキサM1の出力をC、検波
器出力をDとし、搬送波周波数c、帰還回路の信
号周波数をkとする。点C周波数成分は(c−
k)となる。 劣化の原因は、特定の変調度によりミキサM1
の出力の減少すなわちミキサM2の入力信号が減
少するためと考えられる。 以下にミキサM1の出力信号e3(t)を数式で表
現する。 変調周波数nで変調したとき点Aにおける入力
信号波e1(t)、B点における帰還信号e2(t)は
次式のように表わせる。 e1(t) =Accos(2πct+βsin2πnt) (1) e2(t)=cos〔2πkt +βτ1/τ1+τ2sin2πnt〕 (2) なおHalpernの解析〔IEEE Trans・On・
CoM・vol COM―22,No.8 1974 P.P.1099〜
1106)によると入力の変調信号をψ(t)とする
と帰還回路の変調信号g(t)はフイルタF1の遅
延時間τ1、フイルタF2の遅延時間τ2を用いて g(t)=τ1/τ1+τ2ψ(t−τ2) と表現される。 ここでは、簡単のためにτ2≪1より、 g(t)=τ1/τ1+τ2ψ(t) =βτ1/τ1+τ2sin2πnt とする。 式(1),(2)よりミキサM1の出力信号e3(t)は e3(t)=Accos〔2πc−k) +β(1−τ1/τ1+τ2)sin2πnt〕 (3) となる。 但し、Ac:入力信号振幅 β:変調指数
n:変調周波数 τ1:フイルタF1の遅延時間、
π2:フイルタF2の遅延時間 ここで、 x=△β(1−τ1/τ1+τ2)=βτ2/τ1+τ2 とおくと e3(t)=Accos〔2π(c−k)+x sin2πnt
〕 =Accos〔x sin2πnt)cos2πc−k)t =Acsin(x sin2πnt)sin2πc−k)t (4) ここで、次の級数展開を用いる。 cos(x sin2πnt) =Jp(x)+2∞ 〓n=1 J2o(x)cos4nπnt) sin(x sin2πnt) =2∞ 〓n=0 J2o+1(x)sin2π(2n+1)nt 従つて e3(t)=Ac〔Jp(x)2∞ 〓n=1 J2o(x) cos4nπnt〕cos2π(c−k)t −2Ac∞ 〓n=1 J2o+1(x)sin2π(2n+1)nt sin2π(c−k)t (5) 式(5)において(c−k)の周波数スペクトルが
消失するために復調波形が劣化する。すなわち、 Jp(x)=0 となるとき復調波形の劣化がおこる。 式(6)が成立するときのxの値をξとし、最大周
波数偏移をdとすると、β=d/nであるから ξ=βτ2/τ1+τ2 =τ2/τ1+τ2・d/n (7) 従つて d=(τ1/τ2+1)nξ (8) 上式より、フイルタF2の遅延時間τ2を小すなわ
ち帯域幅を広くすれば、復調波形が劣化する最大
周波数偏移dを大きくできる。逆にフイルタF2を
帯域制限用として用いた場合、τ2が大きく波形の
劣化するdの値は小さくなる。 このことから、フイルタF2はミキサM2のスプ
リアス成分を除去する程度広帯域とし、帯域制限
用フイルタを検波器の直前に設置すれば、復調波
形が劣化しない。 従つて、本発明は従来の技術の上記欠点を改善
するもので、その目的は変調指数及び変調周波数
を任意に選んでも波形劣化を起さずに復調出来る
合成ダイバーシチ受信装置を提供することにあ
り、その特徴は、合成器の後に設置される帯域通
過波器の帯域幅を周波数混合器の不要波を除去
できる程度に広帯域とするか、又は該波器の代
りに周波数選択性波器を用い、さらにIF帯域
通過波器を検波器の直前設置することにある。 以下図面により実施例を説明する。 第3図は本発明の実施例であつて第1図と対応
する部分に同一符号を付してある。動作原理は第
1図と同じであるが第1図の合成受信回路では帯
域制限を行なうIF帯域通過波器16を合成器
15とリミツタ18の間に設置しているのに対し
本発明による合成受信装置では検波器20の直前
に設けて帯域制限を行ない、合成器の直後には周
波数混合器から発生する不要波を除去し復調波形
が容易に劣化しないように広帯域なIF帯域通過
波器21、または周波数選択性増幅器を用い
る。第4図は変調度に対するベースバンドS/N
(信号電力対雑音電力比)特性である。番号26,
27は従来の合成ダイバーシチ受信装置のIF帯
域通過波器の帯域幅BIFが各々10KHz,30KHz
の場合のS/N特性であり、番号28は本発明の
合成ダイバーシチ受信装置においてBIF=16KHz
のIF帯域通過波器を検波器の直前に設置した
ときS/N特性である。BIF=10KHzの場合には、
変調度が2KHz,4KHz,6KHzにおいてS/Nが劣
化し、BIF=30KHzの場合には4KHz付近で劣化す
る。本発明による合成ダイバーシチ受信装置で変
調度に依らずS/Nが劣化しない。 このような構造になつているIF帯域通過波
器を検波器の直前に設置し、変調度を任意に変え
られる効果を有する。 以上説明したように本発明による合成ダイバー
シチ受信装置は帰還回路において周波数混合器の
不要波を除去する通過帯域波器または周波数選
択性増幅器を用いIF帯域通過波器を検波器の
直前に設置するから変調度を任意に変化させても
波形劣化をおこさずに復調できる利点がある。
第1図A及び第1図Bは従来の合成ダイバーシ
チ受信装置の実施例、第2図は第1図Aの装置で
受信入力に対して復調波形の劣化する変調度を示
す図、第3図は本発明による合成ダイバーシチ受
信装置のブロツク図、第4図は変調度に対するベ
ースバンドS/N特性を示す図である。 1,2:受信アンテナ、3,4:RF増幅器、
5,6,17,19:電力分配器、7,8,1
3,14:周波数混合器、9,10:帯域通過
波器、11,12:IF増幅器、15:合成器、
16:IF帯域通過波器、18:リミツタ、2
0:検波器、21:不要波除去のための帯域通過
波器、22:信号出力、23:BIF=8KHzのと
きの復調波形の劣化範囲、24:16KHzのときの
復調波形の劣化範囲、25:BIF=30KHzのとき
の復調波形の劣化範囲、26:BIF=10KHzのと
きの変調度に対するS/N、27:BIF=30KHz
のときの変調度に対するS/N、28:本発明装
置においてBIF=16KHzのIF帯域通過波器を検
波器の直前に設置したときの変調度に対するS/
N。
チ受信装置の実施例、第2図は第1図Aの装置で
受信入力に対して復調波形の劣化する変調度を示
す図、第3図は本発明による合成ダイバーシチ受
信装置のブロツク図、第4図は変調度に対するベ
ースバンドS/N特性を示す図である。 1,2:受信アンテナ、3,4:RF増幅器、
5,6,17,19:電力分配器、7,8,1
3,14:周波数混合器、9,10:帯域通過
波器、11,12:IF増幅器、15:合成器、
16:IF帯域通過波器、18:リミツタ、2
0:検波器、21:不要波除去のための帯域通過
波器、22:信号出力、23:BIF=8KHzのと
きの復調波形の劣化範囲、24:16KHzのときの
復調波形の劣化範囲、25:BIF=30KHzのとき
の復調波形の劣化範囲、26:BIF=10KHzのと
きの変調度に対するS/N、27:BIF=30KHz
のときの変調度に対するS/N、28:本発明装
置においてBIF=16KHzのIF帯域通過波器を検
波器の直前に設置したときの変調度に対するS/
N。
Claims (1)
- 1 第1アンテナ及び第2アンテナからの信号
を、各々、第1ダイバーシチブランチ及び第2ダ
イバーシチブランチを経て合成器により合成し、
合成器の出力に帰還回路を接続するとともに検波
器を接続して復調するダイバーシチ受信装置であ
つて、前記各ダイバーシチブランチはアンテナか
らの受信信号と帰還回路からの信号を混合する第
1周波数混合器と、その出力に接続される帯域通
過波器と、その出力信号と当該アンテナからの
信号とを混合し前記合成器の入力信号を提供する
第2周波数混合器とを有し、前記帰還回路は合成
器の出力に接続される帯域通過波器とその出力
に接続されるリミツタとを有するごとき合成ダイ
バーシチ受信装置において、前記各帯域通過波
器は周波数混合で発生する不要波を除去出来る程
度に広帯域であり、前記検波器の入力部に帯域制
限のためのIF帯域通過波器をもうけることを
特徴とする合成ダイバーシチ受信装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP56010884A JPS57125536A (en) | 1981-01-29 | 1981-01-29 | Synthesized diversity receiver |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP56010884A JPS57125536A (en) | 1981-01-29 | 1981-01-29 | Synthesized diversity receiver |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS57125536A JPS57125536A (en) | 1982-08-04 |
JPS6340500B2 true JPS6340500B2 (ja) | 1988-08-11 |
Family
ID=11762735
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP56010884A Granted JPS57125536A (en) | 1981-01-29 | 1981-01-29 | Synthesized diversity receiver |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS57125536A (ja) |
Families Citing this family (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4748682A (en) * | 1985-01-08 | 1988-05-31 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Combined diversity receiving apparatus |
US5430893A (en) * | 1993-08-11 | 1995-07-04 | At&T Corp. | Radio receiver with increased dynamic range |
-
1981
- 1981-01-29 JP JP56010884A patent/JPS57125536A/ja active Granted
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS57125536A (en) | 1982-08-04 |
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