JPH0311694B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の技術分野］ 本発明はPCM（パルス符号変調）を用いた信号
伝送に係り、特に差分PCMすなわDPCM
（differential PCM）に好適な信号伝送方式に関
するものである。

［発明の技術的背景］ 効率のよいPCM符号化方式としてDPCMが知
られている。通常のPCM符号化がオーデイオ信
号等のアナログ原信号を時々刻々とサンプリング
した値をデイジタルデータすなわちPCM符号と
して伝送するのに対し、DPCMは直前の値と差
分すなわち２サンプル間の差分だけをデイジタル
データとして伝送するものである。

第１図にDPCM符号化を用いた伝送システム
の一例を示す。

この第１図のシステムでは差分をとるのにアナ
ログ値の状態で差分をとらずにデイジタル値で差
分をとつている。すなわち、アナログ原信号例え
ばオーデイオ信号はＡ／Ｄ（アナログ−デイジタ
ル）変換器１で例えば15ビツトのデイジタルデー
タに変換されレジスタ等を用いた遅延回路２で１
サンプル分遅延されたデータとともに差分器３に
与えられ、両者の差分データすなわちDPCM符
号が例えば16ビツトで伝送系に送出される。ここ
で、伝送系とは単なる接続線や変／復調系を介在
した通信回線（電波、光等を媒体とする場合もあ
る）等の伝送路の他、記録／再生系（記録媒体が
いわば伝送媒体となる）などをも含むいわゆる広
義の伝送系を指す。伝送系にて伝送されたこの場
合16ビツト差分データは加算器４に与えられ遅延
回路５で１サンプル分遅延された前回の加算器４
出力と加算され累計（積分）されて例えば15ビツ
トのデータとしてＤ／Ａ（デイジタル−アナログ）
変換器６に与えられ、アナログオーデイオ信号が
出力される。

DPCM符号化の特徴は時間的に隣接する２サ
ンプル間の差分データを伝送することにより、伝
送するデイジタル値を平均的に小さくすることが
できる点にある。

第２図にアナログ原信号Soを通常PCMで伝送
する場合のデータとなる値DpとDPCMで伝送す
る場合のデータとなる値Ddとの関係を示す。Ts
はサンプリング間隔である。同図より信号周期に
対して短かい（適正な）サンプリング間隔Tsと
しているかぎり伝送データが平均的に小さな値と
なることは容易に理解し得る。特に、図示のよう
にアンログ原信号の周波数がサンプリング周波数
に比して充分に低い場合には差分データDdは非
常に小さな値となる。

したがつて、例えばある音楽信号を伝送すると
き、伝送されるデイジタルデータのとる値の確率
は、第３図に示すようにDPCMの場合０に近い
ほど顕著に高くなる傾向がある。これに対し通常
のPCMの場合は０近傍への集中傾向は極めて低
い。この第３図からもDPCMの場合伝送データ
値が平均的に小さくなることがわかる。すなわ
ち、16ビツトのPCM符号であつてもこれを
DPCMで伝送するようにすれば通常は８ビツト
〜10ビツト程度で大部分のデータが正しく伝送で
き、かなり良好な伝送が行える。

しかしながら、このようなDPCM符号化では
伝送データ値が平均的には小さくなるものの、ま
れに発生する最大レベルデータはPCMとほぼ同
じデータ値（レベル）となる点に問題がある。

すなわち、DPCMの特徴は(イ)伝送データの平
均的レベルは非常に小さいこと、(ロ)伝送データの
最大レベルは普通のPCMの２倍であるがその出
現確率は非常に低いことの２点にある。

このように平均的レベルが小さく大レベル信号
の出現確率の低いデータを有効に伝送する方式と
して、原データに比して少ない所定ビツト数で通
常の伝送を行い、この所定ビツト数で表現できる
範囲を越える大レベル信号は有効ビツト上位の上
記所定ビツト数のみを伝送データとし下位ビツト
は切捨てて伝送するこどか考えられる。この場合
切捨てた下位ビツトについては、切捨てたビツト
数のみを受信側に伝送（切捨ビツトの内容は送ら
ない）すれば、受信側で正しい桁数に戻すことが
でき、ほぼ正しい再生が行える。現実的には複数
のサンプルからなるデータブロツク毎にブロツク
内のサンプルのうちの最大レベル値を検出し、そ
れに応じて該ブロツク内のデータを桁シフトして
上位所定のビツト数のデータを主伝送データとす
るとともに上記桁シフト情報を切捨てビツト数に
対応するスケール情報として、これらの主伝送デ
ータとスケール情報を伝送する。このようにすれ
ば、多数のサンプルデータからなるデータブロツ
毎に１個ずつのスケール情報を伝送するだけでほ
ぼ充分な情報伝送が可能となる。

このような方式を具体的な一例について詳細に
説明する。ここで説明する例は通常のPCM伝送
において上記方式により伝送データビツト数を低
減するものであり、第４図に構成を示す。

この場合、送信側は例えばオーデイオ信号から
なる入力アナログ信号をＡ／Ｄコンバータ７で充
分なビツト数例えば15ビツトのデイジタル予備変
換データに予定時間間隔で変換した後、デイジタ
ルレベル検出手段８でデイジタル的に予定期間内
の最大レベルまたはそれにほぼ相当するレベルを
検出し、例えば４ビツトのスケール情報データを
得、そしてデータ圧縮部を構成するテイジタルレ
ベル可変制御手段９では上記スケール情報データ
に基づいて上記Ａ／Ｄコンバータ７の出力予備変
換データをデイジタル的にレベルコントロールし
てデータ圧縮し例えば８ビツトの主データを得
て、この主データと上記スケール情報データとを
合成手段１０にて多数の主データに１個のスケー
ル情報データが対応するようにして伝送系に送出
する。一方、受信側は分離手段１１で伝送系から
受信した伝送信号から主データとスケール情報デ
ータとを分離抽出し、データ伸長部を構成するデ
イジタルレベル可変制御手段１２で上記主データ
を上記スケール情報データに基づいて送信側とは
逆の制御特性でデイジタル的なレベル可変制御
（データ伸長）を行ないＤ／Ａコンバータ１３で
アナログ化して出力アナログ信号を得る。

そして、上記デイジタルレベル検出手段８にお
けるデイジタルレベル検出は、予備変換データ中
の有効ビツト数、すなわち有効ビツトのうち符号
ビツトを除いたものの最上位のビツト位置、を検
出することにより行ない、上記デイジタルレベル
可変制御手段９におけるデイジタルレベル可変制
御は上記最上位有効ビツト位置にほぼ対応するビ
ツト位置部分を上記予備変換データより取り出し
て主データを作ることにより行なう。

例えば第５図ａ〜ｃに示すように15ビツトの予
備変換データ中斜線を施した部分が有効ビツトで
あるとすれば、同図ａの場合有効ビツトが予備変
換データのうち６ビツトを占有しており、８ビツ
トの主データをとるには、下位８ビツトをそのま
ま主データとすればよい。このとき主データをと
る位置は下位８ビツトであるので、予備変換デー
タから何らビツトシフトを行なわずに下位８ビツ
トのみをそのまま取り出したことに相当し、この
ときの制御レベルすなわちスケール情報は上記シ
フト量「０」となる。この例からもわかるように
シフト量は０ビツトが最小であるので有効ビツト
数が８以下のときはスケール情報は一律に「０」
を選定する。また同図ｂの場合有効ビツト数が９
ビツトであるので、図から明らかなように主デー
タの取出し位置は上位（左）へ１ビツトシフトす
ることになりスケール情報は「１」となつて主デ
タとして８ビツトをとれば最下位有効ビツトすな
わち予備変換データ最下位ビツト（LSB）は無
視され、この部分は誤差となる。（このとき主デ
ータ８ビツトの取出し位置に対して予備変換デー
タを下位（右）に１ビツトシフトして下位１ビツ
トを切捨てたと考えることもできる。）同図ｃの
場合は有効ビツト数が15ビツトであり、スケール
情報は「７」となり、この場合は予備変換データ
の下位７ビツトが無視される。すなわち、この場
合スケール情報は切捨てビツト数に対応する。こ
のようにして有効ビツト数が多い場合に無視され
切捨てられる有効ビツトは誤差となるが、主デー
タの値に対して充分に小さな値である。この場
合、スケール情報のレベルは最大８（＝２の３乗）
種類であるのでスケール情報データは３ビツトで
済む。現実にはスケール情報データは多数の予備
変換データ毎に１つのデータを対応させるので、
予め対応する多数の予備変換データ中の最大値を
測定あるいは予測するなどしてスケール情報を検
出設定し、該対応する多数の予備変換データにつ
いて共通のスケール情報（シフト量）とし、この
スケール情報を上記多数の予備変換データ毎に検
出更新する。

なお、上述では主データは予備変換データから
ビツトシフトにより取り出したデータのみで構成
したが、これは取扱うアナログ信号が正負の一方
のみの単極性の信号で予備分間データ中に符号ビ
ツトが含まれない場合、または符号ビツトが含ま
れていてもそれを伝送する必要がない場合であ
る。これに対し入力アナログ信号がオーデイオ信
号のように正、負両方の混在する双極性の信号で
は予備変換データ自体に符号ビツトまたはそれに
相当するビツトが通常少なくとも最上位ビツト
（MSB）として含まれ、これも実質的には重要な
有効ビツトであるので、この符号ビツト１ビツト
と上記ビツトシフトにより得られるデータとを主
データとすることはもちろんである。すなわち主
データが８ビツトの場合そのうち１ビツトを符号
ビツトとするので、この符号ビツトとビツトシフ
トにより得られる７ビツトのデータで主データを
構成する。

ところで、このようにした場合、受信側のデイ
ジタルレベル可変制御手段９では伝送信号から分
離された主データを同様に分離されたスケール情
報データの示すシフト量でビツトシフトして予備
変換データと等しいビツト数の再生データを得る
ことになる。すなわち第５図ａに示した例の場合
の８ビツトの主データをそのまま下位８ビツトと
して用いてもとの予備変換データと等しい15ビツ
ト再生データを得る。同図ｂの例では同様に８ビ
ツトの主データを上位（左）に１ビツトシフトし
て下位に１ビツトの付加データを加えて15ビツト
の再生データを作り同図ｃの例では８ビツトの主
データを上位に７ビツトシフトして下位に７ビツ
トの付加データを加え15ビツトの再生データを作
る。ここで、下位に付加するデータは０データま
たは平均値データなど予め一義的に定めたデータ
を用いる。すなわち、例えば15ビツトの予備変換
データが第６図ａのようなデータであつたとす
る。これに基づいて８ビツトの主データを送信す
る場合（ここでは符号ビツトは考慮しない場合を
考えている）、図示のように有効ビツトの上位８
ビツトが主データとして抽出され、下位４ビツト
が切捨てられる。受信側では上記主データを受
け、予備変換データ中の上記８ビツトの主データ
を取り出したビツト位置に応じたスケール情報に
よつて上記主データをビツトシフトして15ビツト
の主データを作る。このとき、基本的には第６図
ｂに示すように“0000”などシフトしたビツト数
に対応する０データを付加する。また、平均的に
原データとの誤差を少なくするためには、該当ビ
ツト数で表現し得るデータの平均値にほぼ対応す
る値、例えば第６図ｃに示すように“0111”など
の平均値データを付加データとすることが有効で
ある。付加データとしてはこれら０データや平均
値データ以外のデータであつても、ビツト数毎に
一定の値であれば実用上問題はない場合が多い。
なお、これら付加データとして０データ以外の値
をとる場合には原データすなわち予備変換データ
の下位ビツトの示す値と上記付加データとの差が
実質的な切捨データであることはいうまでもな
い。

ところで、上記第４図に示した例のような方式
は通常のPCMすなわちPCM符号データをそのま
ま伝送するときには利用できるが、DPCMには
そのまま適用するのは困難であり望ましくない。

その主たる理由は、第１図に示したように
DPCMの受信には受信データの累計・積分動作
による復号が必要であり、送信側における切捨て
によつて生じた誤差が受信側で加算累計され、大
きな誤差となつてしまうからである。

このため、DPCMで伝送データの平均レベル
を低下させても、現実の伝送データのビツト数を
減らすことができないばかりか、ビツト数が多く
なつてしまうことすらあつた。

なお、例えばADPCM（adaptive DPCM〜適
応差分PCM）のように送受の間で予め一定の法
則を定めて受信側のレベル分離能を低下させなが
ら非線形な送受を行なつて伝送ビツト数を下げる
ことも考えろれるが、このようなADPCM等はあ
まり高制度とはいえず、受信側において良好な再
生ができないばかりでなく装置が複雑になるなど
多くの問題をかかえていた。

これに対し、DPCMによる伝送データの平均
レベルの低減効果を活かして、少ないビツト数で
高精度の伝送を可能とする伝送方式として次のよ
うな方式が考えられる。

すなわち、PCM符号データをDPCMデータに
逐次変換する第１の処理と、上記DPCM符号の
データに基づき、該DPCM符号データの大きさ
を検定し定められた数のサンプルを１ブロツクと
して該データブロツク内の最大データが送れるよ
うに、上位有効ビツトを優先して逐次選定したビ
ツト位置より該DPCM符号データよりもデータ
長の短かい予定ビツト数の（送信）主データを取
出すとともに、上記ビツト位置をスケール情報と
して取出す第２の処理と、上記主データを得る際
に実質的に切捨てられた下位データがある場合に
は該切捨データを上記第１の処理で変換された後
続のDPCM符号データに加算して上記第１の処
理で得たDPCM符号データに代えて上記第２の
処理に共する第３の処理と、これら第１〜第３の
処理の結果上記第２の処理で得られた主データと
スケール情報とを送系に送出する第４の処理と、
この第４の処理で送信された送信データを受信し
該受信データに基づき受信スケール情報に応じた
ビツトシフトを用いて受信主データをDPCMデ
ータに変換してDPCM符号の復号復調を行う第
５の処理とを行なう方式である。

ところで、このような方式において、送信側の
上記第２、第３の処理の中心となるデータ圧縮部
では、具体的には例えばアキユムレータを次のよ
うに動作させる。

すなわち、例えば16ビツトの入力DPCM符号
データは前回の送信主データの抽出により抽出・
伝送されずにアキユムレータに残つた下位残余デ
ータ（すなわち切捨データ）と加算され、この加
算後のデータの上位有効ビツト部分例えば８ビツ
トが抽出され主データとして伝送される。この結
果再びアキユムレータには下位残余データが残
る。ここで、上記主データを取出すビツト位置
（上位有効ビツト位置）は同一データブロツク内
では同一であり、このビツト位置を示す情報がス
ケール値としてブロツク毎に伝送される。

この場合、入力DPCM符号データがアキユム
レータ内の下位残余データと加算された結果、主
データの伝送ビツト範囲を越える桁上りを生じ、
オーバフローしてしまうことがある。入力
DPCM符号データの有効桁数はアキユムレータ
での加算が行われる前にブロツク単位で予め調べ
られ、ブロツク内の最大値と伝送主データの桁数
との差がスケール値（≧０）となつているので、
上記オーバーフローが生ずると有効ビツト中最も
重要な上位ビツトが伝送されず大きなエラーを生
じてしまう。

第７図を参照して、DPCM符号に2′sコンプリ
メントを用い且つスケール値が６で一定の場合に
おける一例を説明する。

前回の主データ抽出により、アキユムレータに
残つている下位残余データが第７図ａに示すよう
に“110000”なるデータである状態で、同図ｂの
ように“0001111111011101”なるDPC符号デー
タが入力された場合、アキユムレータで両者が加
算され、同図ｃに示すように
“0010000000001101”なるデータがられる。スケ
ール値は６であるので、この場合の伝送主データ
は同図ｄに示すように“10000000”となる。この
場合、原データでは最上位の符号ビツトがデータ
が正であるにもかかわらず上述の桁上りにより正
を示す“０”でなく負を示す“１”となり、大き
な誤りとなつてしまう。

このような不都合が発生するためには、(a)入力
データに“１”が７個以上連続して存在するこ
と、(b)アキルムレータの内容（すなわち前回の下
位残余データ）と入力データの下位桁との加算結
果が伝送主データを取り出している伝送ビツト位
置以上に桁上りすること、の２つの条件が共に満
たされる必要がある。したがつて、その発生確率
は一般的にいつておよそ２の８乗＝256回に１回
程度という低いものである。

すなわち、このようなオーバフローエラーの発
生確率は低く、ここでは特に説明しないがいくつ
かの方法により対処することが可能である。

しかしながら、スケール値が直前のデータブロ
ツクから大幅に下つた場合には上述とほぼ同様の
オーバフローの発生があり、この種のオーハフロ
ーの発生確率は非常に高くなる。

第８図参照してこの種のオーバフローの発生に
ついて詳述する。この場合、DPCM符号はやは
り2′sコンプリメントとし、スケール値が６〜１
に変化するものとする。

前回の主データ抽出によりアキユムレータに残
つている下位残余データが第８図ａに示すように
“110000”なるデータである状態で、スケール値
が６から１に変り、同時に同図ｂのように
“0000000011011101”なる入力データが与えられ
た場合、アキユムレータで両者が加算され。同図
ｃに示すような“0000000100001101”なるデータ
が得られる。スケール値は“１”となつているの
でこの場合の伝送主データは同図ｄに示すように
“10000110”となつて、やはり最上位の符号ビツ
トが桁上りにより負を意味する“１”となつてし
まう。

このようなケースの発生する確率は一般的には
２の３乗＝８回に１回程度と非常に高く大きな問
題となる。

このように、上述のようなデータ圧縮を行なつ
た場合、特にスケール値の減少時、すなわち入力
データの値が小さくなるときにエラー発生の確率
が高く、実用上大きな問題となる。

〔発明の目的〕

本発明の目的とするところは、PCM符号デー
タを少ないビツト数で精度よく伝送して、しかも
伝送データのオーバフローエラーの発生確率を効
果的に低減化し、伝送精度を一層高め得る信号伝
送方式を提供することにある。

［発明の概要］ 本発明はスケール値が小さくなる場合における
スケール値の変化に制限を加えることによつて、
オーバフローエラーの発生確率を充分に低くおさ
えることを特徴としている。

［発明の実施例］ 第９図および第１０図に本発明の一実施例の構
成を示す。第９図は本実施例の送信側の構成を、
第１０図は本実施例の受信側の構成をそれぞれ示
すものである。

第９図おいて、第１図と同様の部分には同符号
を付してその詳細な説明を省略する。

すなわち、１はオーデイオ信号等のアナログ原
信号入力をデイジタルデータに変換するＡ／Ｄ変
換器、２はＡ／Ｄ変換されたPCM符号データを
１サンプル分遅延するサンプル遅延回路、３は
PCM符号データの連続する２サンプル間の差分
をとる差分器であり、差分器３の出力として例え
ば１６ビツトのDPCM符号データが得られる。
１４は例えばメモリを用いて構成されるブロツク
遅延回路であり、差分器３から出力される
DPCM符号データを１データブロツク分遅延さ
せる。１５は本発明の特徴部分であるスケール決
定回路であり、差分器３から出力されるDPCM
符号データ１ブロツク分の全データから各データ
ブロツク内のサンプルテータの絶対値の最大値を
もとにブロツク毎の原スケール値を検出し、且つ
この原スケール値を前回の設定スケール値と比較
して、スケール値が増加傾向（つまりデータの絶
対値が増加傾向）にあるときは原スケール値をそ
のまま設定スケール値に決定し、スケール値が減
少傾向（つまりデータの絶対値が減少傾向）にあ
るとき、 すなわち、 （前回設定スケール値−入力原スケール値）≧１ であるときは、今回の原スケール値の値にかかわ
らず、 （前回設定スケール値）−１ にその回の設定スケール値を設定し、該設定スケ
ール値を例えば桁シフト不用の場合を含めて４ビ
ツトのデータとして出力する。

すなわち、このスケール決定回路１５は具体的
には例えば第１１図に示すように構成する。

第１１図において、スケール値検出部１５ａは
入力DPCM符号データ１ブロツク分から絶対値
の最大データに基づく原スケール値を検出する。
スケール値設定部１５ｂはスケール値検出部１５
ａで検出された原スケール値を前回の設定スケー
ル値と比較し、両者が等しい場合、あるいは入力
原スケール値（その回の原スケール値）の方が大
きい場合には入力スケールをそのまま設定スケー
ル値として出力し、入力原スケール値の方が小さ
い場合にはその原スケール値の大きさにかかわら
ず （前回設定スケール値）−１ を設定スケール値として出力する。スケール値保
持部１５ｃはスケール値設定部１５ｂから出力さ
れる設定スケール値を１ブロツク期間保持してス
ケール値設定部１５ｂに与え、スケール値設定部
１５ｂにおいて次回のスケール値決定時に前回設
定スケール値として用いられる。

なお、上述では符号に正負の存在する2′sコン
プリメントを用いるものとしたので、スケール値
がサンプルデータの絶対値の最大値で決せられる
として説明したが、2′sコンプリントでない符号
を用いる場合にはその符号に見合つた他の方式に
よつてスケール値の検出を行なう必要が生ずる場
合もあり得る。

１６はデータ圧縮回路、１７はデータ補正回路
であり、これら両者により先に説明したデータ圧
縮部の機能を実現している。

すなわち、これらデータ圧縮回路１６とデータ
補正回路１７は上述したアキユムレータの機能を
二分してそれぞれ分担している。データ補正回路
１７はブロツク遅延回路１４から出力される
DPCM符号データのうちスケール決定回路１５
で設定されたスケール値に応じて主データを取出
した（減算した場合に残る下位残余データ（この
場合最大８ビツト）分のみ例えは８ビツトの加算
器に逐次入力して累積加算するともに、該下位残
余データの累積がスケール値変化および累積桁上
りの少なくとも一方より上記伝送桁（主データ取
出し桁）内に桁上りを生ずる場合この桁上りデー
タ（この場合スケール値変化をスケール値減少に
ついて最大１と制限しているので２ビツト以下の
データとなる）を補正データとして出力する。デ
ータ圧縮回路１６はブロツク遅延回路１４から出
力されるDPCM符号データが与えられ、この
DPCM符号データのうちスケール決定回路１５
から与えられるスケール値に応じたビツト位置の
８ビツトのデータを取り出し、これにデータ補正
回路１７から与えられる補正データを加算し、伝
送主データとして出力する。この８ビツトの伝送
主データとスケール決定回路１５から出力される
ブロツク毎の４ビツトのスケール情報データとが
伝送系の伝送路へのデータ送出を行なうためのイ
ンターフエース（図示せず）に供給され、両デー
タが並列的にあるいは時分割的に多重化されて直
列的に伝送路に送出される。

また、１８はコントロールシーケンサ／クロツ
クジエネレータ部であり、上記各部すなわちＡ／
Ｄ変換器１、サンプル遅延回路２、差分器３、ブ
ロツク遅延回路１４、スケール決定回路１５、デ
ータ圧縮回路１６、データ補正回路１７の各部を
それぞれ所定のタイミングで所定のごとく動作さ
せるため、各部に制御信号およびクロツク信号の
少なくとも一方を与えている。

以上が本実施例における送信側の構成であり、
次に本実施例の受信側の構成を説明する。

第１０図において、伝送系の伝送路からインタ
ーフエース（図示せず）を介して（合成信号とし
て伝送された場合は適宜分離されて）、この場合、
８ビツトの主データと４ビツトのスケール情報デ
ータが入力される。

１９はシフトロツク発生部であり、伝送路イン
タフエースから入力されたスケール情報データに
基づいてシフトすべきビツト数に対応するシフト
ロツクを出力する。２０は例えばシフトレジスタ
を用いたデータ伸長回路であり、伝送路インタフ
エースから入力された主データすなわち圧縮
DPCM符号データ（８ビツト）をシフトクロツ
ク発生部１９から与えられるシフトクロツクによ
つてこの場合上位へビツトシフトし１６ビツトの
DPCM受信データに伸長する。なお、このデー
タ伸長に際し2′sコンプリメントの符号で全体の
動作が行なわれるように作られている場合には、
シフトの回数に関連し、主データ（圧縮DPCM
符号）のMSBにある極正符号と同じもの（０ま
たは１）がシフトレジスタの上位に連続して位置
するように処理される。すなわち、このデータ伸
長回路２０において８ビツトの主データはそのデ
ータの属するブロツクのスケール情報に応じたビ
ツトシフトが施され、DPCM受信データに変換
される。２１はこの場合１６の全加算器からなる
加算回路であり、第１図における加算器４に対応
し、データ伸長回路２０から出力されたDPCM
受信データを加算累計して15ビツトのPCM受信
データとして出力する。２２はデータホールドレ
ジスタであり、第１図における遅延回路５にほぼ
相当し１サンプル前の加算回路２１の出力PCM
受信データすなわち１サンプル前までの累計値を
保持し、そのまま加算回路２１に入力し最新のデ
ータ伸長回路出力（DPCM受信データ）との加
算に供する。２３は第１図のＤ／Ａ変換器６にほ
ぼ相当するＤ／Ａ変換器であり、データホールド
レジスタ２２に保持された15ビツトのPCM受信
データをアナログ値に戻す。２４はＤ／Ａ変換器
２３の出力から不要な高周波成分を除去するロー
パスフィルタであり、この出力としてオーディオ
信号等のアナログ信号が得られる。

また、２５はコントロールシーケンサ／クロツ
クジエネレータであり、上記各部、すなわちシフ
トロツク発生部１９、データ伸長回路２０、デー
タホールドレジスタ２２等の各部をそれぞれ所定
のタイミングで所定のごとく動作させるため、各
部に制御信号およびクロツク信号の少なくとも一
方を与えている。

次に上述した構成における動作について説明す
る。

まず送信側において、アナグロ原信号（例えば
オーデイオ信号）はＡ／Ｄ変換器１でPCM符号
データ（15ビツト）に変換され、サンプル遅延回
路２で遅延された１サンプル前のデータとの差分
が差分器３で算出されDPCM符号データ（16ビ
ツト）に変換される。

このデータはスケール決定回路１５に与えら
れ、所定数のサンプルからなる１ブロツク分の
DPCM符号データから最大差分（差分には正負
があるので正確には差分の絶対値すなわち差が最
も大きな値）がスケール値検出部１５ａで求めら
れ、該スケール値検出部１５ａからは該最大差分
に応じた原スケール値（桁シフト情報）データ
（４ビツト）が出力される。この原スケール値は
スケール値設定部１５ｂにおいて前回の設定スケ
ール値（スケール値保持部１５ｃで保持されてい
る）と比較され、先に述べたように増加時は原ス
ケール値がそのまま出力され、減少時は原スケー
ル値にかかわらず前回設定スケール値より１だけ
小さい値がスケール値として設定される。

このスケール決定回路１５の設定スケール値出
力はブロツク毎に更新され、１ブロツクの
DPCM符号データに共通のスケール値データと
なる。このスケール情報検出の時間ずれを補正す
るためブロツク遅延回路１４で１ブロツク分遅延
されたDPCM符号データがデータ圧縮回路１６
およびデータ補正回路１７で逐次スケール値に応
じてデータ圧縮される。すなわち、データ補正回
路１７では上記設定スケール値に対応して切捨デ
ータとなる下位残余データを保持加算して累積
し、伝送主データとなる桁内へ桁上げがあるとき
はそれを補正データとしてデータ圧縮回路１６に
与える。データ圧縮回路１６ではブロツク遅延回
路１４から出力されるDPCM符号データからス
ケール決定回路１５の出力である設定スケール値
に対応する８ビツトの上位有効ビツトを取り出し
これに上記補正データを加算して主データとして
出力する。これは実質的に先に述べたブロツク遅
延回路１４から出力されるDPCM符号データを
スケール決定回路１５から出力されるスケール値
に応じた上位有効ビツトを８ビツト取り出し主デ
ータとして出力するとともに、下位ビツトの切捨
てが行なわれたときはその切捨（下位残余）デー
タを残しておき、次のDPCM符号データに加算
して同様のデータ圧縮、切捨データ加算処理に供
することに相当する。このため、主データで伝送
されなかつた桁落ち切捨分の下位残余データは次
のDPCM符号データと加算され累積されるので、
実施的に後続の主データに含められて伝送され
る。この主データとスケール情報データがインタ
フエースを介して伝送系に送出される。このと
き、伝送路に送出するにあたり、時分割合成を行
なつた場合は、伝送データのビツト数は最大８ビ
ツトとなるので伝送系は８ビツト分の伝送路があ
ればよい。なお、時分割合成に際しスケール情報
データを介挿するため必要に応じて主データ列を
時間軸圧縮するなどの処理を施してもよいことは
いうまでもない。

PCMが基準レベル例えば０レベルからの符号
を含む値を伝送するのに対し、DPCMはサンプ
ル間の差分を伝送するため、オーデイオ信号等の
周波数がサンプリング周期に比して非常に高い場
合には正のピーク値付近と負のピーク値付近の差
分がDPCM符号となる場合があり、このため
DPCM符号データの最大ビツト数はPCM符号デ
ータより１ビツト多く必要となる。したがつて上
述では15ビツトのPCM符号データから16ビツト
のDPCM符号データを得、これを８ビツトの主
データで伝送するためのスケール値は桁シフト不
要の場合を含めて９種となり、４ビツトのスケー
ル情報データとしている。

このようにして伝送系に送出された送信データ
の受信する受信側の動作について説明する。

伝送系からインタフエースを介して得られる受
信データは、圧縮DPCM符号からなるこの場合
８ビツトの主データとデータブロツク毎のこの場
合４ビツトのスケール情報データである。もちろ
ん、この受信データは伝送されてきたデイジタル
データそのままである場合もあるが、デイジタル
復調されたデータである場合もある。何故ならば
一般にデイジタル信号を伝送（記録）する場合に
は、種々のデイジタル変調、例えばMFM
（modified frequency modulation）変調、バイ
フエイズ変調、3PM（three position
modulation）変調等々を施す場合も少なくない
が、上述ではこれらも伝送系あるいはインタフエ
ースの中に含めて扱つているから、このようなデ
イジタル変調が施されて伝送されている場合には
受信側ではそのデイジタル変調についての復調を
行つて上述の受信データを得るからである。

上記受信データすなわち主データとスケール情
報データはインタフエースからそれぞれデータ伸
長回路２０とシフトクロツク発生部１９に入力さ
れる。シフトクロツク発生部１９からはスケール
情報データに対応するシフトクロツクが出力さ
れ、このシフトクロツクがデータ伸長回路２０に
与えられ８ビツトの受信主データに桁シフト（ビ
ツトシフト）が施され、且つ2′sコンプリメント
符号の場合には上位ビツトが極性ビツトで埋めら
れて、16ビツトのDPCM受信データに変換され
る。このとき桁シフトにより生ずる下位の空白ビ
ツトには例えば０データが付加される。この
DPC受信データが加算回路２１に与えられ、デ
ータホールドレジスタ２２に保持されている１サ
ンプル前の加算回路２１出力データと加算され
る。すなわち、この加算回路２１の出力データは
DPCM受信データの累計（積分）値、つまり15
ビツトのPCM受信データである。このPCM受信
データはデータホールドレジスタ２２を介して
Ｄ／Ａ変換器２３で逐次Ｄ／Ａ変換され、さらに
ローパスフイルタ２４で不要な高周波成分が除去
されて例えばオーデイオ信号等のアナログ信号と
して出力される。

このようにして、送信側で切捨部つまり桁落ち
部を累積して以後の送信データに反映させた送信
データを受信して有効な復号復調を行なうことが
できるため、８ビツトの主データを受信するだけ
で実質的に９ビツト以上での受信に相当する精度
が実現される。

上述のように、送信側でのデータ圧縮に際して
のスケール値の変動に伴なうオーバフローの発生
を充分に低くおさえることができ、少ないビツト
数で伝送可能な高効率PCMを有効に実現するこ
とができる。

なお、上述では特に説明していないがオーバフ
ローの発生確率が低くなれば、種々の方法によつ
て、得られるデータを補正するなど実質的にオー
バフローの影響を受けないように対策することが
可能である。

また、上述したようにスケール値の下降を緩か
にすることは、オーデイオ信号特に音響信号を伝
送する場合に最適である。何故ならば、音響信号
の主たる音源となるピアノ、ギター、ドラムス等
の楽器の多くは立上りは急であつても立下りは緩
かであるからである。すなわち、上述のようにス
ケール値を緩かに低下させるようにスケール値変
化に制限を加えることはむしろ自然であつて、ス
ケール値が検出値と大きくずれて聴感上のＳ／Ｎ
を悪化させることはなく、無理のない動作でオー
バフローの少ないシステムを構成することができ
る。

なお、本発明は上述し且つ図面に示す実施例に
のみ限定されることなく、その要旨を変更しない
範囲内で種々変形して実施することができる。

例えば、本発明はDPCMに限定されるもので
はなく通常のPCMの圧縮に用いてもよいことは
もちもんであり、送信側で上記実施例と実質的に
同様にアキユムレータ動作を用いているものであ
ればどのようなシステムに適用してもよいことも
いうまでもない。

また、本方式におけるデイジタル処理機能の一
部または全部をコンピユータを用いて実現しても
よい。

さらに、スケール情報は、主データ取出しのビ
ツト位置の基準を逆に（上位８桁を基準に）設定
し、第５図ａをスケール情報「７」、同図ｂを
「６」、同図ｃを「０」として、２進符号化するな
どしてもよい。

［発明の効果］ 本発明によれば、PCM符号データを少ないビ
ツト数で精度よく伝送して、しかもデータ圧縮時
のオーバフローエラーの発生を効果的に低減し、
エラー補償をも容易にして伝送精度を一層高め得
る信号伝送方式を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は差分PCMの一例を説明するためのシ
ステムブロツク図、第２図および第３図は通常の
PCMと差分PCMの相違を説明するための図、第
４図はPCMにおけるデータ圧縮の一例を示すシ
ステムブロツク図、第５図および第６図は同例を
説明するための図、第７図および第８図は同例に
おけるオーバフローエラーの発生を説明するため
の図、第９図および第１０図は本発明の一実施例
におけるそれぞれ送信側および受信側の構成を示
すブロツク図、第１１図は第９図の要部構成の一
例を示すブロツク図である。 １……Ａ／Ｄ変換器、２……サンプル遅延回
路、３……差分器、１４……ブロツク遅延回路、
１５……スケール決定回路、１６……データ圧縮
回路、１７……データ補正回路、１９……シフト
クロツク発生部、２０……データ伸長回路、２１
……加算回路、２２……データホールドレジス
タ、２３……Ｄ／Ａ変換器、２４……ローパスフ
イルタ。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 予定時間毎のデータ群からなるデータブロツ
   ク単位でPCM符号原データのブロツク内最大値
   を検出し、該検出値に基づいてスケール値を定
   め、該スケール値に対応するビツト位置から予定
   ビツト数のデータを逐次取出し且つその下位残余
   データを累積的に後続の原データに加算させて、
   上記原データから該原データよりも少ないビツト
   数である主データを得、この主データと上記スケ
   ール値を示すスケール情報とを伝送系で伝送し、
   これを受信して受信主データを受信スケール情報
   に応じてビツトシフトして上記原データと等しい
   ビツト数の再生データを得る信号伝送方式におい
   て、上記スケール値の決定に際し、上記ブロツク
   内最大値に対応するスケール値が直前のデータブ
   ロツクに対して設定されたスケール値より減少す
   ることとなる場合は、スケール値の変化量を１以
   下に制限してスケール値の設定を行ない、且つ増
   加することとなる場合は上記ブロツク内最大値に
   基づいて得られる値をそのまま用いてスケール値
   の設定を行なうようにしたことを特徴とする信号
   伝送方式。 ２ PCM符号原データは、差分PCM符号原デー
   タである特許請求の範囲第１項記載の信号伝送方
   式。