JPH02290342A - 受信装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の技術分野コ 本発明はＰＣＭ（パルス符号変調）を用いた信号伝送に
係り、特に差分ＰＣＭすなわちＤＰＣＭ（ｄｉｆｆｅｒ
ｅｎｔｉａｌ　　ＰＣＭ）に好適な信号伝送方式の実施
に使用する受信装置に関するものである。

［発明の技術的背景］ 効率のよいＰＣＭ符号化方式としてＤＰＣＭが知られて
いる。通常のＰＣＭ符号化がオーディオ信号等のアナロ
グ原信号を時々刻々とサンプリングした値をディジタル
データすなわちＰＣＭ符号として伝送するのに対し、Ｄ
ＰＣＭは直前の値との差分すなわち２サンプル間の差分
だけをディジタルデータとして伝送するものである。

第１図にＤＰＣＭ符号化を用いた伝送システムの一例を
示す。

この第１図のシステムでは差分をとるのにアナログ値の
状態で差分をとらずにディジタル値で差分をとっている
。すなわち、アナログ原信号例えばオーディオ信号はＡ
／Ｄ　（アナログーディジタル）変換器１で例えば１５
ビットのディジタルデータに変換されレジスタ等を用い
た遅延回路２で１サンプル分遅延されたデータとともに
差分器３に与えられ、両者の差分データすなわちＤＰＣ
Ｍ符号が例えば１６ビットで伝送系に送出される。

ここで、伝送系とは単なる接続線や変／復調系を介在し
た通信回線（電波，光等を媒体とする場合もある）等の
伝送路の他、記録／再生系（記録媒体がいわば伝送媒体
となる）などを含むいわゆる広義の伝送系を指す。伝送
系にて伝送されたこの場合１６ビットの差分データは加
算器４に与えられる遅延回路５で１サンプル分遅延され
た前回の加算器４出力と加算され累計（積分）されて例
えば１５ビットのデータとしてＤ／Ａ　（ディジタルー
アナログ）変換器６に与えられ、アナログオーディオ信
号が出力される。

ＤＰＣＭ符号化の特徴は時間的に隣接する２サンプル間
の差分データを伝送することにより、伝送するディジタ
ルデータの値を平均的に小さくすることができる点にあ
る。

第２図にアナログ原信号Ｓｏを通常ＰＣＭで伝送する場
合のデータとなる値ＤｐとＤＰＣＭで伝送する場合のデ
ータとなる値Ｄｄとの関係を示す。

Ｔｓはサンプリング間隔である。同図より信号周期に対
して短かい（適正な）サンプリング間隔ＴＳとしている
かぎり伝送データが平均的に小さな値となることは容易
に理解し得る。特に、図示のようなアナログ原信号の周
波数がサンプリング周波数に比して充分に低い場合には
差分データＤｄは非常に小さな値となる。

したがって、例えばある音楽信号を伝送するとき、伝送
されるディジタルデータのとる値の確率は、第３図に示
すようにＤＰＣＭの場合０に近いほど顕著に高くなる傾
向がある。これに対し通常のＰＣＭの場合は０近傍への
集中傾向は極めて低い。この第３図からもＤＰＣＭの場
合伝送データ値が平均的に小さくなることがわかる。す
なわち、１６ビットのＰＣＭ符号であってもこれをＤＰ
ＣＭで伝送するようにすれば通常は８ビット〜１０ビッ
ト程度で大部分のデータが正しく伝送でき、かなり良好
な伝送が行える。

しかしながら、このようなＤＰＣＭ符号化では伝送デー
タ値が平均的には小さ゜くなるものの、まれに発生する
最大レベルデータはＰＣＭとほぼ同しデータ値（レベル
）となる点に問題がある。

すなわち、ＤＰＣＭの特徴は（イ）伝送データの平均的
レベルは非常に小さいこと、（口）伝送データの最大レ
ベルは普通のＰＣＭの２倍であるがその出現確率は非常
に低いことの２点にある。

このように平均的レベルが小さく大レベル信号の出現確
率の低いデータを有効に伝送する方式として、原データ
に比して少ない所定ビット数で通常の伝送を行い、この
所定ビット数で表現できる範囲を越える大レベル信号は
有効ビット上位の上記所定ビット数のみを伝送データと
して下位ビットは切捨てて伝送することが考えられる。

この場合切捨てた下位ビットについては、切捨てたビッ
ト数のみを受信側に伝送（切捨ビットの内容は送らない
）すれば、受信側で正しい桁数に戻すことができ、ほぼ
正しい再生が行える。現実的には複数のサンプルからな
るデータブロック毎にブロック内のサンプルのうち最大
レベル値を検出し、それに応じて該ブロック内のデータ
を桁シフトして上位所定ビット数のデータを主伝送デー
タとするとともに上記桁シフト情報を切捨てビット数に
対応するスケール情報として、これら主伝送データとス
ケール情報を伝送する。このようにすれば、多数のサン
プルデータからなるデータブロック毎に１個ずつのスケ
ール情報を伝送するだけでほぼ充分な情報伝送が可能と
なる。

このような方式を具体的な一例について詳細に説明する
。ここで説明する例は通常のＰＣＭ伝送において上記方
式により伝送データのビット数を低減するものであり、
第４図に構成を示す。

この場合、送信側は例えばオーディオ信号からなる人力
アナログ信号をＡ／Ｄコンバータ７で充分なビット数例
えば１５ビットのディジタル予備変換データに予定時間
間隔で変換した後、ディジタルレベル検出手段８でディ
ジタル的に予定期間内の最大レベルまたはそれにほほ相
当するレベルを検出し、例えば４ビットのスケール情報
データを得、そしてデータ圧縮部を構成するディジタル
レベル可変制御手段９ては上記スケール情報データに基
づいて上記Ａ／Ｄコンバータ７の出力予備変換データを
ディジタル的にレベルコントロールしてデータ圧縮し例
えば８ビットの主データを得て、この主データと上記ス
ケール情報データとを合成手段１０にて多数の主データ
に１個のスケール情報データが対応するようにして伝送
系に送出する。一方、受信側は分離手段１１で伝送系か
ら受信した伝送信号から主データとスケール情報データ
とを分離抽出し、データ伸長部を構成するディジタルレ
ベル可変制御手段１２で上記主データを上記スケール情
報データに基づいて送信側とは逆の制御特性でディジタ
ル的なレベル可変制御（データ伸長）を行ないＤ／Ａコ
ンバータ１３でアナログ化して出力アナログ信号を得る
。

そして、上記ディジタルレベル検出手段８におけるディ
ジタルレベル検出は、予備変換データ中の有効ビット数
、すなわち有効ビットのうち符号ビットを除いたものの
最上位のビット位置、を検出することにより行ない、上
記ディジタルレベル可変制御手段９におけるディジタル
レベル可変制御は上記最上位有効ビット位置にほぼ対応
するとット位置部分を上記予備変換データより取り出し
て主データを作ることにより行なう。

例えば第５図（ａ）〜（Ｃ）に示すように１５ビットの
予備変換データ中斜線を施した部分が有効ビットである
とすれば、同図（ａ）の場合有効ビットが予備変換デー
タのうち６ビットを占有しており、８ビットの主データ
をとるには、下位８ビットをそのまま主データとすれば
よい。このとき主データをとる位置は下位８ビットであ
るので、予備変換データから何らビットシフトを行なわ
ずに下位８ビットのみをそのまま取り出したことに相当
し、このときの制御レベルすなわちスケール情報は上記
シフト量「０」となる。この例からもわかるようにシフ
ト量は０ビットが最小であるので有効ビット数が８以下
のときはスケール情報は一律に「０」を選定する。また
同図（ｂ）の場合有効ビット数が９ビットであるので、
図から明らかなように主データの取出し位置は上位（左
）へ１ビットンフトすることになりスケール情報は「１
」となって主データとして８ビットをとれば最下位有効
ビットすなわち予備変換データのＬＳＢ（最下位ビット
）は無視され、この部分は誤差となる。（このとき主デ
ータ８ビットの取出し位置に対して予備変換データを下
位（右）に１ビットシフトして下位１ビットを切捨てた
と考えることもできる。）同図（Ｃ）の場合は有効ビッ
ト数が１５ビットであり、スケール情報は「７」となり
、この場合は予備変換データの下位７ビットが無視され
る。すなわち、この場合スケール情報は切捨てビット数
に対応する。このようにして有効ビット数が多い場合に
無視され切捨てられる有効ビットは誤差となるが、主デ
ータの値に対して充分に小さな値である。この場合、ス
ケール情報のレベルは最大８（−２の３乗）種類である
のでスケール情報データは３ビットで済む。現実にはス
ケール情報データは多数の予備変換データ毎に１つのデ
ータを対応させるので、予め対応する多数の予備変換デ
ータ中の最大値を測定あるいは予測するなどしてスケー
ル情報を検出設定し、該対応する多薮の予備変換データ
について共通のスケ−ル情報（シフト二）とし、このス
ケール情報を上記多数の予備変換データ毎に検出更新す
る。

なお、上述では主データは予備変換データからビットシ
フトにより取り出したデータのみで構成したが、これは
取扱うアナログ信号が正負の一方のみの単極性の信号で
予備変換データ中に符号（極性）ビットが含まれない場
合、または符号ビットが含まれていてもそれを伝送する
必要がない場合である。これに対し人力アナログ信号が
オーディオ信号のように正、負両方の混在する双極性の
信号では予備変換データ自体に符号ビットまたはそれに
相当するビットが通常少なくともＭＳＢ（最上位ビット
）として含まれ、これも実質的には重要な有効ビットで
あるので、この符号ビット１ビットと上記ビットシフト
により得られるデータとを主データとすることはもちろ
んである。すなわち主データが８ビットの場合そのうち
の１ビットを符号ビットとするので、この符号ビットと
ビットシフトにより得られる７ビットのデータで主デー
タを構成する。

ところで、このようにした場合、受信側のディジタルレ
ベル可変制御手段９では伝送信号から分離された主デー
タを同様に分離されたスケール情報データの示すシフト
量でビットシフトして予備変換データと等しいビット数
の再生データを得ることになる。すなわち第５図（ａ）
に示した例の場合は８ビットの主データをそのまま下位
８ビットとして用いてもとの予備変換データと等しい１
５ビットの再生データを得る。同図（ｂ）の例では同様
に８ビットの主データを上位（左）に１ビットシフトし
て下位に１ビットの付加データを加え１５ビットの再生
データを作り同図（Ｃ）の例では８ビットの主データを
上位に７ビットシフトして下位に７ビットの付加データ
を加え１５ビットの再生データを作る。ここで、下位に
付加するデータは０データまたは平均値データ等予め一
義的に定めたデータを用いる。すなわち、例えば１５ビ
ットの予備変換データが第６図（ａ）のようなデータで
あったとする。これに基づいて８ビットの主データを送
信する場合（ここでは符号ビットは考慮しない場合を考
えている）、図示のように釘効ビットの上位８ビットが
主データとして抽出され、下位４ビットが切捨てられる
。受信側では上記主データを受け、予備変換データ中の
上記８ビットの主データを取り出したビット位置に応じ
たスケール情報に従って上記主データをビットシフトし
て１５ビットの主データを作る。このとき、基本的には
第６図（ｂ）に示すように“００００”なるシフトした
ビット数に対応する０データを付加する。また、平均的
に原データとの誤差を少なくするためには、該当ビット
数で表現し得るデータの平均値にほぼ対応する値、例え
ば第６図（ｃ）に示すように“０１１１”などの平均値
データを付加データとすることが有効である。付加デー
タとしてはこれら０データや平均値データ以外のデータ
であっても、ビット数毎に一定の値であれば実用上問題
はない場合が多い。なお、これら付加データとしてＯデ
ータ以外の値をとる場合には原データすなわち予備変換
データの下位ビットの示す値と上記付加データとの差が
実質的な切捨データであることはいうまでもない。

ところで、上記第４図に示した例のような方式は通常の
ＰＣＭすなわちＰＣＭ符号データをそのまま伝送すると
きには利用できるが、ＤＰＣＭにはそのまま適用するの
は困難であり望ましくない。

その主たる理由は、第１図に示したようにＤＰＣＭの受
信には受信データの累計・積分動作による復号が必要で
あり、送信側における切捨てによって生じた誤差が受信
側で加算累計され、大きな誤差となってしまうからであ
る。

このため、ＤＰＣＭで伝送データの平均レベルを低下さ
せても、現実の伝送データのビット数を減らすことがで
きないばかりか、ビット数が多くなってしまうことすら
あった。

なお、例えばＡＤＰＣＭ（ａｄａｐｔｉｖｅ　　ＤＰＣ
Ｍ〜適応差分ＰＣＭ）のように送受の間で予め一定の法
則を定めて受信側のレベル分解能を低下させながら非線
形な送受を行なって伝送ビット数を下げることも考えら
れるが、このようなＡＤＰＣＭ等はあまり高精度とはい
えず、受信側において良好な再生ができないばかりでな
く装置が複雑になるなど多くの問題をかかえていた。

これに対し、ＤＰＣＭによる伝送データの平均レベルの
低減効果を活かして、少ないビット数で高精度の伝送を
可能とする伝送方式として次のような方式が考えられる
。

すなわち、ＰＣＭ符号データをＤＰＣＭデータに逐次変
換する第１の処理と、上記ＤＰＣＭ符号データに基づき
、該ＤＰＣＭ符号データの大きさを検定し予め定められ
た数のサンプルを１ブロックとして該データブロック内
の最大データが送れるように、上位有効ビットを優先し
て逐次選定したビット位置より該ＤＰＣＭ符号データよ
りもデータ長の短かい予定ビット数の（送信）主データ
を取出すとともに、上記ビット位置をスケール情報とし
て取出す第２の処理と、上記主データを得る際に実質的
に切捨てられた下位データがある場合には該切捨データ
を上記第１の処理で変換された後続のＤＰＣＭ符号デー
タに加算して上記第１の処理で得たＤＰＣＭ符号データ
に代えて上記第２の処理に供する第３の処理と、これら
第１〜第３の処理の結果上記第２の処理で得られた主デ
ータとスケール情報とを伝送系に送出する第４の処理と
、この第４の処理で送信される送信データを受信し該受
信データに基づき受信スケール情報に応じたビットシフ
トを用いて受信主データをＤＰＣＭデータに変換してＤ
ＰＣＭ符号の復号復調を行う第５の処理とを行なう方式
である。

ところで、このような方式において、送信側の上記第２
，第３の処理の中心となるデータ圧縮部では、具体的に
は例えばアキュムレー夕を次のように動作させる。

すなわち、例えば１６ビットの人力ＤＰＣＭ符号データ
は前回の送信主データの抽出により抽出・伝送されずに
アキュムレーダに残った下位残余データ（すなわち切捨
データ）と加算され、この加算後のデータの上位有効ビ
ット部分例えば８ビットが抽出され主データとして伝送
される。この結果再びアキュムレー夕には下位残余デー
タが残る。ここで、上記主データを取出すビット位置（
上位有効ビット位置）は同一データブロック内では同一
であり、このビット位置を示す情報がスケール値として
ブロック毎に伝送される。

この場合、入力ＤＰＣＭ符号データがアキュムレー夕内
の下位残余データと加算された結果、主データの伝送ビ
ット範囲を越える桁上りを生じ、オーバフローしてしま
うことがある。入力ＤＰＣＭ符号データの脊効桁数はア
キュムレータでの加算が行われる前にブロック単位で予
め調べられ、ブロック内の最大値と伝送主データの桁数
との差がスケール値（≧０）となっているので、上記オ
ーバフ口一が生ずると有効ビット中最も重要な上位ビッ
トが伝送されず大きなエラーを生じてしまつ〇 第７図を参照して、ＤＰＣＭ符号に２’　　ｓコンプリ
メントを用い且つスケール値が６で一定の場合における
一例を説明する。

前回の主データ抽出により、アキュムレー夕に残ってい
る下位残余データが第７図（ａ）に示すように“１１０
０００′なるデータである状態で、同図（ｂ）のように
″０　０　０　１　１．　１　１　１　１　１　０　１
１１０１“なるＤＰＣＭ符号データが入力された場合、
アキュムレー夕で両者が加算され、同図（ｃ）に示すよ
うに“００１０００００００００１１０１゜なるデータ
が得られる。スケール値は６であるので、この場合の伝
送主データは同図（ｄ）に示すように“１００００００
０”となる。

この場合、原データでは最上位の符号ビットが、データ
が正であるにもかかわらず上述の桁上りにより正を示す
“０“でなく負を示す“１”となり、大きな誤りとなっ
てしまう。

このような不都合が発生するためには、（ａ）正の入力
データであって“１″が７個以上連続して存在すること
、（ｂ）アキュムレータの内容（すなわち前回の下位残
余データ）と入力データの下位桁との加算結果が伝送主
データを取り出している伝送ビット位置以上に桁上りす
ること、の２つの条件が共に満される必要がある。した
がって、その発生確率は一般的にいっておよそ２の９乗
−５１２回に１回程度という低いものではあるが好まし
いことはない。

そして、スケール値が直前のデータブロックから大幅に
下った場合には上述とほぼ同様のオーバフ口一の発生が
あり、この種のオーバフ口一の発生確率は非常に高くな
る。

第８図を参照してこの種のオーバフ口一の発生について
詳述する。この場合、ＤＰＣＭ符号はやはり２’　　ｓ
コンプリメントとし、スケール値が６から１に変化する
ものとする。

前回の主データ抽出によりアキュムレー夕に残っている
下位残余データが第８図（ａ）に示すように“１１００
００”なるデータである状聾で、スケール値が６から１
に変り、同時に同図（ｂ）のように“００００００００
１１０１１１０１“なる入力データが与えられた場合、
アキュムレータで両者が加算され、同図（Ｃ）に示すよ
うな“０００００００１００００１　１０１”なるデー
タが得られる。スケール値は“１”となっているのでこ
の場合の伝送主データは同図（ｄ）に示すように“１０
０００１１０“となって、やはり最上位の符号ビットが
桁上りにより負を意味する“１”となってしまう。

このようなケースの発生する確率は一般的には２の４乗
−１６回に１回程度と非常に高く大きな問題となる。

このように、上述のようなデータ圧縮を行なった場合の
エラーの発生は実用上大きな問題となる。

［発明の目的］ 本発明の目的とするところは、ＰＣＭ符号データを少な
いビット数で精度より伝送して、しかも伝送データのオ
ーバフローエラーの発生確率を効果的に低減化し、伝送
精度を一層高め得る信号伝送方式の実施に使用する受信
装置を提供することにある。

［発明の概要］ 本発明は、上記伝送主データとして、上記データブロッ
クの最初のデータのみを他のデータより多いビット数に
設定し、上位ビットを余分に伝送することにより、上記
オーバフローエラーの発生を防止することを特徴として
いる。

［発明の実施例コ まず、本発明の原理について説明する。

伝送主データに対するオーバフ口一が最も多く生じるの
は先に述べたようにスケール値がデータの絶対値の減少
方向に変化したときである。すなわち、伝送主データと
して原データ（予備変換データ）の上位を伝送していた
状態から下位を伝送する状態に変化したときである。こ
のような場合には、上述したアキュムレー夕に残ってい
たデータ内容が伝送データに比べて充分に小さいとはい
えなくなり、両者を加算することによってオーバフ口一
が発生する確率が極めて高くなる。ところが、ここで注
目すべきことは、このようにオーバフ口一の発生確率が
高いのは常にデータブロックの最初のデータであり、デ
ターブロック中の２番目以下のデータについては通常の
非常に低い発生確率でしかない、という点である。

したがって、本発明の一実施例に係る信号伝送方式は各
データブロックの最初の伝送主データのみを他の伝送主
データよりも例えば１ビット太きいビット長として伝送
するものである。

例えば、伝送主データのビット長が基本的に８ビットで
構成されている場合においてはデータブロックの最初の
伝送主データのみを９ビットで伝送する。先に説明した
第８図の場合のようにアキュムレー夕内に残った下位残
余データと新たな（後続の）原データとの加算により伝
送データ内にオーバフ口一が生じた場合、これを８ビッ
トで伝送したのでは、例えば２’　　ｓコンブリメント
等の場合、正の値が負になるほど大きな誤りとなる。

これに対して、本方式ではデータブロックの最初たけ１
ビット多く９ビットで伝送するので、８ビットでは正の
データでありなからオーバフ口一によって“１００００
１１０″と負の値として送られてしまうデータも、正し
く　“０１００００１１０＃とデータの頭に正を示す“
０″が付加されたデータとして伝送される。

このように、ブロックの最初の伝送主データのみ他の伝
送主データより伝送ビット長を長くすれば、他の（ブロ
ックの最初ではない）データは短いビット長で良い。こ
れが本方式の特徴である。

ここで、何故このように最初の伝送主データのみビット
長を長くする必要があるのかということについて、具体
的な一例を示す第９図を参照して詳細に説明する。

下位残余データが累積された結果としてアキュムレー夕
に残っているデータが第９図（ａ）に示すように“０１
１００１″であるとする。この・ときスケール値は６で
ある。ここで同図（ｂ）に示すように原データであるＤ
ＰＣＭ符号データ“０００１　１０１００１０１００１
０”が与えられると、両者が加算されて同図（ｃ）に示
すような“０００１１０１００１１０１０１１”なるデ
ータを得る。このとき依然としてスケール値は６である
ので、同図（ｄ）に示す“０１１０１００１“なるデー
タが主データとして伝送される。したがってアキュムレ
ー夕には同図（ｅ）に示す“１０１０１１″なるデータ
が残る。この状態でそのデータブロックが終了し、次の
データブロックの最初に、同図（ｆ）に示す″００００
００００１１０１１０１０″なるデータが与えられ、同
時にスケール値が１に変化したとする。この場合、アキ
ュムレー夕で加算された結果は同図（ｇ）に示すように
“０００００００１０００００１０１”となり、伝送主
データとして８ビットのデータを取出すならば、“１０
００００１０″が伝送主データとなって２゜　Ｓコンブ
リメント等では極性が逆転し大きなエラーとなるが、本
方式ではこのとき、伝送主データとして９ビットのデー
タを取出し伝送するので、同図（ｈ）に示す“０１００
０００１０″が伝送主データとなる。そして、スケール
値が１であるのでアキュムレー夕には同図（ｉ）に示す
“１″なるデータが下位残余データとして残る。

このように、スケール値が６から１へと急に小さくなっ
た場合には、それ以前のアキュムレー夕の内容（第９図
（ｅ））は与えられる原データ（第９図（ｆ））に比し
て充分に小さくはないため、加算結果（第９図（ｇ））
は所定のスケール値１からオーバフローしている。この
ため、与えられたスケール値１にしたがってもしも８ビ
ットの主データを取出し（アキュムレータに１ビット残
してその上位８ビットを取出し）伝送すると、伝送主デ
ータの最上位ビットが“１″となり負のデータとなって
しまうが、このときの伝送主データを９ビットとするこ
とによりこのような誤りは効果的に防止できる。すなわ
ち、ブロックの最初のみ９ビットとすれば以後はアキュ
ムレー夕内の桁数はスケール値に対応する１桁であり、
伝送主データに比しアキュムレータ内のデータは充分に
小さくなり、したがってオーバフローはほとんど生じな
くなる。このようにオーバフ口一の発生確率が低下すれ
ば、ここには示していない種々の手段により対策するこ
とができる。

このようにした場合における伝送量の増大は、１ブロッ
クについて１ビット増加するだけであるので、極めて僅
かである。

例えば１ブロックが３２サンプルで構成されている場合
には、１ブロックの伝送データ量は、本方式を適用しな
い場合は、８ビットＸ３２＋３ビット（スケール情報）
−２５９ビットであり、本方式では１ビット増えて２６
０ビットとなる。したがって、伝送量の増大率は１ブロ
ックあたり０．４％にもならず、事実上問題になること
はない。

なお、上述ではスケール値が６から１に変化する場合に
ついて説明したが、上述と同様のケースで、データの減
少方向についてのスケール値の最大変化量がこれより大
きい場合には、ブロックの最初のデータのビット長の増
大量を上述より大きくする必要が生ずる。

例えば、スケール値が６から０に変化した場合にはブロ
ックの最初の伝送主データを他の伝送主データよりも２
ビット多く１０ビットとしなければならない。すなわち
第１０図に示すように１６ビットの原データからスケー
ル値６で８ビットのデータが取出されて伝送されていた
ブロックの最後にアキュムレータに残されるデータは最
大８ビットであり、このデータが次のブロックの最初の
原データと加算されて桁上がりが生じた場合、２゜Ｓコ
ンブリメントの極性情報はＬＳＢから１０ビット目より
上位に現われる。したがって、この状態でスケール値が
０となった場合、伝送主データを１０ビットとしなけれ
ば上記極性情報が送れないことになる。

このように、ブロックの最初の主データの伝送ビット数
の増加量は２ビット必要な場合もあるし、３ビット必要
となる場合も生じ得る。しかしながら、この値は原デー
タと伝送主データのビット数により定まるものであり、
したがって設計によって１ビットの増加にとどまるよう
にすることもできるし、２ビット以上の値に設定するこ
ともできる。

また、上述では原データであるＤＰＣＭ符号データが２
１　　８コンブリメントで伝送される場合について説明
したが、原データの符号が通常のパイナリコードである
場合も、その他の符号である場合も上述と実質的に変わ
ることはない。

なお、上述では単にデータブロックの最初の伝送主デー
タのビット数を増加させるものとして説明したが、オー
バフ口一が生ずるのはスケール値が減少するとき、つま
り原データの絶対値が減少する方向にスケール値が変化
するときがほとんどであるので、スケール値の変化方向
によって上述の伝送主データのビット数の増加を制御す
るようにしてもよい。

すなわち、基本的には全てのデータブロックについて最
初の伝送主データのビット数を増加させるだけでも実際
上充分な効果が得られるが、この場合本来不要な伝送ビ
ット数の増加を相当量含むことにより、伝送効率の点で
好ましくない場合もある。そこで、オーバフローの生じ
にくい方向へのスケール値の変化時には、伝送ビットの
増加を制限し、伝送ビットの増加量を０としたり他の場
合より少なくしたりすれば、より効率の良いデータの伝
送が可能となる。

次に、このような方式の具体的な実施の一態様を示す本
発明の一実施例について説明する。この実施例では、上
述したスケール値の変化方向に関連した伝送ビリトの増
加量の制御を行なっており、スケール値がデータの絶対
値の減少方向へ変化するときにのみ伝送ビット数の増加
処理を行なうようにしている。

第１１図は本実施例に係る送信側の構成を、第１２図は
本実施例の受信装置の構成をそれぞれ示すものである。

第１１図において、第１図と同様の部分には同符号を付
してその詳細な説明を省略する。

すなわち、１はオーディオ信号等のアナログ原信号人力
をディジタルデータに変換するＡ／Ｄ変換器、２はＡ／
Ｄ変換されたＰＣＭ符号データを１サンプル分遅延する
サンプル遅延回路、３はＰＣＭ符号データの連続する２
サンプル間の差分をとる差分器であり、差分器３の出力
として例えば１６ビットのＤＰＣＭ符号データが得られ
る。１４は例えばメモリを用いて構成されるブロック遅
延回路であり、差分器３から出力されるＤＰＣＭ符号デ
ータを１データブロック分遅延させる。１５はスケール
決定回路であり、差分器３から出力されるＤＰＣＭ符号
データ１ブロック分の全データから各データブロック内
のサンプルデータの絶対値の最大値を検出して、その検
出値をもとにブロック毎のスケール値を設定し、該設定
スケール値を例えば桁シフト不要の場合を含めて４ビ・
ソトのデータとして出力する。

なお、上述は符号の正負に存在する２゜　Ｓコンプリメ
ントを用いている場合を前提としており、スケール値が
サンプルデータの絶対値の最大値で決められるものとし
て説明したが、他の符号を用いる場合にはその符号に見
合った他の方式によってスケール値の検出を行なう必要
が生ずる場合もあり得る。

１６はアキュムレー夕部、１７はデータ圧縮回路であり
、これら両者により先に説明したデータ圧縮部の機能を
実現している。

すなわち、アキュムレー夕部１６は上述したアキュムレ
ータ自体にほぼ相当する部分であり、例えば１６ビット
のフルアダーと８ビットのホールドレジスタを備えてい
る。そして、上記フルアダーの出力のうちスケール決定
回路１５から与えられるスケール値に応じた下位数ビッ
ト分、つまり上記下位残余データ相当分をホールドする
。上記フルアダーはブロック遅延回路１４から与えられ
るＤＰＣＭ符号データと上記ホールドレジスタに保持さ
れた前回の下位残余データとを加算する。

このフルアダーの加算結果はそのままデータ圧縮回路１
７に与えられる。データ圧縮回路１７は圧縮データを取
出す部分であり、アキュムレー夕部１６のフルアダーか
ら与えられる１６ビットのデータから、スケール決定回
路１５から与えられるスケール値に対応するビット位置
の予定ビット数のデータを取出す機能と、上記スケール
値の変化を検出して該スケール値が減少方向に変化した
ときにのみ、そのブロックの最初のデータについて上記
予定ビット数（データ取出しのビット数）を上位桁側に
ついて増加させる機能とを有している。

すなわち、データ圧縮回路１７は、この場合、基本的に
は８ビットのデータを上記フルアダーの出力から取出し
て伝送主データとするものとすれば、スケール値が減少
したときのブロックの最初のデータのみビット数を上位
側に増加させて例えば９ビット取出し、他の場合は上述
の８ビットを取出して伝送主データとして出力する。

この８または９ビットの伝送主データとスケール決定回
路１５から出力されるブロック毎の４ビットのスケール
情報データとが送信回路１８に供給され、両データがパ
ラレルデータからシリアルデータに変換されるとともに
時分割的に多重化されて直列的に伝送系に送出される。

また、１つはコントロールシーケンサ部であり、上記各
部すなわちＡ／Ｄ変換器１、サンプル遅延回路２、差分
器３、ブロック遅延回路１４、スケール決定回路１５、
アキュムレータ部１６、データ圧縮回路１７および送信
回路１８の各部をそれぞれ所定のタイミングで所定のご
とく動作させるため、各部に制御信号を与えている。な
お、データ圧縮回路１７でスケール値の減少が検出され
た際には、このデータ圧縮回路１７からコントロールシ
ーケンサ部１９にその旨の信号が入力され、コントロー
ルンーケンサ部１９から送信回路に１８に対し伝送主デ
ータの１ビット増加に対応する制御指令が与えられる。

以上が本実施例に係る送信側の構成であり、次に本実施
例による受信装置の構成を説明する。

第１２図において、２０は、伝送系から入力された伝送
信号から、この場合、８または９ビットの主データと４
ビットのスケール情報データを分離し且つ両データをそ
れぞれシリアルデータからパラレルデータに変換するた
めの受信回路である。

この受信回路２０は、スケール値が減少方向に変化した
ことを検出して後述するコントロールシーケンサ部に２
７にその旨の信号を与える機能と、該コントロールシー
ケンサ部２７からそれに対応して返送される制御信号に
応動して上述のスケール値変化時のビット数の変化に応
じた伝送主データ分離のビット数制御を行なう機能をも
有している。

２１はシフトクロック発生部であり、受信回路２０から
入力されたスケール情報データに基づいてシフトすべき
ビット数に対応するシフドクロックを出力する。２２は
例えばシフトレジストを用いたデータ伸長回路であり、
受信回路２０から入力された主データすなわち圧縮ＤＰ
ＣＭ符号データ（８ビット）をシフトクロック発生部２
１から与えられるシフトクロックによってこの場合上位
ヘビットシフトし１６ビットのＤＰＣＭ受信データに伸
長する。なお、このデータ伸長に際し２゛Ｓコンブリメ
ントの符号で全体の動作が行なわれるように作られてい
る場合には、シフトの回数に関連し、主データ（圧縮Ｄ
ＰＣＭ符号）のＭＳＨにある極性符号と同じもの（０ま
たは１）がシフトレジスタの上位に連続して位置するよ
うに処理される。すなわち、このデータ伸張回路２２に
おいて８ビットの主データはそのデータの属するブロッ
クのスケール情報に応じたビットシフトが施され、ＤＰ
ＣＭ受信データに変換される。２３はこの場合１６ビッ
トの全加算器からなる加算回路であり、第１図における
加算器４に対応し、データ伸長回路２２から出力された
ＤＰＣＭ受信データを加算累計して１５ビットのＰＣＭ
受信データとして出力する。２４はデータホールドレジ
スタであり、第１図における遅延回路５にほぼ相当し１
サンプル前の加算回路２３の出力ＰＣＭ受信データすな
わち１サンプル前までの累計値を保持し、そのまま加算
回路２３に入力して最新のデータ伸長回路出力（ＤＰＣ
Ｍ受信データ）との加算に供する。２５は第１図のＤ／
Ａ変換器６にほぼ相当するＤ／Ａ変換器であり、データ
ホールドレジノ、夕２４に保持された１５ビットのＰＣ
Ｍ受信デタをアナログ値に戻す。２６はＤ／Ａ変換器２
５の出力から不要な高周波成分を除去するローパスフィ
ルタであり、この出力としてオーディオ信号等のアナロ
グ信号が得られる。

また、２７はコントロールシーケンサ部であり、上記各
部、すなわち受信回路２０、シフトクロック発生部２１
、データ伸長回路２２、データホールドレジスタ２４等
の各部をそれぞれ所定のタイミングで所定のごとく動作
させるため、各部に制御信号を与えるとともに、上述し
た受信回路２０の主データ分離に際してのビット数の制
御を行なう。

次に上述した構成における動作について説明する。

まず送信側において、アナログ原信号（例えばオーディ
オ信号）はＡ／Ｄ変換器１でＰＣＭ符号データ（１５ビ
ット）に変換され、サンプル遅延回路２で遅延された１
サンプル前のデータとの差分が差分器３で算出されＤＰ
ＣＭ符号データ（１６ビット）に変換される。

このデータはスケール決定回路１５に与えられ、所定数
のサンプルからなる１ブロック分のＤＰＣＭ符号データ
から最大差分（差分には正負があるので正確には差分の
絶対値すなわち差が最も大きな値）が求められて該最大
差分に応じたスケール値（桁シフト情報）データ（４ビ
ット）がこのスケール決定回路１５から出力される。

このスケール決定回路１５の設定スケール値出力はブロ
ック毎に更新され、１ブロックのＤＰＣＭ符号データに
共通のスケール値データとなる。

このスケール情報検出の時間ずれを補正するためブロッ
ク遅延回路１４で１ブロック分遅延されたＤＰＣＭ符号
データがアキュムレー夕部１６およびデータ圧縮回路１
７で逐次スケール値に応じてデータ圧縮される。すなわ
ち、アキュムレータ部１６では、下位残余データが保持
されているホールドレジスタの内容とブロック遅延回路
１４から出力されるＤＰＣＭ符号データとがフルアダー
で加算されるとともに、この加算結果の下位残余データ
相当分（すなわち、スケール値に対応する下位数ビット
のデータ）が上記ホールドレジスタに保持され次のＤＰ
ＣＭ符号データとの加算に供される。上記フルアダーの
加算結果はそのままデータ圧縮回路１７に与えられる。

データ圧縮回路１７では、スケール決定回路１５から与
えられるスケール値の変化が検出され、アキュムレータ
部１６（のフルアダー）から与えられる１６ビットのデ
ータから、上記スケール値が減少方向に変化したときに
はそのブロックの最初について９ビット、他の場合には
８ビットのビット数で、上記スケール値に応じたビット
位置（この場合取り出すデータのＬＳＢに対応する位置
を基準とする）のデータが抽出される。

これは、実質的に先に述べたブロック遅延回路１４から
出力されるＤＰＣＭ符号データをスケール決定回路１５
から出力されるスケール値に応じた上位有効ビットを通
常の場合で８ビット、スケール値が減少方向に変化した
ときの最初のデータのみについては上位に１ビット加え
て９ビット取り出し主データとして出力するとともに、
下位ビットの切捨てが行なわれたときはその切捨（下位
残余）データを残しておき、次のＤＰＣＭ符号データに
加算して同様のデータ圧縮、切捨データ加算処理に供す
ることに相当する。このため、主データで伝送されなか
った桁落ち切捨分の下位残余データは次のＤＰＣＭ符号
データと加算され累積されるので、実質的に後続の主デ
ータに含められる。この主データとスケール情報データ
が送信回路］８を介して伝送系に送出される。なお、送
信回路１８における時分割合成に際しスケール情報デー
タを介挿するため必要に応じて主データ列を時間軸圧縮
するなどの処理を施してもよいことはいうまでもない。

ＰＣＭが基準レベル例えば０レベルからの符号を含む値
を伝送するのに対し、ＤＰＣＭはサンプル間の差分を伝
送するため、オーディオ信号等の周波数がサンプリング
周期に比して非常に高い場合には正のピーク値付近と負
のピーク値付近の差分がＤＰＣＭ符号となる場合があり
、このためＤＰＣＭ符号データの最大ビット数はＰＣＭ
符号データより１ビット多く必要となる。したがって上
述では１５ビットのＰＣＭ符号データから１６ビットの
ＤＰＣＭ符号データを得、これを８および９ビットの主
データで伝送するためのスケール値は桁シフト不要の場
合を含めて９種となり、４ビットのスケール情報データ
としている。

このようにして伝送系に送出された送信データを受信す
る受信装置の動作について説明する。

伝送系から与えられる伝送信号はこの場合シリアル化さ
れ時分割多重化された圧縮ＤＰＣＭ符号からなる８およ
び９ビットの主データとデータブロック毎のこの場合４
ビットのスケール情報デ−夕で構成されている。この伝
送信号が与えられる受信回路２０では、受信信号からス
ケール情報データと主データとが分離されるとともにこ
れら両データがパラレル化され、それぞれ出力される。

具体的にはこの受信回路２０とコントロールシーケンサ
部２７の連携動作により、例えば、受信信号からブロッ
ク毎の（例えば、必要に応じて適宜付加された同期デー
タ等に基づいて）スケール情報かまず分離抽出され、こ
れよりスケール値の減少方向への変化が検出される。そ
して、この減少方向への変化が検出されたときはそのス
ケール情報データに続く当該ブロックの最初のデータと
して９ビット、そうでない場合は８ビットずつが主デー
タとしてそのブロックの期間、すなわち次のスケール情
報の分離抽出まで逐次抽出される。これら受信主データ
と受信スケール情報データは受信回路２０からそれぞれ
データ伸長回路２２とシフトクロック発生部２１に入力
される。シフトクロック発生部２１からは受信スケール
情報データに対応するシフトクロックが出力され、この
シフトクロツクかデータ伸長回路２２に与えられ８ビッ
トの受信主データに桁シフト（ビットシフト）が施され
、且つ２’　　ｓコンブリメント符号の場合には上位ビ
ットが極性ビットで埋められて、１（ビットのＤＰＣＭ
受信データに変換される。このとき桁シフトにより生ず
る下位の空白ビットには例えば０データが付加される。

このＤＰＣＭ受信データが加算回路２３に与えられ、デ
ータホールドレジスタ２４に保持されている１サンプル
前の加算回路２３出力データと加算される。すなわぢ、
この加算回路２３の出力データはＤＰＣＭ受信データの
累計（積分）値、つまり１５ビットのＰＣＭ受信データ
である。このＰＣＭ受信データはデータホールドレジス
タ２４を介してＤ／Ａ変換器２５で逐次Ｄ／Ａ変換され
、さらにローパスフィルタ２６で不要な高周波成分が除
去されて例えばオーディオ信号のアナログ信号として出
力される。

このようにして、送信側で切捨部つまり桁落ち部を累積
して以後の送信データに反映させた送信データを受信し
て有効な複合復調を行なうことができるため、８ビット
の主データを受信するだけで実質的に９ビット以上での
受信に相当する精度が実現される。

上述のように、送信側でのデータ圧縮に際してのスケー
ル値の変動に伴なうオーバフ口一の発生を極めて効果的
に防止することができ、少ないビット数で伝送可能な高
効率ＰＣＭを有効に実現することができる。

なお、上述では特に説明していないがオーバフ口一の発
生確率が低くなれば、種々の方法によって、得られるデ
ータを訂正あるいは補正するなど実質的にオーバフ口一
の影響を受けないように対策することが可能である。

なお、本発明は上述し且つ図面に示す実施例にのみ限定
されることなく、その要旨を変更しない範囲内で種々変
形して実施することができる。

例えば、アキュムレー夕部１６とデータ圧縮回路１７で
構成される部分の機能を他の構成、例えば桁落ち部の累
積加算による伝送主データへの桁上げ情報検出と、原デ
ータ（予備変換データ）からの伝送データの抽出とをそ
れぞれ異なる部分で並列的に行なうようにするなどして
もよい。要はブロックの最初の伝送主データのみ伝送ビ
ット数を増やしてオーバフ口一を防ぎ、伝送を行なうよ
うにすればよい。

また、上述におけるディジタル処理機能の一部または全
部をコンピュータを用いて実現してもよい。

さらに、スケール情報は、主データ取出しのビット位置
の基準を逆に（上位８桁を基準に）設定し、第５図（ａ
）をスケール情報「７」、同図（ｂ）を「６」、同図（
Ｃ）を「０」として、２進符号化するなどしてもよい。

なお、本発明をステレオオーディオ信号の伝送に用いる
場合に左右両チャンネルの伝送データを交互に伝送して
時分割多重化を図ることなど通常のディジタルオーディ
オ技術等で行われている種々の技術を併用しても良いこ
とはもちろんである。

〔発明の効果〕

本発明によれば、ＤＰＣＭ符号データを少ないビット数
で精度よく伝送して、しかもデータ圧縮時のオーバフロ
ーエラーの発生を効果的に防止し、エラー補償をも容易
にして伝送精度を一層高め得る信号伝送方式の実施に使
用する受信装置を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図はＤＰＣＭの一例を説明するためのシステムブロ
ック図、第２図および第３図は通常のＰＣＭとＤＰＣＭ
の相違を説明するための図、第４図はＰＣＭにおけるデ
ータ圧縮の一例を示すシステムブロック図、第５図およ
び第６図は同例を説明するための図、第７図および第８
図は同例におけるオーバフローエラーの発生を説明する
ための図、第９図は本発明に係る信号伝送方式の原理を
説明するための図、第１０図は同方式における伝送主デ
ータのビット数増加量を説明するための図、第１１図は
本発明の実施例に係る送信側の構成を示すブロック図、
第１２図は本発明の一実施例による受信装置の構成を示
すブロック図である。 １・・・Ａ／Ｄ変換器、２・・・サンプル遅延回路、３
・・・差分器、１４・・・ブロック遅延回路、１５・・
・スケール決定回路、１６・・・アキュムレー夕部、１
７・・データ圧縮回路、１８・・・送信回路、２０・・
・受信回路、２１・・・シフトクロツク発生部、２２・
・・データ伸長回路、２３・・・加算回路、２４・・・
データホールドレジスタ、２５・・・Ｄ／Ａ変換器、２
６・・・ローバスフィルタ。 出願人代理人　弁理士　鈴江武彦 第 ］ 図 Ａ木−４ｘ Ａ 第２ 図 第５ 図 第６ 図 第３ 図 デークＱ’．ｆｆｉ−矛『卆 ？チークレベル 笛 図 第 図 第８ 図

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. （１）ＤＰＣＭ符号原データの予定時間毎のデータ群か
   らなるデータブロック単位で選定された各ブロック内最
   大値に基づくスケール値に対応するビット位置から、上
   記データブロックの最初のデータのみについては他のデ
   ータより上位ビットを余分に含むようにビット数を多く
   設定された、予定ビット数のデータを逐次取出し且つそ
   の下位残余データを累積的に後続の原データに加算させ
   て、上記原データから該原データよりも少ないビット数
   である主データを得、上記スケール値を示すスケール情
   報と上記主データとを含む伝送信号を受信する受信装置
   において、受信主データを各データブロックの最初のデ
   ータのみ他のデータよりも多いビット数としてそれぞれ
   予定ビット数で取込むデータ取込み手段と、この手段で
   取込まれた受信主データを受信スケール情報にしたがっ
   てデータ伸長するデータ伸長手段と、この手段で得られ
   た伸長データを復号復調する復号復調手段とを具備した
   ことを特徴とする受信装置。
2. （２）復号復調手段は伸長データを積分処理する手段を
   含むことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の受信
   装置。
3. （３）ＤＰＣＭ符号原データの予定時間毎のデータ群か
   らなるデータブロック単位で選定された各ブロック内最
   大値に基づくスケール値に対応するビット位置から、上
   記スケール値がデータの絶対値の減少方向へ変化する場
   合の上記データブロックの最初のデータのみについては
   他のデータより上位ビットを余分に含むようにビット数
   を多く設定された、予定ビット数のデータを逐次取出し
   且つその下位残余データを累積的に後続の原データに加
   算させて、上記原データから該原データよりも少ないビ
   ット数である主データを得、上記スケール値を示すスケ
   ール情報と上記主データとを含む伝送信号を受信する受
   信装置において、受信スケール情報から上記スケール値
   の変化方向を判別するスケール変化判別手段と、この手
   段に応動し上記スケール値がデータの絶対値の減少方向
   へ変化する場合には受信主データをデータブロックの最
   初のデータのみ他のデータよりも多いビット数とし、他
   の場合にはデータブロック内について一様の上記他のデ
   ータと同様のビット数としてそれぞれ予定ビット数で取
   込むデータ取込み手段と、この手段で取込まれた受信主
   データを受信スケール情報にしたがってデータ伸長する
   データ伸長手段と、この手段で得られた伸長データを復
   号復調する復号復調手段とを具備したことを特徴とする
   受信装置。
4. （４）復号復調手段は伸長データを積分処理する手段を
   含むことを特徴とする特許請求の範囲第３項記載の受信
   装置。