JPS6340500B2 - - Google Patents
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- JPS6340500B2 JPS6340500B2 JP56010884A JP1088481A JPS6340500B2 JP S6340500 B2 JPS6340500 B2 JP S6340500B2 JP 56010884 A JP56010884 A JP 56010884A JP 1088481 A JP1088481 A JP 1088481A JP S6340500 B2 JPS6340500 B2 JP S6340500B2
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- signal
- bandpass
- frequency
- combiner
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Links
- 239000002131 composite material Substances 0.000 claims description 4
- 230000015556 catabolic process Effects 0.000 description 4
- 238000006731 degradation reaction Methods 0.000 description 4
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 1
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- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
- H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
- H04B7/08—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station
- H04B7/0837—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station using pre-detection combining
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Radio Transmission System (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はフエージングの存在する無線伝送系に
おいて基地局及び移動局における受信機の通信品
質を向上させるために複数のアンテナブランチに
より受信された信号を同相で合成する合成ダイバ
ーシチ受信装置に関するものである。 従来の合成ダイバーシチ受信装置を第１図Ａに
示す。受信入力信号ωc／ｍ（ｔ）＋θ1 ・ωc／ｍ
（ｔ）＋θ2は周波数混合器７，８において帰還回路
のリミツタ１８の出力信号ωk／ｍ（ｔ）と混合さ
れ、帯移通過波器９，１０を経た信号は受信ア
ンテナ１，２からの受信信号と周波数混合器１
３，１４においてそれぞれ周波数混合される。周
波数混合器１３，１４の出力信号は合成器１５に
て合成され、帯域制限を行なうIF帯域通過波
器１６、リミツタ１８を経て周波数混合機７，８
に帰還されると共に電力分配器１７より合成信号
を取出し検波器２０にて復調される。 従来の合成ダイバーシチ受信装置は合成器の直
後に置かれたIF帯域通過波器で帯域制限を行
なうため帯域幅を狭帯域とした場合、周波数変調
度のある値で検波出力の波形が劣化する欠点があ
つた。図２は、横軸に受信入力を縦軸に変調度を
とつた場合に復調波形の劣化する範囲を図示した
ものである。斜線部が劣化範囲である。番号２３
はIF帯域通過波器の帯域幅BIF＝8kHzのとき、
番号２４はBIF16kHzのとき、番号２５はBIF＝
30kHzのときに復調波形の劣化する範囲を示す。
狭帯域化するほど復調波形の劣化する変調度が小
さくなることが欠点である。 次に従来合成ダイバーシチ受信装置において変
調度により復調波形が劣化することを理論的に説
明する。ここでτ1はフイルタF1の遅延時間、τ2は
フイルタF2の遅延時間である。 第１図Ｂにおいて、アンテナ受信入力端をＡ、
リミツタ出力をＢ、ミキサM1の出力をＣ、検波
器出力をＤとし、搬送波周波数c、帰還回路の信
号周波数をkとする。点Ｃ周波数成分は（c−
k）となる。 劣化の原因は、特定の変調度によりミキサM1
の出力の減少すなわちミキサM2の入力信号が減
少するためと考えられる。 以下にミキサM1の出力信号e3（ｔ）を数式で表
現する。 変調周波数nで変調したとき点Ａにおける入力
信号波e1（ｔ）、Ｂ点における帰還信号e2（ｔ）は
次式のように表わせる。 e1（ｔ） ＝Accos（2πcｔ＋βsin2πnｔ） (1) e2（ｔ）＝cos〔2πkｔ ＋βτ1／τ1＋τ2sin2πnｔ〕 (2) なおHalpernの解析〔IEEE Trans・On・
CoM・vol COM―22，No.８ 1974 P.P.1099〜
1106）によると入力の変調信号をψ（ｔ）とする
と帰還回路の変調信号ｇ（ｔ）はフイルタF1の遅
延時間τ1、フイルタF2の遅延時間τ2を用いて ｇ（ｔ）＝τ1／τ1＋τ2ψ（ｔ−τ2） と表現される。 ここでは、簡単のためにτ2≪１より、 ｇ（ｔ）＝τ1／τ1＋τ2ψ（ｔ） ＝βτ1／τ1＋τ2sin2πnｔ とする。 式(1)，(2)よりミキサM1の出力信号e3（ｔ）は e3（ｔ）＝Accos〔2πc−k） ＋β（１−τ1／τ1＋τ2）sin2πnｔ〕 (3) となる。 但し、Ac：入力信号振幅 β：変調指数
n：変調周波数 τ1：フイルタF1の遅延時間、
π2：フイルタF2の遅延時間 ここで、 ｘ＝△β（１−τ1／τ1＋τ2）＝βτ2／τ1＋τ2 とおくと e3（ｔ）＝Accos〔2π（c−k）＋ｘ sin2πnｔ
〕 ＝Accos〔ｘ sin2πnｔ）cos2πc−k）ｔ ＝Acsin（ｘ sin2πnｔ）sin2πc−k）ｔ (4) ここで、次の級数展開を用いる。 cos（ｘ sin2πnｔ） ＝Jp（ｘ）＋２∞ 〓n=1 J2o（ｘ）cos4nπnｔ） sin（ｘ sin2πnｔ） ＝２∞ 〓n=0 J2o+1（ｘ）sin2π（2n＋１）nｔ 従つて e3（ｔ）＝Ac〔Jp（ｘ）２∞ 〓n=1 J2o（ｘ） cos4nπnｔ〕cos2π（c−k）ｔ −2Ac∞ 〓n=1 J2o+1（ｘ）sin2π（2n＋１）nｔ sin2π（c−k）ｔ (5) 式(5)において（c−k）の周波数スペクトルが
消失するために復調波形が劣化する。すなわち、 Jp（ｘ）＝０ となるとき復調波形の劣化がおこる。 式(6)が成立するときのｘの値をξとし、最大周
波数偏移をdとすると、β＝d／nであるから ξ＝βτ2／τ1＋τ2 ＝τ2／τ1＋τ2・d／n (7) 従つて d＝（τ1／τ2＋１）nξ (8) 上式より、フイルタF2の遅延時間τ2を小すなわ
ち帯域幅を広くすれば、復調波形が劣化する最大
周波数偏移dを大きくできる。逆にフイルタF2を
帯域制限用として用いた場合、τ2が大きく波形の
劣化するdの値は小さくなる。 このことから、フイルタF2はミキサM2のスプ
リアス成分を除去する程度広帯域とし、帯域制限
用フイルタを検波器の直前に設置すれば、復調波
形が劣化しない。 従つて、本発明は従来の技術の上記欠点を改善
するもので、その目的は変調指数及び変調周波数
を任意に選んでも波形劣化を起さずに復調出来る
合成ダイバーシチ受信装置を提供することにあ
り、その特徴は、合成器の後に設置される帯域通
過波器の帯域幅を周波数混合器の不要波を除去
できる程度に広帯域とするか、又は該波器の代
りに周波数選択性波器を用い、さらにIF帯域
通過波器を検波器の直前設置することにある。 以下図面により実施例を説明する。 第３図は本発明の実施例であつて第１図と対応
する部分に同一符号を付してある。動作原理は第
１図と同じであるが第１図の合成受信回路では帯
域制限を行なうIF帯域通過波器１６を合成器
１５とリミツタ１８の間に設置しているのに対し
本発明による合成受信装置では検波器２０の直前
に設けて帯域制限を行ない、合成器の直後には周
波数混合器から発生する不要波を除去し復調波形
が容易に劣化しないように広帯域なIF帯域通過
波器２１、または周波数選択性増幅器を用い
る。第４図は変調度に対するベースバンドＳ／Ｎ
（信号電力対雑音電力比）特性である。番号２６，
２７は従来の合成ダイバーシチ受信装置のIF帯
域通過波器の帯域幅BIFが各々10KHz，30KHz
の場合のＳ／Ｎ特性であり、番号２８は本発明の
合成ダイバーシチ受信装置においてBIF＝16KHz
のIF帯域通過波器を検波器の直前に設置した
ときＳ／Ｎ特性である。BIF＝10KHzの場合には、
変調度が2KHz，4KHz，6KHzにおいてＳ／Ｎが劣
化し、BIF＝30KHzの場合には4KHz付近で劣化す
る。本発明による合成ダイバーシチ受信装置で変
調度に依らずＳ／Ｎが劣化しない。 このような構造になつているIF帯域通過波
器を検波器の直前に設置し、変調度を任意に変え
られる効果を有する。 以上説明したように本発明による合成ダイバー
シチ受信装置は帰還回路において周波数混合器の
不要波を除去する通過帯域波器または周波数選
択性増幅器を用いIF帯域通過波器を検波器の
直前に設置するから変調度を任意に変化させても
波形劣化をおこさずに復調できる利点がある。
おいて基地局及び移動局における受信機の通信品
質を向上させるために複数のアンテナブランチに
より受信された信号を同相で合成する合成ダイバ
ーシチ受信装置に関するものである。 従来の合成ダイバーシチ受信装置を第１図Ａに
示す。受信入力信号ωc／ｍ（ｔ）＋θ1 ・ωc／ｍ
（ｔ）＋θ2は周波数混合器７，８において帰還回路
のリミツタ１８の出力信号ωk／ｍ（ｔ）と混合さ
れ、帯移通過波器９，１０を経た信号は受信ア
ンテナ１，２からの受信信号と周波数混合器１
３，１４においてそれぞれ周波数混合される。周
波数混合器１３，１４の出力信号は合成器１５に
て合成され、帯域制限を行なうIF帯域通過波
器１６、リミツタ１８を経て周波数混合機７，８
に帰還されると共に電力分配器１７より合成信号
を取出し検波器２０にて復調される。 従来の合成ダイバーシチ受信装置は合成器の直
後に置かれたIF帯域通過波器で帯域制限を行
なうため帯域幅を狭帯域とした場合、周波数変調
度のある値で検波出力の波形が劣化する欠点があ
つた。図２は、横軸に受信入力を縦軸に変調度を
とつた場合に復調波形の劣化する範囲を図示した
ものである。斜線部が劣化範囲である。番号２３
はIF帯域通過波器の帯域幅BIF＝8kHzのとき、
番号２４はBIF16kHzのとき、番号２５はBIF＝
30kHzのときに復調波形の劣化する範囲を示す。
狭帯域化するほど復調波形の劣化する変調度が小
さくなることが欠点である。 次に従来合成ダイバーシチ受信装置において変
調度により復調波形が劣化することを理論的に説
明する。ここでτ1はフイルタF1の遅延時間、τ2は
フイルタF2の遅延時間である。 第１図Ｂにおいて、アンテナ受信入力端をＡ、
リミツタ出力をＢ、ミキサM1の出力をＣ、検波
器出力をＤとし、搬送波周波数c、帰還回路の信
号周波数をkとする。点Ｃ周波数成分は（c−
k）となる。 劣化の原因は、特定の変調度によりミキサM1
の出力の減少すなわちミキサM2の入力信号が減
少するためと考えられる。 以下にミキサM1の出力信号e3（ｔ）を数式で表
現する。 変調周波数nで変調したとき点Ａにおける入力
信号波e1（ｔ）、Ｂ点における帰還信号e2（ｔ）は
次式のように表わせる。 e1（ｔ） ＝Accos（2πcｔ＋βsin2πnｔ） (1) e2（ｔ）＝cos〔2πkｔ ＋βτ1／τ1＋τ2sin2πnｔ〕 (2) なおHalpernの解析〔IEEE Trans・On・
CoM・vol COM―22，No.８ 1974 P.P.1099〜
1106）によると入力の変調信号をψ（ｔ）とする
と帰還回路の変調信号ｇ（ｔ）はフイルタF1の遅
延時間τ1、フイルタF2の遅延時間τ2を用いて ｇ（ｔ）＝τ1／τ1＋τ2ψ（ｔ−τ2） と表現される。 ここでは、簡単のためにτ2≪１より、 ｇ（ｔ）＝τ1／τ1＋τ2ψ（ｔ） ＝βτ1／τ1＋τ2sin2πnｔ とする。 式(1)，(2)よりミキサM1の出力信号e3（ｔ）は e3（ｔ）＝Accos〔2πc−k） ＋β（１−τ1／τ1＋τ2）sin2πnｔ〕 (3) となる。 但し、Ac：入力信号振幅 β：変調指数
n：変調周波数 τ1：フイルタF1の遅延時間、
π2：フイルタF2の遅延時間 ここで、 ｘ＝△β（１−τ1／τ1＋τ2）＝βτ2／τ1＋τ2 とおくと e3（ｔ）＝Accos〔2π（c−k）＋ｘ sin2πnｔ
〕 ＝Accos〔ｘ sin2πnｔ）cos2πc−k）ｔ ＝Acsin（ｘ sin2πnｔ）sin2πc−k）ｔ (4) ここで、次の級数展開を用いる。 cos（ｘ sin2πnｔ） ＝Jp（ｘ）＋２∞ 〓n=1 J2o（ｘ）cos4nπnｔ） sin（ｘ sin2πnｔ） ＝２∞ 〓n=0 J2o+1（ｘ）sin2π（2n＋１）nｔ 従つて e3（ｔ）＝Ac〔Jp（ｘ）２∞ 〓n=1 J2o（ｘ） cos4nπnｔ〕cos2π（c−k）ｔ −2Ac∞ 〓n=1 J2o+1（ｘ）sin2π（2n＋１）nｔ sin2π（c−k）ｔ (5) 式(5)において（c−k）の周波数スペクトルが
消失するために復調波形が劣化する。すなわち、 Jp（ｘ）＝０ となるとき復調波形の劣化がおこる。 式(6)が成立するときのｘの値をξとし、最大周
波数偏移をdとすると、β＝d／nであるから ξ＝βτ2／τ1＋τ2 ＝τ2／τ1＋τ2・d／n (7) 従つて d＝（τ1／τ2＋１）nξ (8) 上式より、フイルタF2の遅延時間τ2を小すなわ
ち帯域幅を広くすれば、復調波形が劣化する最大
周波数偏移dを大きくできる。逆にフイルタF2を
帯域制限用として用いた場合、τ2が大きく波形の
劣化するdの値は小さくなる。 このことから、フイルタF2はミキサM2のスプ
リアス成分を除去する程度広帯域とし、帯域制限
用フイルタを検波器の直前に設置すれば、復調波
形が劣化しない。 従つて、本発明は従来の技術の上記欠点を改善
するもので、その目的は変調指数及び変調周波数
を任意に選んでも波形劣化を起さずに復調出来る
合成ダイバーシチ受信装置を提供することにあ
り、その特徴は、合成器の後に設置される帯域通
過波器の帯域幅を周波数混合器の不要波を除去
できる程度に広帯域とするか、又は該波器の代
りに周波数選択性波器を用い、さらにIF帯域
通過波器を検波器の直前設置することにある。 以下図面により実施例を説明する。 第３図は本発明の実施例であつて第１図と対応
する部分に同一符号を付してある。動作原理は第
１図と同じであるが第１図の合成受信回路では帯
域制限を行なうIF帯域通過波器１６を合成器
１５とリミツタ１８の間に設置しているのに対し
本発明による合成受信装置では検波器２０の直前
に設けて帯域制限を行ない、合成器の直後には周
波数混合器から発生する不要波を除去し復調波形
が容易に劣化しないように広帯域なIF帯域通過
波器２１、または周波数選択性増幅器を用い
る。第４図は変調度に対するベースバンドＳ／Ｎ
（信号電力対雑音電力比）特性である。番号２６，
２７は従来の合成ダイバーシチ受信装置のIF帯
域通過波器の帯域幅BIFが各々10KHz，30KHz
の場合のＳ／Ｎ特性であり、番号２８は本発明の
合成ダイバーシチ受信装置においてBIF＝16KHz
のIF帯域通過波器を検波器の直前に設置した
ときＳ／Ｎ特性である。BIF＝10KHzの場合には、
変調度が2KHz，4KHz，6KHzにおいてＳ／Ｎが劣
化し、BIF＝30KHzの場合には4KHz付近で劣化す
る。本発明による合成ダイバーシチ受信装置で変
調度に依らずＳ／Ｎが劣化しない。 このような構造になつているIF帯域通過波
器を検波器の直前に設置し、変調度を任意に変え
られる効果を有する。 以上説明したように本発明による合成ダイバー
シチ受信装置は帰還回路において周波数混合器の
不要波を除去する通過帯域波器または周波数選
択性増幅器を用いIF帯域通過波器を検波器の
直前に設置するから変調度を任意に変化させても
波形劣化をおこさずに復調できる利点がある。
第１図Ａ及び第１図Ｂは従来の合成ダイバーシ
チ受信装置の実施例、第２図は第１図Ａの装置で
受信入力に対して復調波形の劣化する変調度を示
す図、第３図は本発明による合成ダイバーシチ受
信装置のブロツク図、第４図は変調度に対するベ
ースバンドＳ／Ｎ特性を示す図である。 １，２：受信アンテナ、３，４：RF増幅器、
５，６，１７，１９：電力分配器、７，８，１
３，１４：周波数混合器、９，１０：帯域通過
波器、１１，１２：IF増幅器、１５：合成器、
１６：IF帯域通過波器、１８：リミツタ、２
０：検波器、２１：不要波除去のための帯域通過
波器、２２：信号出力、２３：BIF＝8KHzのと
きの復調波形の劣化範囲、２４：16KHzのときの
復調波形の劣化範囲、２５：BIF＝30KHzのとき
の復調波形の劣化範囲、２６：BIF＝10KHzのと
きの変調度に対するＳ／Ｎ、２７：BIF＝30KHz
のときの変調度に対するＳ／Ｎ、２８：本発明装
置においてBIF＝16KHzのIF帯域通過波器を検
波器の直前に設置したときの変調度に対するＳ／
Ｎ。
チ受信装置の実施例、第２図は第１図Ａの装置で
受信入力に対して復調波形の劣化する変調度を示
す図、第３図は本発明による合成ダイバーシチ受
信装置のブロツク図、第４図は変調度に対するベ
ースバンドＳ／Ｎ特性を示す図である。 １，２：受信アンテナ、３，４：RF増幅器、
５，６，１７，１９：電力分配器、７，８，１
３，１４：周波数混合器、９，１０：帯域通過
波器、１１，１２：IF増幅器、１５：合成器、
１６：IF帯域通過波器、１８：リミツタ、２
０：検波器、２１：不要波除去のための帯域通過
波器、２２：信号出力、２３：BIF＝8KHzのと
きの復調波形の劣化範囲、２４：16KHzのときの
復調波形の劣化範囲、２５：BIF＝30KHzのとき
の復調波形の劣化範囲、２６：BIF＝10KHzのと
きの変調度に対するＳ／Ｎ、２７：BIF＝30KHz
のときの変調度に対するＳ／Ｎ、２８：本発明装
置においてBIF＝16KHzのIF帯域通過波器を検
波器の直前に設置したときの変調度に対するＳ／
Ｎ。
Claims (1)
- １ 第１アンテナ及び第２アンテナからの信号
を、各々、第１ダイバーシチブランチ及び第２ダ
イバーシチブランチを経て合成器により合成し、
合成器の出力に帰還回路を接続するとともに検波
器を接続して復調するダイバーシチ受信装置であ
つて、前記各ダイバーシチブランチはアンテナか
らの受信信号と帰還回路からの信号を混合する第
１周波数混合器と、その出力に接続される帯域通
過波器と、その出力信号と当該アンテナからの
信号とを混合し前記合成器の入力信号を提供する
第２周波数混合器とを有し、前記帰還回路は合成
器の出力に接続される帯域通過波器とその出力
に接続されるリミツタとを有するごとき合成ダイ
バーシチ受信装置において、前記各帯域通過波
器は周波数混合で発生する不要波を除去出来る程
度に広帯域であり、前記検波器の入力部に帯域制
限のためのIF帯域通過波器をもうけることを
特徴とする合成ダイバーシチ受信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56010884A JPS57125536A (en) | 1981-01-29 | 1981-01-29 | Synthesized diversity receiver |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56010884A JPS57125536A (en) | 1981-01-29 | 1981-01-29 | Synthesized diversity receiver |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS57125536A JPS57125536A (en) | 1982-08-04 |
| JPS6340500B2 true JPS6340500B2 (ja) | 1988-08-11 |
Family
ID=11762735
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56010884A Granted JPS57125536A (en) | 1981-01-29 | 1981-01-29 | Synthesized diversity receiver |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS57125536A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4748682A (en) * | 1985-01-08 | 1988-05-31 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Combined diversity receiving apparatus |
| US5430893A (en) * | 1993-08-11 | 1995-07-04 | At&T Corp. | Radio receiver with increased dynamic range |
-
1981
- 1981-01-29 JP JP56010884A patent/JPS57125536A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS57125536A (en) | 1982-08-04 |
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