JPS6041336A - 信号伝送方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の技術分野］ 本発明はＰＣＭ（パルス符号変調）を用０た（８号伝送
に係り、特に差分ＰＣＭすなわちＤＰＣＭ（ｄｉｆｆｅ
ｒｅｎｔｉａｌ　Ｐ　Ｇ　Ｍ　）に好適な信号伝送方式
％式％ ［発明の技術的背景］ 効率のよいＰＣＭ符号化方式としてＤ　Ｐ　ＣＭが知ら
れている。通常のＰＧＭ符号化がオーディオ信号等のア
ナログ原信号を時々刻々とサンプリングした値をディジ
タルデータすなわちＰＣＭ符号として伝送するのに対し
、ＤＰＣＭは直前の値との差分すなわち２サンプル間の
差分だけをディジタルデータとして伝送するものである
。

第１図にＤＰＣＭ符号化を用いた伝送システムの一例を
示す。

この第１図のシステムでは差分をとるのにアナログ値の
状態で差分をとらずにディジタル値で差分をとっている
。すなわち、アナログ原信号例えばオーディオ信号はＡ
／Ｄ　（アナログ−ディジタル）変換器１で例えば１５
ビツトのディジタルデータに変換されレジスタ等を用い
た遅延回路２で１サンプル分遅延されたデータとともに
差分器３に与えられ、両者の差分データすなわちＤＰＣ
Ｍ符号が例えば１６ビツトで伝送系に送出される。

ここで、伝送系とは単なる接続線や変／復調系を介在し
た通信回線（電波、光等を媒体とする場合もある）等の
伝送路の他、記録／再生系（記録媒体がいわば伝送媒体
となる）などをも含むいわゆる広義の伝送系を指す。伝
送系にて伝送されたこの場合１６ビツトの差分データは
加算器４に与えられ遅延回路５で１サンプル分遅延され
た前回の加算器４出力と加算され累計（積分）されて例
えば１５ビツトのデータ、としてＤ／Ａ　（ディジタル
−アナログ）変換器６に与えられ、アナログオーディオ
信号が出力される。

ＤＰＣＭ符号化の特徴は時間的に隣接する２サンプル間
の差分データを伝送することにより、伝送するディジタ
ルデータの値を平均的に小さくすることができる点にあ
る。

第２図にアナログ原信号ＳＯを通常ＰＣＭで伝送する場
合のデータとなる値Ｄｉ１とＤＰＣＭで伝送する場合の
データとなる値［）ｄとの関係を示す。

ＴＳはサンプリング間隔である。同図より信号周期に対
して短かいく適正な）サンプリング間隔ＴＳとしている
かぎり伝送データが平均的に小さな値となることは容易
に理解し得る。特に、図示のようアンログ原信号の周波
数がサンプリング周波数に比して充分に低い場合には差
分データＤｄは非常に小さな値となる。

したがって、例えばある音楽信号を伝送するとき、伝送
されるディジタルデータのとる値の確率は、第３図に示
すようにＤＰＣＭの場合Ｏに近いほど顕著に高くなる傾
向がある。これに対し通常のＰＣＭの場合はＯ近傍への
集中傾向は極めて低い。この第３図からもＤＰＣＭの場
合伝送データ値が平均的に小さくなることがわかる。す
なわち、１６ビツトのＰＣＭ符号であってもこれをＤＰ
ＣＭで伝送するようにすれば通常は８ピットル１０ピツ
ト程度で大部分のデータが正しく伝送でき、かなり良好
な伝送が行える゛。

しかしながら、このようなりＰ’ＣＭ符号化では伝送デ
ータ値が平均的には小さくなるものの、まれに発生する
最大レベルデータはＰＣＭとほぼ同じデータ値（レベル
）となる点に問題がある。

すなわち、ＤＰＣＭの特徴は（イ）伝送データの平均的
レベルは非常に小さいこと、（ロ）伝送データの最大レ
ベルは普通のＰＣＭと同じであるがその出現確率は非常
に低いことの２点にある。

このように平均的レベルが小さく大レベル信号の出現確
率の低いデータを有効に伝送する方式として、原データ
に比して少ない所定ビット数で通常の伝送を行い、この
所定ビット数で表現できる範囲を越える大レベル信号は
有効ビット上位の上記所定ピッ１〜数のみを伝送データ
とし下位ビットは切捨てて伝送することか考えられる。

この場合切捨てた下位ビットについては、切捨てたビッ
ト数のみを受信側に伝送（切捨ビットの内容は送らない
）すれば、受信側で正しい桁数に戻すことができ、はぼ
正しい再生が行える。現実的には複数のサンプルからな
るデータブロック毎にブロック内のサンプルのうちの最
大レベル値を検出し、それに応じて該ブロック内のデー
タを桁シフトして上位所定ビット数のデータを主伝送デ
ータとするとともに上記桁シフト情報を切捨てビット数
に対応するスケール情報として、これら主伝送データと
スケール情報を伝送する。このようにすれば、多数のサ
ンプルデー夕からなるデータブロック毎に１個ずつのス
ケール情報を伝送するだけでほぼ充分な情報伝送が可能
となる。

このような方式を具体的な一例について詳細に説明する
。ここで説明する例は通常のＰＣＭ伝送において上記方
式により伝送データのビット数を低減するものであり、
第４図に構成を示す。

この場合、送信側は例えばオーディオ信号からなる入力
アナログ信号をＡ／Ｄコンバータ７で充分なピント数例
えば１５ビツトのディジタル予備変換データに予定時間
隔で変換した後、ディジタルレベル検出手段８でディジ
タル的に予定期間内の最大レベルまたはそれにほぼ相当
するレベルを検出し、例えば４ピツ゛トのスケール情報
データを得、そしてデータ圧縮部を構成するテイジタル
レベル可変制御手段９では上記スケール情報データに基
づいて上記Ａ／Ｄコンバータ７の出力予備変換データを
ディジタル的にレベルコントロールしてデータ圧縮し例
えば８ビツトの主データを得て、この主データと上記ス
ケール情報データとを合成手段１０にて多数の主データ
に１個のスケール情報データが対応するようにして伝送
系に送出する。

一方、受信側は分離手段１１で伝送系から受信した伝送
信号から主データとスケール情報データとを分離抽出し
、データ伸長部を構成するディジタルレベル可変制御手
段１２で上記主データを上記スケール情報データに基づ
いて送信側とは逆の制御特性でディジタル的なレベル可
変制御（データ伸長）を行ないＤ／Ａコンバータ１３で
アナログ化して出力アナログ信号を得る。

そして、上記ディジタルレベル検出手段８におけるディ
ジタルレベル検出は、予備変換データ中の有効ビット数
、すなわち有効ビットのうち符号ビットを除いたものの
最上位のビット位置、を検出することにより行ない、上
記ディジタルレベル可変制御手段９におけるディジタル
レベル可変制御は上記最上位有効ビット位置にほぼ対応
するビット位置部分を上記予備変換データより取り出し
て主データを作ることにより行なう。

例えば第５図（ａ　）〜（Ｃ）に示すように１５ビツト
の予備変換データ中斜線を施した部分が有効ビットであ
るとすれば、同図（ａ　）の場合有効ビットが予備変換
データのうち６ビツトを占有しており、８ビツトの主デ
ータをとるには、下位８ビツトをそのまま主データとす
ればよい。このとき主データをとる位置は下位８ビツト
であるので、予備変換データから何らビットシフトを行
なわずに下位８ヒツトのみをそのまま取り出したことに
相当し、このどきの制御レベルすなわちスケール情報は
上記シフトｍ　ｆ’ＯＪとなる。この例からもわかるよ
うにシフト量はＯビットが最小であるので有効ビット数
が８以下のときはスケール情報は一律に「０」を選定す
る。また同図（ｂ）の場合有効ビット数が９ビツトであ
るので、図から明らかなように主データの取出し位置は
上位（左）へ１ビツトシフトすることになりスケール情
報は「１」となって主゛データとして８ビツトをとれば
最下位有効ビットすなわち予備変換データの最下位ビッ
ト（ＬＳＢ）は無視され、この部分は誤差となる。（こ
のとき主データ８ビツトの取出し位置に対して予価変換
データを下位（右）に１ビツトシフトして下位１ビツト
を切捨てたと考えることもできる。ン同図（Ｃ）の場合
は有効ビット数が１５ビツトであり、スケール情報は「
７」となり、この場合は予備変換データの下位７ビツト
が無視される。すなわち、この場合スケール情報は切捨
てビット数に対応する。このようにして有効ビット数が
多い場合に無視され切捨てられる有効ビットは誤差とな
るが、主データの値に対して充分に小さな値である。こ
の場合、スケール情報のレベルは最大８（−２の３乗）
種類であるのでスケール情報データは３ビツトで済む。

現実にはスケール情報データは多数の子備変換データ毎
に１つのデータを対応させるので、予め対応する多数の
子備変換データ中の最大値を測定あるいは予測するなど
してスケール情報を検出設定し、該対応する多数の子備
変換データについて共通のスケール情報（シフト量〉と
し、このスケール情報を上記多数の子備変換データ毎に
検出更新する。

なお、上述では主データは予備変換データからビットシ
フトにより取り出したデータのみで構成したが、これは
取扱うアナログ信号が正負の一方のみの単極性の信号で
予備変換データ中に符号ビットが含まれない場合、また
は符号ビットが含まれていてもそれを伝送する必要がな
い場合である。

これに対し入力アナログ信号がオーディオ信号のように
正、負両方の混在する双極性の信号では予備変換データ
自体に符号ビットまたはそれに相当するビットが通常少
なくとも最上位ビット（ＭＢＳ）として含まれ、これも
実質的には重要な有効ビットであるので、この符号ビッ
ト１ビツトと上記ビットシフトにより得られるデータと
を主データとすることはもちろんである。すなわち主デ
ータが８ビツトの場合そのうちの１ビツトを符号ビット
とするので、この符号ビットとビットシフトにより得ら
れる７ビツトのデータで主データを構成する。

ところで、このようにした場合、受信側のディジタルレ
ベル可変制御手段９では伝送信号から分離された主デー
タを同様に分離されたスケール情報データの示すシフト
量でビットシフトして予備変換データと等しいビット数
の再生データを得ることになる。すなわち第５図（ａ）
に示した例の場合は８ビツトの主データをそのまま下位
８ビツトとして用いてもとの予備変換データと等しい１
５ビツトの再生データを得る。同図（ｂ）の例では同様
に８ビツトの主データを上位（左）に１ビツトシフトし
て下位に１ビツトの付加データを加え１５ビツトの再生
データを作り同図（Ｃ）の例では８ビツトの主データを
上位に７ビツトシフトして下位に７ビツトの付加データ
を加え１５ビツトの再生データを作る。ここで、下位に
付加するデータはＯデータまたは平均値データなど予め
一義的に定めたデータを用いる。すなわち、例えば１５
ビツトの予備変換データが第６図（ａ’）のようなデー
タであったとする。これに基づいて８ビツトの主データ
を送信する場合（ここでは符号ビットは考慮しない場合
を考えている）、図示のように有効ビットの上位８ビツ
トが主データとして抽出され、下位４ビツトが切捨てら
れる。受信側では上記主データを受け、予備変換データ
中の上記８ビツトの主データを取り出したビット位置に
応じたスケール情報に従って上記主データをビットシフ
トして１５ビツトの主データを作る。このとき、基本的
には第６図（ｂ　）に示すようにｏ　ｏ　ｏ　ｏ　”な
どシフトしたビット数に対応する０データを付加する。

また、平均的に原データとの誤差を少なくするためには
、該当ビット数で表現し得るデータの平均値にほぼ対応
する値、例えば第６図（Ｃ）に示すように’０１１１”
などの平均値データを付加データとすることが有効であ
る。付加データとしてはこれらＯデータや平均値データ
以外のデータであっても、ビット数毎に一定の値であれ
ば実用上問題はない場合が多い。なお、これら付加デー
タとしてＯデータ以外の値をとる場合には原データすな
わち予備変換データの下位ビットの示す値と上記付加デ
ータとの差が実質的な切捨データであることはいうまで
もない。

ところで、上記第４図に示した例のような方式は通常の
ＰＣＭすなわちＰＣＭ符号データをその、まま伝送する
ときには利用できるが、ＤＰＣＭにはそのまま適用する
のは困難であり望ましくない。

その主たる理由は、第１図に示したようにＤＰＣＭの受
信には受信データの累計・積分動作による復号が必要で
あり、送信側における切捨てによって生じた誤差が受信
側で加算累計され、大きな誤差となってしまうからであ
る。

このため、ＤＰＣＭで伝送データの平均レベルを低下さ
せても、現実の伝送データのビット数を減らすことはで
きなかった。

なお、例えばＡＤＰＣＭ　（ａｄａｐｔｉｖｅ　ＤＰＣ
Ｍ〜適応差分ＰＣＭ）のように送受の間で予め一定の法
則を定めて受信側のレベル分解能を低下させながら非線
形な送受を行なって伝送ビット数を下げることも考えら
れるが、このようなＡＤＰＣＭ等はあまり高精度とはい
えず、受信側において良好な再生ができないばかりでな
く装置が複雑になるなど多くの問題をかかえていた。

これに対し、ＤＰＣＭによる伝送データの平均レベルの
低減効果を活かして、少ないビット数で高精度の伝送を
可能とする伝送方式として次のような方式が考えられる
。

すなわち、ＰＣＭ符号データをＤＰＣＭデータに逐次変
換する第１の処理と、上記ＤＰＣＭＰＣＭ符号データづ
き、該ＤＰＣＭ符号データの大きさを検定し予め定めら
れた数のサンプルを１ブロツクとして該データブロック
内の最大データが送れるように、上位有効ビットを優先
して逐次選定したビット位置より該ＤＰＣＭ符号データ
よりもデータ長の短かい予定ピット数の（送信）主デー
タを取出すとともに、上記ビット位置をスケール情報と
して取出す第２の処理と、上記主データを得る際に実質
的に切捨てられた下位データカくある場合には該切捨デ
ータを上記第１の処理で変換された後続のＤＰＣＭ符号
データに加算して上記第１の処理で得たＤＰＣＭ符号デ
ータに代えて上記第２の処理に供する第３の処理と、こ
れら第１〜第３の処理の結果上記第２の５１！ｌ理で得
られた主データとスケール情報とを伝送系に送出する第
４の処理と、この第４の処理で送信された送信データを
受信し該受信データに基づき受信スケール情報に応じた
ビットシフトを用いて受信主データをＤＰＣＭデータに
変換してＤＰＣＭ符号の復号復調を行う第５の処理とを
行なう方式である。

ところで、このような方式において、送信側の上記第２
．第３の処理の中心となるデータ圧縮部では、具体的に
は例えばアキュムレータを次のように動作させる。

すなわち、例えば１６ビツトの入力ＤＰＣＭ符号データ
は前回の送信主データの抽出により抽出・伝送されずに
アキュムレータに残った下位残余データ（すなわち切捨
データ）と加算され、この加算後のデータの上位有効ビ
ット部分例えば８ビツトが抽出され主データとして伝送
される。この結果再びアキュムレータには下位残余デー
タが残る。ここで、上記主データを取出すビット位置（
上位有効ビット位置）は同一データブロック内では同一
であり、このビット位置を示す情報がスケール値として
ブロック毎に伝送される。

この場合、入力ＤＰＣＭ符号データがアキュムレータ内
の下位残余データと加算された結果、主データの伝送ビ
ット範囲を越える桁上りを生じ、オーバフローしてしま
うことがある。入力ＤＰＣＭ符号データの有効桁数はア
キュムレータでの加算が行われる前にブロック単位で予
め調べられ、ブロック内の最大値と伝送主データの桁数
との差がスケール値（≧０）となっているので、上記オ
ーバフローが生ずると有効ビット中量も重要な上位ビッ
トが伝送されず大きなエラーを生じてしまう。

第７図を参照して、ＤＰＣＭ符号に２／Ｓコンブリメン
トを用い且つスケール値が６で一定の場合における一例
を説明する。

前回の主データ抽出により、アキュムレータに残ってい
る下位残余データが第７図（ａ）に示すように’１１０
０００″なるデータである状態で、同図（ｂ）のように
“’０００１１１１１１１０１１１０１　”なるＤＰＣ
符号データが入力された場合、アキュムレータで両者が
加算され、同図（０）に示ｔよｌ＋に”００１００００
０００００１１０１″なるデータかられる。スケール値
は６であるので゛、この場合の伝送主データは同図（（
１）に示すように’１０００００００”となる。この場
合、原データでは最上位の符号ビットが、データが正′
であるにもかバわらず上述の桁上りにより正を示すＯ″
でなく負を示す″１″となり、大きな誤つとなってしま
う。

このような不都合が発生するためには、（ａ　）入力デ
ータに１″が７個以上連続して存在すること、（ｂ　）
アキュムレータの内容（すなわち前回の下位残余データ
）と入力データの下位桁との加算結果が伝送主データを
取り出している伝送ビット位置以上に桁上りすること、
の２つの条件が共に満される必要がある。したがって、
その発生確率は一般的にいっておよそ２の８乗＝２５６
回に１回程度という低いものである。

すなわち、このようなオーバフローエラーの発生確率は
低く、ここでは特に説明しないがいくつかの方法により
対処することが可能である。

しかしながら、スケール値が直前のデータブロックから
大幅に下った場合には上述とほぼ同様のオーバフローの
発生があり、この種のオーバフローの発生確率は非常に
高くなるＪ 第８図を参照してこの種のオーバフローの発生について
詳述する。この場合、ＤＰＣＭ符号はやはり２／　Ｓコ
ンブリメントとし、スケール値が６から１に変化するも
のとする。

前回の主データ抽出によりアキュムレータに残っている
下位残余データが第８図（ａ）に示すように’１１００
００”なるデータである状態で、スケール値が６から１
に変り、同時に同図（ｂ）のように”００００００００
１１０１１１０１”なる入力データが与えられた場合、
アキュムレータで両者が加算され。同図（Ｃ）に示すよ
うな”０００００００１００００１１０１”なるデータ
が得られる。スケール値は“１″となっているのでこの
場合の伝送主データは同図（ｄ　）に示すように’１０
０００１１０”となって、やはり最上位の符号ビットが
桁上りにより負を意味するＩＩ　１１１となってしまう
。

このようなケースの発生する確率は一般的には２の３乗
＝８回に１回程度と非常に高く大きな問題となる。

このように、上述のＪ：うなデータ圧縮を行なった場合
、特にスケール値の減少時、すなわち入力データの値が
小さくなるときにエラー発生の確率が高く、実用上人き
な問題となる。

［発明の目的］ 本発明の目的とするところは、ＰＣＭ符号データを少な
いビット数で精度よく伝送して、しかも伝送データのオ
ーバフローエラーの発生確率を効果的に低減化し、伝送
精度を一層高め得る信号伝送方式を提供することにある
。

［発明の概要コ 本発明は、スケール値が小さくなる場合におけるスケー
ル値の変化に制限を加えることによって、オーバフロー
エラーの発生確率を充分に低くおさえることを特徴とし
ている。

［発明の実施例］ 第９図および第１０図に本発明の一実施例の構成を示す
。第９図は本実施例の送信側の構成を、第１０図は本実
施例の受信側の構成をそれぞれ示すものである。

第９図において、第１図と同様の部分には同符号を付し
てその詳細な説明を省略する。

すなわち、１はオーディオ信号等のアナログ原信号入力
をディジタルデータに変換するＡ／Ｄ変換器、２はＡ／
Ｄ変換されたＰＣＭ符号データ１サンプル分遅延するサ
ンプル遅延回路、３（よＰＣＭ符号データの連続する２
サンプル間の差分をとる差分器であり、差分器３の出力
として例えば１６ビツトのＤＰＣＭ符号データカ１られ
る。

１４は例えばメモリを用いて構成されるブロック遅延回
路であり、差分器３から出力されるＤＰＣＭ符号データ
を１デ一タブロツク分遅延させる。

１５は本発明の特徴部分であるスケール決定回路であり
、差分器３空出力されるＤＰＣＭ符号データ１ブロック
分の全データから各データブロック内のサンプルデータ
の絶対値の最大値をもとにブロック毎の原スケール値を
検出し、且つこの原スケール値を前回の設定スケール値
と比較して、スケール値が増加傾向（つまりデータの絶
対値力（増加傾向）にあるときは原スケール値をそのま
ま設定スケール値に決定し、スケール値が減少傾向（つ
まりデータの絶対値が減少傾向）にあるとき、すなわち
、 （前回設定スケール値−人力原スケール値）≧１である
ときは、今回の原スケール値の値にかかねらす、 （前回設定スケール値）−１ にその回の設定スケール値を設定し、該設定スケール値
を例えば桁シフト不要の場合を含めて４ビツトのデータ
として出力する。

すなわち、このスケール決定回路１５は具体的には例え
ば第１１図に示すように構成する。

第１１図において、スケール値検出部１５ａは入力Ｄ　
Ｐ　ＣＩＶ＋符号データ１ブロック分から絶対値の最大
データに基づく原スケール値を検出する。

スケール値設定部１５ｂはスケール値検出部１５ａで検
出された原スケール値を前回の設定スケール値と比較し
、両者が等しい場合、あるいは入力原スケール値（その
回の原スケール値）の方が大きい場合には入力スケール
をそのまま設定スケール値として出力し、入力原スケー
ル値の方が小さい場合にはその原スケール値の大きさに
かかわらず （前回設定スケール値）−１ を設定スケール値として出力する。スケール値保持部１
５ｃはスケール値設定部Ｔ５ｂから出力される設定スケ
ール値を１ブロック期間保持してスケール値設定部１５
ｂに与え、スケール値設定部１５ｂにおいて次回のスケ
ール値決定詩に前回設定スケール値として用いられる。

なお、上述では符号に正負の存在する２′ｓコンブリメ
ントを用いるものとしたので、スケール値がサンプルデ
ータの絶対値の最大値で決せられるとして説明したが、
２＝ｓフンプリメントでない符号を用いる場合にはその
符号に見合った他の方式によってスケール値の検出を行
なう必要が生ずる場合もあり得る。

１６はデータ圧縮回路、１７はデータ補正回路であり、
これら両者により先に説明したデータ圧縮部の機能を実
現している。

すなわち、これらデータ圧縮回路１６とデータ補正回路
１７は上述したアキュムレータの機能をニガしてそれぞ
れ分担している。データ補正回路１７はブロック遅延回
路１４がら出力されるＯＰＣＭ符号データのうちスケー
ル決定回路１５で設定されたスケール値に応じて主デー
タを取出した（減算した）Ｓ合に残る下位残余データ（
この場合最大８ビツト）分のみを例えば８ビツトの加算
器に逐次入力して累積加算するととしに、該下位残余デ
ータの、累積分がスケール値変化および累゛積桁上りの
少なくとも一方により上記伝送桁（主データ取出し桁）
内に桁上りを生ずる場合この桁上りデータ（この場合ス
ケール値変化をスケール値減少について最大１と制限し
ているので２ピッｌ−以下のデータとなる）を補正デー
タとして出力する。データ圧縮回路１６はブロック遅延
回路１７１から出力されるＤＰＣＭ符号データが与えら
れ、このＤＰＣＭ符号データのうちスケール決定回路１
５から与えられるスケール値に応じたピッ１ル位置の８
ビツトのデータを取り出し、これにデータ補正回路１７
から与えられる補正データを加詐し。

、伝送主データとして出力する。この８ピツ１〜の伝送
主データとスケール決定回路１５がら出力されるブロッ
ク毎の４ビツトのスケール情報データどが伝送系の伝送
路へのデータ送出を行なうためのインタフェース（図示
せず）に供給され、両データが並列的にあるいは時分割
的に多重化されて直列的に伝送路に送出される。

また、１８はコントロールシーケンサ／クロックジェネ
レータ部であり、上記各部すなわちＡ／Ｄ変換器１、サ
ンプル遅延回路２、差分器３、ブロック遅延回路１４、
スケール決定回路１５、データ圧縮回路１６、データ補
正回路１７の各部をそれぞれ所定のタイミングで所定の
ごとく動作させるため、各部に制御信号およびクロック
信号の少なくとも一方を与えている。

以上が本実施例にお【プる送信側の構成であり、次に本
実施例の受信側の構成を説明する。

第１０図において、伝送系の伝送路からインタフェース
（図示せず）を介して（合成信号として伝送された場合
は適宜分離されて）、この場合、８ビツトの主データと
４ピツ１〜のスケール情報データが入力される。

１９はシフトクロック発生部であり、伝送路インタフェ
ースから入力されたスケール情報データに基づいてシフ
トすべきビット数に対応するシフトクロックを出力する
。２０は例えばシフトレジスタを用いたデータ伸長回路
であり、伝送路インタフェースから入力された主データ
すなわち圧縮ＤＰＣＭ符号データ（８ビツト）をシフ１
−クロック発生部１９から与えられるシフトクロックに
よってこの場合上位へピッ１−シフトし１６ビツトのＤ
ＰＣＭ受信データに伸長する。なお、このデータ伸長に
際し２−ｓコンブリメントの符号で全体の動作が行なわ
れるように作られている場合には、シフトの回数に関連
し、主データ（圧縮Ｄ　Ｐ　ＣＭ符号）のＭＳＢにある
極性符号と同じもの（０ま路≠を舎半２０において８ビ
ツトの主データはそのデータの属するブロックのスケー
ル情報に応じたピッ＋−ラフトが施され、ＤＰＣＭ受信
データに変換される。２１はこの場合１６ピツトの全加
算器からなる加算回路であり、第１図における加算器４
に対応し、データ伸長回路２０から出力されたＤＰＣＭ
受信データを加算累計して１５ビツトのＰＣＭ受信デー
タとして出力する。２２はデータホールドレジスタであ
り、第１図における遅延回路５にほぼ相当し１サンプル
前の加算回路２１の出力ＰＣＭ受信データすなわち１サ
ンプル前までの累計値を保持し、そのまま加算回路２１
に入力し最新のデータ伸長回路出力（ＤＰＣＭ受信デー
タ）との加算に供する。２３は第１図のＤ／Ａ変換器６
にほぼ相当するＤ／Ａ変換器であり、データホールドレ
ジスタ２２に保持された１５ビツトのＰＣＭ受信データ
をアナログ値に戻す。２４はＤ／Ａ変換器２３の出力か
ら不要な高周波成分を除去するローパスフィルタであり
、この出力としてオーディオ信号等のアナログ信号が得
られる。

また、２５はコントロールシーケンサ／クロックジェネ
レータであり、上記各部、すなわちシフトクロック発生
部１９、データ伸長回路２０．データホールドレジスタ
２２等の各部をそれぞれ所定のタイミングで所定のごと
く動作させるため、各部に制御信号およびクロック信号
の少なくとも一方を与えている。

次に上述した構成における動作について説明する。

まず送信側において、アナログ原信号（例えばオーディ
オ信号）はＡ／Ｄ変換器１でＰＣＭ符号データ（１５ビ
ツト）に変換され、サンプル遅延回路２で遅延された１
サンプル前のデータとの差分が差分器３で算出されＤＰ
ＣＭ符号データ（１６ビツト）に変換される。

このデータはスケール決定回路１５に与えられ、所定数
のサンプルからなる１ブロツク分のＤＰＣＭ符号データ
から最大差分く差分には正負があるので正確には差分の
絶対値すなわち差が最も大きな値）がスケール値検出部
１５ａでめられ、該スケール値検出部１５ａからは該最
大差分に応じた原スケール値（桁シフト情報）データ（
４ビツト）が出力される。この原スケール値はスケール
値設定部１５ｂにおいて前回の設定スケール値（スケー
ル値保持部１５ｃで保持されている）と比較され、先に
述べたように増加時は原スケール値がそのまま出力され
、減少時は原スケール値にかか−わらず前回設定スケー
ル値より１だけ小さい値がスケール値として設定される
。

このスケール決定回路１５の設定スケール値出力はブロ
ック毎に更新され、１ブロツクのＤＰＣＭ符号データに
共通のスケール値データとなる。

このスケール情報検出の時間ずれを補正するためブロッ
ク遅延回路１４で１ブロツク分遅延されたＤＰＣＭ符号
データがデータ圧縮回路１６およびデータ補正回路１７
で逐次スケール値に応じてデータ圧縮される。すなわち
、データ補正回路１７では上記設定スケール値に対応し
て切捨データとなる下位残余デ′−タを保持加算して累
積し、伝送主データとなる桁内へ桁上げがあるときはそ
れを補正データとしてデータ圧縮回路１６に与える。

データ圧縮回路１６ではブロック遅延回路１４から出力
されるＤＰＣＭ符号データからスケール決定回路１５の
出力である設定スケール値に対応する８ビツトの上位有
効ビットを取り出しこれに上記補正データを加算して主
データとして出力する。

これは実質的に先に述べたブロック遅延回路１４から出
力されるＤＰＣＭ符号データをスケール決定回路１５か
ら出力されるスケール値に応じた上位有効ビットを８ビ
ット取り出し主データとして出力するとともに、下位ビ
ットの切捨てが行なわれたときはその切捨（下位残余）
データを残しておき、次のＤＰＣＭ符号データに加算し
て同様のデータ圧縮、切捨データ加算処理に供すること
に相当する。このため、主データで伝送されなかった桁
落ち切捨分の下位残余データは次のＤＰＣＭ符号データ
と加算され累積されるので、実質的に後続の主データに
含められて伝送される。この主データとスケール情報デ
ータがインタフェースを介して伝送系に送出される。こ
のとき、伝送路に送出するにあたり、時分割合成を行な
った場合は、伝送データのビット数は最大８ビツトとな
るので伝送系は８ビツト分の伝送路があればよい。なお
、時分割合成に際しスケール情報データを介挿するため
必要に応じて主データ列を時間軸圧縮するなどの処理を
施してもよいことはいうまでもない。

ＰＣＭが基準レベル例えばＯレベルからの符号を含む値
を伝送するのに対し、ＤＰＣＭはサンプル間の差分を伝
送するため、オーディオ信号等の周波数がサンプリング
周期に比して非常に高い場合には正のピーク値付近と負
のピーク値付近の差分がＤＰＣＭ符号となる場合があり
、このためＤＰＣＭ符号データの最大ビット数はＰＣＭ
符号データより１ビット多く必要となる。したがって上
述では１５ビツトのＰＣＭ符号データから１６ビツトの
ＤＰＣＭ符号データを得、これを８ビツトの主データで
伝送するためのスケール値は桁シフト不要の場合を含め
て９種となり、４ビツトのスケール情報データとしてい
る。

このようにして伝送系に送出された送信データを受信す
る受信側の動作について説明する。

伝送系からインタフェースを介して得られる受信データ
は、圧縮ＤＰＣＭ符号からなるこの場合８ビツトの主デ
ータとデータブロック毎のこの場合４ビツトのスケール
情報データである。もちろん、この受信データは伝送さ
れてきたディジタルデータそのままである場合もあるが
、ディジタル復調されたデータである場合もある。何故
ならば一般にディジタル信号を伝送（記録）する場合に
は、種々のディジタル変調、例えばＭＦＭ（ｍｏｄ−ｔ
ｆｉｅｄ　ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　ｎ＋ｏｄｕｌａＮｏｎ
）変調、パイフェイズ変調、３　ＰＭ　（ｔｈｒｅｅ　
ｐｏｓｉｔｉｏｎ　ｍｏｄｕｌａＮｏｎ　）変調等々を
施す場合も少なくないが、上述ではこれらも伝送系ある
いはインタフェースの中に含めて扱っているから、この
ようなディジタル変調が施されて伝送されている場合に
は受信側ではそのディジタル変調についての復調を行っ
て上述の受信データを得るからである。

上記受信データすなわち主データとスケール情報データ
はインタフェースからそれぞれデータ伸長回路２０とシ
フトクロック発生部１９に入力される。シフトクロック
発生部１９からはスケール情報データに対応するシフト
クロックが出力され、このシフトクロックがデータ伸長
回路２Ωに与えられ８ビツトの受信主データに桁シフト
（ビットシフト）が施され、且つ２−ｓコンブリメント
符号の場合には上位ビットが極性ビットで埋められて、
１６ビツトのＤＰＣＭ受信データに変換される。このと
き桁シフトにより生ずる下位の空白ビットには例えばＯ
データが付加さ、れる。このＯＰＣＭ受信データが加算
回路２１に与えられ、７’　−タホールドレジスタ２２
に保持されている１サンプル前の加算回路２１出力デー
タと加算される。

すなわち、この加算回路２１の出力データはＤＰＣＭ受
信データの累計（積分）値、つまり１５ビツトのＰＣＭ
受信データである。このＰＣＭ受信データはデータホー
ルドレジスタ２２を介してＤ／Ａ変換器２３で逐次Ｄ／
Ａ変換され、さらにローパスフィルタ２４で不要な高周
波成分が除去されて例えばオーディオ信号等のアナログ
信号として出力される。

このようにして、送信側で切捨部つまり桁落ち部を累積
して以後の送信データに反映させた送信データを受信し
て有効な復号復調を行なうことができるため、８ビツト
の主データを受信するだけで実質的に９ビツト以上での
受信に相当する精度が実現される。

上述のように、送信側でのデータ圧縮に際してのスケー
ル値の変動に伴なうオーバフローの発生を充分に低くお
さえることができ、少ないピッ１−数で伝送可能な高効
率ＰＣＭを有効に実現することができる。

なお、上述では特に説明していないがオーバフローの発
生確率が低くなれば、種々の方法によって、得られるデ
ータを補正するなど実質的にオーバフローの影響を受け
ないように対策することが可能である。

また、上述したようにスケール値の下降を緩かにするこ
とは、オーディオ信号特に音響信号を伝送する場合に最
適である。何故ならば、音響信号の主たる音源となるピ
アノ、ギター、ドラムス等の楽器の多くは立上りは急で
あっても立下りは緩かであるからである。すなわち、上
述のようにスケール値を緩かに低下させるようにスケー
ル値変化に制限を加えることはむしろ自然であって、ス
ケール値が検出値と大きくずれて聴感上のＳ／Ｎを悪化
させることはなく、無理のない動作でオーバフローの少
ないシステムを構成することができる。

なお、本発明は上述し且つ図面に示す実施例にのみ限定
されることなく、その要旨を変更しな０範囲内で種々変
形して実施することができる。

例えば、本発明はＤＰＣＭに限定されるものではなく通
常のＰＣＭの圧縮に用いてもよいことはもちろんであり
、送信側で上記実施例と実質的に同様なアキュムレータ
動作を用いているものであればどのようなシステムに適
用してもよいこともいうまでもない。

また、本方式におけるディジタル処理機能の一部または
全部をコンピュータを用いて実現してもよい。

さらに、スケール情報は、主データ取出しのビット位置
の基準を逆に（上位８桁を基準に）設定し、第５図（ａ
）をスケール情報「７」、同図（ｂ）を「６」、同図（
Ｃ）を「０」として、２還付号化するなどしてもよい。

［発明の効果］ 本発明によれば、ＰＣＭ符号データを少ないビット数で
精度よく伝送して、しかもデータ圧縮時のオーバフロー
エラーの発生を効果的に低減し、エラー補償をも容易に
して伝送精度を一層高め得る信号伝送方式を提供するこ
とができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は差分ＰＣＭの一例を説明するためのシステムブ
ロック図、第２図および第３図は通常のＰＣＭと差分Ｐ
ＣＭの相違を説明するための図、第４図はＰＣＭにおけ
るデータ圧縮の一例を示すシステムブロック図、第５図
および第６図は同例を説明するための図、第７図および
第８図は同例におけるオーバフローエラーの発生を説明
するための図、第９図および第１０図は本発明の一実施
例におけるそれぞれ送信側および受信側の構成を示すブ
ロック図、第１１図は第９図の要部構成の一例を示すブ
ロック図である。 １・・・Ａ／Ｄ変換器、２・・・サンプル遅延回路、３
・・・差分器、１４・・・ブロック遅延回路、１５・・
・スケール決定回路、１６・・・データ圧縮回路、１７
・・・データ補正回路、１９・・・シフトクロック発生
部、２０・・・データ伸長回路、２１・・・加算回路、
２２−・・データホールドレジスタ、２３・・・Ｄ／Ａ
変換器、２４・・・ローパスフィルタ。 出願人代理人　弁理士　鈴江武彦

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 予定時間毎のデータ群からなるデータブロック単位でＰ
   ＧＭ符号原データのブロック内最大値を検出し、該検出
   値に基づいてスケール値を定め、上記原データの該スケ
   ール値に対応するビット位置から予定ビット数のデータ
   を逐次取出すとともにその実質的な下位残余データを後
   続の原データに加算して、上記原データより少ないビッ
   ト数であって該原データの上位有効ビットがおおむね優
   先された主データを得、この主データと上記スケール値
   を示すスケール情報とを伝送系で伝送し、これを受信し
   て受信主データを受信スケール情報に応じてビットシフ
   トして上記原データと等しいビット数の再生データを得
   る信号伝送方式において、上記スケール値の決定に際し
   、上記ブロック内最大値が直前のデータブロックのそれ
   より減少する場合は、上記直前のデータブロックに対し
   て上記ブロック内最大値から得られる値の変化が大きく
   てもスケール値の変化を制限してスケール値の設定を行
   ない、且つ増加する場合は上記ブロック内最大値に基づ
   いて得られる値をそのまま用（Ｘてスケール値の設定を
   行なうようにしたことを特徴とする信号伝送方式。