JPH03103787A - フェーズドアレイ形超音波装置の受波ディジタルビームフォーマ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は受波信号をＲＦ領域の信号のままディジタル信
号に変換してディジタル的に整相加算を行うフェーズド
アレイ形超音波装置の受波ディジタルビームフォーマに
に関する。

（従来の技術） 超音波パルスを空間に放射すると、音響インピーダンス
の異なる点から反射波が戻ってくる。この送波から反射
波の受波までの時間を測定することによりその反射点ま
での距離を知ることかでざる。多数のエレメントを平面
状に並べ、各エレメンートから放射される超音波にそれ
ぞれ異なる時間的遅延を与えて、指向性のあるビームと
して方位性を与えて放射することにより、反射点の方位
を知ることができる。フェーズドアレイ形超音波装置は
受信信号による上記の距離情報と方位情報により画像を
再構成して表示する装置である。

このフェーズドアレイ形超音波装置において、例えば、
医用超音波装置のように極短距離フェーズドアレイ形の
装置で、エレメント個々が受信したエコー信号、又は、
エレメント群をブロック分けして各ブロック毎に予備的
に位相合成されたエコー信号をＡＤ変換し、その後に行
う遅延加算の手続きをすべてディジタル的に行う高周波
ディジタル方式の受波ビームフォーマを有する超音波装
置がある。この受波ビームフォーミングの方式で合成さ
れた指向性の、目的領域から離れた所謂指向特性のスカ
ート部分に存在する不要なエコー成分を極力少なくする
ように要求すると、ＲＦエコ−信号の位相分解能として
２２．５＠〜３６″程度が必要となる。この位相分解能
を得るためには、ディレーラインの時間的遅延の刻みは
Ｉｏｎｓ又はそれ以下の分解能が要求される。

（発明が解決しようとする課題） ところで、この分解能をディレ一手段として用いられる
シフトレジスタや波形の一時メモリ用のＳＲＡＭ系の時
間軸分解能として要求される場合には、殆ど実現性がな
くなってしまう。従って、これに対し従来は、この極微
細制御手段としてのバーニヤコントロールを時間的な遅
延ではなく、受信信号を９０＠位相分離して得られた同
相或分ｉと直交成分ｑとにそれぞれ重み付けをすること
により行っている。この処理はＦＦＴ　（高速フーリエ
変換）におけるバタフライ処理と同様な位相回転処理で
あって、１回の複素数乗算で行っている。この方式では
１波長内での位相回転を行うことができても、１波長を
越える領域では峙間的遅延を別に行う必要がある。

本発明は上記の点に鑑みてなされたもので、その目的は
、より有効な方式としての遅延加算手段のバーニヤコン
トロールを有するフェーズドアレイ形超音波装置を実現
することにあり、特にその手段として、コンボルバを用
いたフェーズドアレイ形超音波装置の受波ディジタルビ
ームフォーマを実現することにある。

（課題を解決するための手段） 前記の課題を解決する本発明は、受波信号をＲＦ領域の
信号のままディジタル信号に変換してディジタル的に整
相加算を行うフェーズドアレイ形超音波装置の受波ディ
ジタルビームフォーマにおいて、受波器エレメント毎又
はエレメントグループ毎の受波信号をディジタル信号に
変換するＡＤ変換器と、並列に入力される複数ビットの
並列信号を直列信号として収容するシフトレジスタと、
係数列であるカーネルを人力されて格納する係数メモリ
と、前記シフトレジスタに格納されクロック入力毎にシ
フトするデータと前記係数メモリに格納されているデー
タとの乗算を行う前記係数列と等しい数の乗算器と、前
記クロックにより変化する該乗算器の出力を逐次加算し
て出力する加算器とからなるコンボルバと、該コンボル
バの出力データに対し主たる遅延を受け持つデイジタル
遅延用シフトレジスタと、遅延処理を受けた全エレメン
トからのデータを加算する加算器とを具備することを特
徴とするものである。

（作用） 受波器エレメント又はエレメントグループ毎に人力され
た信号をＡＤ変換器でデイジタル信号に変換し、コンボ
ルバのシフトレジスタに各ビット直列に格納し、係数メ
モリに格納されているカーネルの各係数とを、クロツク
毎に乗算器によりビット毎に乗算し、加算器で各乗算器
の出力をクロ５ックに応じて逐次加算することにより整
相加算のバーニヤコントロールを行う。

（実施例） 以下、図面を参照して本発明の実施例を詳細に説明する
。

第１図は本発明の一実施例のブロック図である。

図において、１は送波された超音波信号を受信して電気
信号に変換する受波器エレメントで、１チャネルのみを
示してある。２は受波器エレメントからの電気信号を増
幅する初段増幅器で、その出力信号は、ＡＤ変換器３に
おいて超音波信号の中心周波数ｆ。の４倍の周波数もし
くはそれよりも高い周波数のクロックによりデイジタル
信号に変換される。４はＡＤ変換器３からの１２ビット
の並列信号人力を直列に読み込み、クロツク入力毎に各
ビットの信号が右に移動するシフトレジスタ４ａと、カ
ーネル（係数列）の係数が格納されている８ビットの係
数メモリ４ｂと、シフトレジスタ４ａと係数メモリ４ｂ
とに格納されているデータを並列に取り出して、各ビッ
ト毎に乗算を行う８個の乗算器４Ｃと、各乗算器４Ｃの
出力が人力されて加算し、１６ビットの信号を出力する
加算器４ｄとで構成されているコンボルバである。コン
ボルバ４のカーネルは外部から係数メモリ４Ｃに設定さ
れ、又、必要に応じて修正されて受渡ビームの指向方向
を変更する。５はコンボルバ４で位相回転もしくは時間
シフトを微調整された信号の主たる遅延を受け持つディ
ジタル遅延用シフトレジスタ、６は各受波器エレメント
１からの上述の処理を受けた信号を加算する加算器で、
ディジタル遅延用シフトレジスタ５と加算器６とで主ビ
ームフォーマを構成している。

次に上記のように構成された実施例の原理と動作を説明
する。受波器エレメント１で受波された超音波エコー信
号は電気信号に変換され、初段増幅器２で増幅される。

この出力信号はＡＤ変換器３において４　ｆ　ｏもしく
はそれ以上のクロックによりディジタル信号に変換され
る。コンボルバ４においては次のような計算を行う。シ
フトレジスタ４ａに格納されているＡＤ変換器３の出力
信号Ｓ．と設定された係数列が格納されている係数メモ
リ４ｂのデータとの乗算を乗算器４Ｃにより各ビット毎
に行う。シフトレジスタ４ａに格納される入力信号は直
列に並べられて、ＡＤ変換器３に人力されているクロッ
クと同一同波数のクロックにより図の右側ヘシフトする
。従って、乗算器４Ｃによる乗算はクロック人力に応じ
て１ビットずつ右にシフトされて直列に並べられた入力
信号のデータと係数列の各ビットとの間で行われる。各
乗算器４Ｃの出力は加算器４ｄにおいて加算されてＣ　
ｏ　＊　ｌ信号として出力される。結局コンボルノく４
は入力信号とカーネルのコンボリューション積分演算を
行い、信号間の相関を求め、位相回転や時間シフトのバ
ーニヤコントロールを行っている。

このコンボルバ４によよる信号処理においては、係数メ
モリ４ｂに格納されるカーネルにどんなものを用いるか
によって信号人力Ｓｕｍから相関出力Ｃ　ａ　ｗ　＋ま
での処理内容を自由に変えることができる。従って、カ
ーネルは使用中は不変にするか、固定にしてもよいが、
μＰＵ等を用いてリアルタイム的に書き替えたり、修正
したりすることは可能であり、且つ、有益である。

係数メモリ４ｂに格納するカーネルにバンドバス型のも
のを用いると入力信号に対する周波数選択をすることが
できる。このバンドバス型のカーネルはＤＣＦＩｉ．分
を持っていないことで特徴付けられており、カーネルの
関数形即ち係数メモリ４ｂの各タップに現れる係数の相
対配分は、所望の周波数特性をフーリエ逆変換すること
により得られる。

一方、このような相対配分は、所望の周波数特性から決
められるが、その絶対位置即ちカーネル用の係数メモリ
４ｂのフレームの中で、その関数を詰めておく場所を自
由に決めることができ、このことは前記の処理内容に関
する自由度に対して、更にもう１つの自由度となってい
る。つまり、関数を詰めておく場所の決め方によって人
出力間の遅延時間又は位相関係を制御することができる
。

このことは、カーネルの方の時間軸上及び振幅軸上での
サンプリングの仕方を、例えば８ビット分の振幅分解能
が取れることまで考えに入れると、高々４ｆ．のサンプ
リングレートでも非常に細かいバーニヤコントロールが
できる。

ディジタル遅延用シフトレジスタ５はコンボルバ４の出
力信号Ｃ　ｏ　ｗ　ｌに時間遅延を与える。加算器６は
各受波器エレメントからの受波信号の処理された信号を
すべて加算し、整相加算された信号を出力する。以後の
信号処理は通常の超音波装置と同様に行われる。

ここで、コンボルバ４の機能について考察すると、前述
のコンボルバ４の位相回転又は時間遅延のバーニヤコン
トロール機能は、フェーズドアレイシステムにおいて、
続く主ビームフォーマ（ディジタル遅延用シフトレジス
タ５と加算器６による）即ち主たる遅延加算の手続きの
各チャネルに対する時間軸分解能を楽にしている。つま
り、バニャコントロール側で分担できる所のカーネルを
左右にずらせるゆとりの分だけその時間軸分解能を量子
化できる。例えば、典型的にはナイキストレート程度か
ら更に幾分粗く、大体ｌ波長〜数波長位までは粗くする
ことができる。

カーネルのもたらすコントロールには振幅のサンプリン
グのされ方、つまり、スケールファクタにより入出力間
のゲイン又はスケールファクタを決める機能もある。こ
れにより受波器のアパーチュア内での重み付けつまりア
ボダイゼーションが行える。即ち、重みを減らしたいエ
レメントにはカーネルの方の振幅を小さくしてやればよ
い。

このコンボルバ４の用法としては、上記の場合はカーネ
ルを只のサンプル点列フィルタ（バンドパスフィルタ）
をなすものとして見立ててきたが、それに限ったことで
はなく、送波パルスと同じ形式のものを入れておけば、
マッチドフィルタになり、更に、送波パルス又はエコー
信号をデコンボリューションしてパルス幅を狭くするよ
うな逆特性のフィルタ（イコライザ）を用いることもで
きる。更に受波器の各エレメント（各チャネル）毎の音
響特性のばらつき又は回路上の特性のばらつきを、この
受波イコライザの機能により均一化する作業をも含めて
分担させることもできる。

特記すべきことは、変調された送波信号による“分散圧
縮方式゜又はスクランブルされた（位相変調された波に
よる）送受信を行うにつけての相関処理即ち圧縮処理（
デコード処理）及び受信信号に相関処理を施して相関関
係を求める復号処理（デスクランブル処理）をこのエレ
メント毎のコンボルバで行う場合に得られる結果である
。振幅に重み付けされたＦＭチャーブ方式の場合には、
カーネルとして送波信号そのものを用いればよく、長大
なｍ系列を用いる場合にも同様に送波信号そのものをカ
ーネルとして用いればよい。この分散圧縮又は位相変調
された波の送波もしくは受信信号を相関処理して時間信
号にする等の処理行程に用いる変調作業の内容又は用い
るコード，変調波形等はアパーチュアの中の全エレメン
トに共通でもよく、又エレメント群毎、もしくはエレメ
ント個々に独立であってもよい。いずれの場合にも前記
の振幅及び時間軸（相対遅延、位相）に関するバーニヤ
コントロールの機能は前記と同様にして実現することが
できる。

コンボルバ４にはデータサンプル列に対し周波数軸上或
いは時間軸上で、間引き或いは補間の作業を行うように
作ることができるというもう１つの性質がある。この性
質というのは、後に続く主ビームフォーマの要求に従っ
てデータの並べ替え．命名替え又は重複表現もしくはあ
らゆる可能なサンプル間１次結合の処理が可能であるこ
との別な表現であるが、情報のロスのない間引きを適切
に行えば、後段の主ビームフォーマのハードウエアやそ
の作業手続きを楽にするために非常に有効である。

尚、本発明は上記実施例に限定されるものではない。第
２図は本発明の他の実施例のブロック図である。図にお
いて、第１図と同等の部分には同一の符号を付してある
。図中、１１はフェーズドアレイ形受波器のエレメント
群で、図では８個のエレメントで１つのグループを構成
している。１２は受波器のエレメント群１１のグループ
分けしたエレメントのグループｎのエレメントに接続さ
れてそれぞれ受信エコー信号を増幅する増幅器群、１３
は増幅器群１２の出力信号をディレーライン１４の各タ
ップに振り分けるためのクロスポイントスイッチである
。増幅器群１２，クロスポイントスイッチ１３及びディ
レーライン１４で予備整相段を構成して、小グループに
グループ分けされたエレメント群１１からの受信信号を
整相加算する。

この実施例では受波器エレメント群１１のエレメントを
４〜８個ずつ纏めてグループを作り、各グループ毎に従
来通りクロスポイントスイッチ１３とＬＣ型タップ付き
ディレーライン１４による予備整相を行った後、その結
果の信号を１単位として上述の作業を行うようにしてい
る。６４〜２５６に及ぶ受波器エレメント群１１のエレ
メント全数に対応して第１図の回路を構成するのは膨大
なコンボルバ４、ディジタル遅延川シフトレジスタ５が
必要で、回路構成上も大変であるが、これを１６〜３２
グループに分ければ実現可能な数になる。このようにグ
ループ分けして行っても、第１図の実施例に示す効果は
変わりなく発揮される。

グループ分けの１例としてエレメント総数がｍ個（ｍ−
２’）である時は、グループ化及びグル−プの単位数と
してハ『個を選び、Ｉ韮一個（（ｉｉＶ　−　２　”’
　）のグループを作るのが適切である。但し、このグル
ープ分けの方法は上記に限らず如何様に選んでも差し支
えない。又、先述のコンボルバによる相関処理において
、分散圧縮又はスクランブル，デスクランブルの行程に
用いる変調内容，コード，変調波形又はその他具体的に
どのような送波信号を用いるかは本発明の趣旨とは本質
的に関係がなく、従ってどのようなものを用いても差し
支えない。

（発明の効果） 以上詳細に説明したように本発明によれば、コンボルバ
特にＬＳＩ化されたコンボルバを使用することにより、
ディジタルビームフ矛−ミングの手続きを容易にするバ
ーニヤコントロールを実現することができて、実用上の
効果は大きい。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例のブロック図、第２図は本発
明の他の実施例のブロック図である。 １・・・受波器エレメント　　３・・・ＡＤ変換器４・
・・コンボルバ　　　　４ａ・・・シフトレジスタ４ｂ
・・・係数メモリ　　　４Ｃ・・・乗算器４ｄ．６・・
・加算器 ５・・・ディジタル遅延用シフトレジスタ１１・・・受
波器エレメント群 １３・・・クロスポイントスイッチ １４・・・ディレーライン

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）受波信号をＲＦ領域の信号のままディジタル信号
   に変換してディジタル的に整相加算を行うフェーズドア
   レイ形超音波装置の受波ディジタルビームフォーマにお
   いて、 受波器エレメント毎又はエレメントグループ毎の受波信
   号をディジタル信号に変換するＡＤ変換器（３）と、 並列に入力される複数ビットの並列信号を直列信号とし
   て収容するシフトレジスタ（４ａ）と、係数列であるカ
   ーネルを入力されて格納する係数メモリ（４ｂ）と、前
   記シフトレジスタ（４ａ）に格納されクロック入力毎に
   シフトするデータと前記係数メモリ（４ｂ）に格納され
   ているデータとの乗算を行う前記係数列と等しい数の乗
   算器（４ｃ）と、前記クロックにより変化する該乗算器
   （４ｃ）の出力を逐次加算して出力する加算器（４ｄ）
   とから成るコンボルバ（４）と、該コンボルバ（４）の
   出力データに対し主たる遅延を受け持つディジタル遅延
   用シフトレジスタ（５）と、 遅延処理を受けた全エレメントからのデータを加算する
   加算器（６）とを具備することを特徴とするフェーズド
   アレイ形超音波装置の受波ディジタルビームフォーマ。
2. （２）コンボルバ（４）は、（ｉ）入力信号に対する周
   波数軸上の信号処理特にバンドパスフィルタ作用の実現
   、（ｉｉ）入力信号から見た出力信号の遅延時間又は相
   対位相のコントロール、（ｉｉｉ）入力信号から見た出
   力信号のスケールファクタ又はゲインのコントロール、
   （ｉｖ）各受波器エレメントの特性のばらつきの補償、
   均一化、（ｖ）入力信号がスクランブル又はエンコード
   されたものとしてそのデスクランブル又はデコードのた
   めの相関信号処理即ちコンボリューション積分、（ｖｉ
   ）１又は複数の入力信号のサンプル列に対する空間的或
   いは時間的な間引き又は補間信号処理等の作業群のいず
   れか２以上をカーネルの波形の関数形又はそのフレーム
   に対する相対位相又は遅延時間により併せて行う形で実
   行してバーニヤコントロールとして動作するものである
   ことを特徴とする請求項１記載のフェーズドアレイ形超
   音波装置の受波ディジタルビームフオーマ。