JPH0294987A

JPH0294987A - キャリアバランス自動調整回路

Info

Publication number: JPH0294987A
Application number: JP24693588A
Authority: JP
Inventors: Toshiharu Kawaguchi; 川口　俊治
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1988-09-30
Filing date: 1988-09-30
Publication date: 1990-04-05

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】［発明の目的］（産業上の利用分野）この発明は、例えばビデオカメラ用７Ｊラーエンコーダ
に用いる平衡変調回路において、無人力信号時のキャリ
アバランスを調整するキャリアバランス調整回路に関す
る。

（従来の技術）ビデオカメラ用映像信号処理回路のカラーエンコーグは
、Ｂ−ＹとＲ−Ｙの２種類の色差信号で、互いに９０°
だけ位相の異なる搬送波（以下キ１１リアと称する）を
キャリア抑圧ＡＭ変調して加算する直角二相変調を行っ
ている。このような平衡変調回路においては、ブランキ
ング期間等の無人力信号時はキャリアが出力されないの
が理想的であるが、実際には、素子のミスマツチがあり
、キャリアがリークする。これを最少限に抑えるために
、第３図のようなキャリアバランス自動調整回路が用い
られる。

第３図において、１はＢ−Ｙ信号の入力端子、２はＲ−
’Ｙ信号の入力端子、３はＢ−Ｙ色差信号用の平衡変調
器（Ｉ）、４はＲ−Ｙ信号用の平衡変調器（Ｕ）であり
、入力端子１，２からの信号は、それぞれ変調器（Ｉ）
３．変調器（■）４に変調信号として入力する。５．６
はＢ−Ｙキャリア及びＲ−Ｙキｔ／リアの入力端子であ
り、これらＢ−Ｙキャリア及びＲ−Ｙキャリアは、変調
器（Ｉ）３．変調器（■）４に被変調波として入力する
。これにより変調器（■）３は、Ｂ−Ｙ色差信号によっ
てＢ−Ｙ被変調キャリアの変調された変調出力信号を、
変調器（■）４はＲ−Ｙ色差信号によってＢ−Ｙ被変調
キｔ！リアの変調された変調出力信号を出力する。これ
らの変調出力は加算回路７で加０シ、直角二相変調出力
となって出力端子８に導出する。

しかして、色差信号には、ＩＨ（１Ｈ−水平走査期間）
ごとのブランキング期間が設けられており、この期間は
信号が無人力となる。この回路の各検波回路９，１０は
、上記無人力期間に、各変調器１．Ｉ［から洩れる被変
調キャリア成分がゼロとなるように調整している。［！
ｌ］　１３．検波回路９は、変調器■の出力を同一のＢ
−Ｙ被変調キャリアで位相検波し、この位相検波出力を
変調器■の変調信号入力η１；に対し反転端子となる端
子に印加づる。

同様に、検波回路１０も、Ｒ−Ｙ被変調キャリアで変調
器■の出力を位相検波し、その出力を変調器■と同様の
反転端子に印加づる。尚、上記無人力期間には、図示し
ないが、各検波回路９，１０にブランキング期間と信号
期間を区別する制御信号を入力している。

上記構成によるキャリアバランス調整の原理を説明する
。

今、Ａ及び△を娠幅を表わす定数、ωをキャリアの角周
波数とすると、キャリアリーク成分：ｆＣＬ＝Δｓｉｎωを被変調キャ
リア　　：　ｆｓｃ＝Ａｓ＋ｎ　ｃｔで表わすことがで
きる。但し、簡単のため高調波は省略している。

無人力時の位相検波出力は、上記両信号成分を掛は算し
たもの−Ｃあるから、検波回路９，１０からの位相検波出力は、ｆ　ｃｔ；Ｆ
、ｆ　ＳＣ＝Δｓｉｎ　ωｔ＝ｌ：Ａｓ１ｎ　ωｔ＝戊
Ａ（１−ｃｏｓ　２ωｔ）　　・・・■で表わされる。

キャリアリーク成分は素子のミスマツチによつＣ生ずる
らの゛Ｃ，等価的に入力オフセットとしτ扱うことがで
きる。よって、上式で直流項を変調器の反転端子に帰還
しやれば、キャリアリーク成分を低減することができる
。この直流項によって定まる変調器への帰ｉＷ　Ｉｎ　
Ｖεの抽出は積分コンデンサにより得られ、係数ΔＡ／
２は、検波回路のゲインで調整する。

第３図の構成を具体化すると、第４図のようになる。

第４図は２つの変調器１．ＩＩと、加算回路７の構成を
示し、検波回路１９．２（ｌはブロックにて示す。

第４図において、変調器■は、点線内に示すように、ト
ランジスタＱ１〜Ｑ６で描成し、トランジスタＱ１のベ
ースに色差信号である入力■を加え、差動対を成すトラ
ンジスタＱ　３．　Ｑ４及びＱ５、Ｑ６にそれぞれ端子
１５ａ　、　１５ｂからのキャリア入力■を加えている
。

変調器■からの変調出力は、レベルシフトトランジスタ
Ｑ７　、Ｑ８によって取り出し、検波回路１９に供給す
ると共に、加算回路１７に供給する。

一方、変調器■も同様の構成のトランジスタＱ９〜Ｑ１
４にて構成し、トランジスタＱ９のベースに入力■を加
え、差動対トランジスタＱ１１．Ｑ１２及びＱ１３．　
Ｑ１４のベースにそれぞれ端子１６Ａ。

１６Ｂからのキャリア■を加えている。

また、変調器■の変調出力は、同様に、レベルシフト用
トランジスタＱ１５．０１６より取出し、検波回路２０
に供給すると共に、加幹回路１７に供給している。

上記加算回路１１は、差動増幅トランジスタＱ１７゜Ｑ
１８及びＱ１９．　Ｑ２０にて構成し、変調３工及び■
からの差動出力は、これらトランジスタＱ１７．Ｑ１８
及びＱ１９．　Ｑ２０に差動入力し、その差動出力は、
それぞれトランジスタＱ１７とＱ１９の共通に接続した
コレクタ及びトランジスタＱ１８とＱ２０の共通に接続
した］レクタより取り出している。

尚、各検波回路１９．２０は、制御入力端子２１より制
御信号を入力し、検波出力はそれぞれ、色差信号をベー
スに入力したトランジスタＱ１　、Ｑ９に対して差動対
を成ＪトランジスタＱ２及びＱ１０のベースに加わって
いる。

次に、検波回路１９（２０）は、第５図のように構成さ
れる。

第５図において、トランジスタＱ２２〜Ｑ２７は、各変
調器１．ＩＩと同様に平衡変調器を構成し、差動対トラ
ンジスタＱ２２．　Ｑ２３のベースに、変調器からの出
力を入力し、差動対トランジスタＱ２４゜Ｑ２５及びＱ
２６．　Ｑ２７にキャリアを差動入力する。

また、トランジスタＱ２４とＱ２６のコレクタ及びトラ
ンジスタＱ２５とＱ２７のコレクタは共通に接続し、こ
れら共通コレクタからの差動出力はカレントミラートラ
ンジスタＱ２８．　Ｑ２９及びＱ３０．　Ｑ３１を介し
、１−ランジスタＱ３２．　Ｑ３３を介してシングル出
力として取出す。このシングル出力は、コンデンサＣ１
によって積分し、０式で説明したように、直流成分とな
って出力する。

上記のようなトランジスタ回路で、加算回路１７を変調
器１．ＩＩと兼用することを考える。具体的には、第４
図において、変調器１．、ＩＩのコレクタ負荷を共通に
することで加算回路を構成する。これにより回路の規模
は、レベルシフト用トランジスター組分と、加算回路７
を削減できる。

しかしながら、この場合、出力には、各変調器１、ＩＩ
の寄生容量の影響によって偶数次の高調波が多く生じて
しまう。これを防ぐには、一般には共通にしたコレクタ
負荷からの信号を差動増幅回路を設けて後段に伝送すれ
ば良い。これは結局、偶数次高調波の発生を防止する差
動増幅回路を必要とするので部品点数を削減することに
はならない。

また、上記とは別の問題として、信号処理段数の増加は
、２経路聞に位相回りの誤差要因を増ヤ）すという不具
合を持つ。

（発明が解決しようとする課題）キャリアバランス自動調整は能をイｉした従来の平衡変
調器は、各変調器の出力をそれぞれの検波回路に供給し
て、被変調キレリアとの位相検波を行い、キャリアバラ
ンスの自動調整を行っている。このような方式は、変調
器の出力取出し段（負荷回路）と加算回路とが別構成と
なり、トランジスタ素子の増大を１？イクという問題が
あった。

この発明は上記問題点を除去し、素子の増大をＭ（＜こ
と無く、直角二相変調回路のキャリアリークを良好に低
減することが可能なキャリアバランス自動調整回路の提
供を目的とする。

［発明の構成コ（課題を解決するための手段）この発明は、互いに位相が９０’異な被変調キャリアを
用いてキャリア抑圧式ＡＭ変調を行う第１．第２の平衡
変調器と、これら変調器の出力をＨいに加算する加算回
路と、この加算回路の出力をそれぞれ前記第１．第２の
被変調キャリアで位相検波する第１．第２の検波回路と
、これら第１及び第２の検波回路の出力より直流成分を
抽出して、前記第１．第２の変調器にそれぞれ帰還する
帰還手段とを具備する。

（作用）このような構成によれば、第１．第２の変調器の出力を
コレクタ共通の負荷で取出して加算回路の構成を簡素化
している。各検波回路は、この加算回路の出力を、９０
’位相の異なる（れぞれの被変調キャリアで位相検波づ
ることによって、各変調器で生じるキャリアリークの加
算されたリーク成分に対して検波を行っても、正確にキ
ャリアバランス調整を行う検波出力の生成が可能である
。

（実施例）以下、この発明を図示の実流例によって説明する。

第１図はこの発明に係るキャリアバランス自動調整回路
のり本構成を示すブロック図であり、ビデオカメラのカ
ラーエンコーダに適用した実施例である。

第１図において、端子１１からのＢ−Ｙ色差信号は、第
１の変調器１３に変調信号として入力し、端子１２から
のＲ−Ｙ色差信号は、第２の変調器１４に変調信号とし
て入力する。また、各変調器１３．１４は、互いに９０
°位相の異なるＢ−Ｙ及びＲ−Ｙ被変調キャリアを端子
１５．１６より入力し、これら被変調キレリアをそれぞ
れ前記Ｂ−Ｙ及びＲ−Ｙ色差信号で変調した変調出力を
導出する。前記第１、第２変調器１３．１４からの変調
出力は、加算回路１７で加算して出力端子１８に取出す
。

しかして、上記加算回路１７の出力は、キャリアバラン
ス調整用の位相検波回路１９．２０にそれぞれ被検波信
号として入力する。検波回路１９．２０は、前記Ｂ−Ｙ
、Ｒ−Ｙ被変調キャリアを検波動作の基準信号として入
力しており、これらの検波出力は、それぞれ対応する変
調器１３．１４に帰還する。

この場合の変調器１３．１／Ｉにおける入力端子は、色
差信号の入力端子と反転関係にある端子である。

この発明は以上のように、加算回路１１の出力を検波回
路１９．２０に供給したことを特徴とするものである。

一般に、上記のような構成は、キャリアリーク成分も加
算されてしまうため、検波できないか、検波効率が悪い
。しかし、この発明を適用するカラーエンコーダは、被
変調キャリアが、互いに９０°の位相差を持つ信号であ
り、これによって検波を行うため、以下に説明するよう
に適切なキャリアバランスの調整が可能である。

簡単のため高調波を無視して考える。

先ず、キャリアリークをそれぞれｆＣＬ（Ｂ−Ｙ）　。

ｆＣＬ（Ｒ−Ｙ）　、被変調キャリアをそれぞれｆｓｃ
（Ｂ−Ｙ）　、　ｆＳＣ（Ｒ−Ｙ）とすると、ｆＣＬ（
Ｂ−Ｙ）　＝ＡＢ　５ｉｎ（ωｔ＋８１）ｆＣＬ（Ｒ−
Ｙ）　＝ΔＲ５ｉｎ（ωｔ＋θ＋θ２）ｆ　５Ｃ（Ｂ−
Ｙ）　＝　Ａ　Ｂ　ｓｉｎ　ωｔｆｓｃ（Ｒ−Ｙ）　＝
ＡＲ５ｉｎ（ωｔ＋θ）ここで、ΔＢ、八ＲへＡＢ、△
Ｒは振幅を表わす定数である。また、θは被変調キャリ
アの位相差を表わし９０”　　θ１．θ２は寄生容量に
基づく位相誤差成分である。

加算出力中のキャリアリーク成分は、ｆ　ＣＬ（Ｂ−Ｙ
）＋　ｆ　ＣＬ（Ｒ−Ｙ）となり、これを被変調キャリ
アで検波すると、（ｆＣＬ（Ｂ−Ｌ）ｄｃＬ（Ｒ−Ｖ）　　）　　＊ｒｓ
ｃ（Ｂ−ｖ））　　−（ＡＢ　　５ｉｎ（ωｔ　　＋０
１）＋ΔＲ５ｉｎ（ωｔ＋θ＋０２））　：ｔ：ＡＢ　
ｓｉｎ　ωｔど検波回路１９における直流項生成用コンデンサで帰還量
Ｖε（Ｂ−Ｙ）を抽出すると、同様に、検波回路２０の帰還量Ｖε（Ｒ−Ｙ）検波回路
のゲインが高いと、Ｖε（Ｂ−Ｙ）−Ｖε（、Ｒ−Ｙ）
　＝　Ｏとなるように帰還が働くので、■、■は次のよ
うになる。

〇−ΔＢ　ｃｏｓθ１＋ΔＲｃｏｓ（θ＋θ２）〇−Δ
Ｂｃｏｓ（θ１−θ）＋ΔＲｃｏｓθ２θ−９０６であ
るので、０−ＡＢ　ｃｏ、ｓθ１−ΔＲｓｉｎθ２　　　　・・
・■０＝ΔＢ　ｓｉｎθ１＋ΔＲｃｏｓθ２　　　　・
・・■■、■より、 ΔＢｃｏｓ（θ１−θ２）−０・・・■ΔＢｃｏｓ（θ
１−０２）＝Ｏ・・・■故に、位相誤差がθ１＝０２＝
Ｑのときは、ΔＢ−ΔＲ＝Ｑとなり、従来と同様の性能
でキレリークを抑えることができることを示す。

また、（θ１−０２）＝（１±２ｎ）Ｘ９０゜（ｄｅＱ
）のとき、ΔＢ、ΔＲは不定となる。（ｎ：整数）。こ
の条件はキャリアリーク位相がｎいに同相又は逆相にな
るということを示す。しかし、直角二相変調の場合、こ
のような関係になることはない。

このように、キャリアリークの加算出力に対し位相検波
を行っても、検波出力の精度に変わりはなく、適切なキ
ャリアバランスの調整が可能である。

上記の基本構成に基づく具体的な実施例を第２図によっ
て説明する。尚、第４図と同等の回路要素には同一の符
号を付す。

第２図において、第１の変調器１３は、平衡変調器を構
成する差動増幅トランジスタ０１〜Ｑ６にて構成される
。人カニは、例えばＢ−Ｙ色差信号であり、端子１１を
通してトランジスタＱ１のベースに入力する。トランジ
スタＱ　１と０２は対を成し、エミッタ間に抵抗Ｒ１を
接続すると共に、エミッタ側にそれぞれ電流源１１及び
■２を接続している。トランジスタＱ１　、Ｑ２のコレ
クタは、それぞれ対を成づ１−ランジスタＱ３　、Ｑ４
及びＱ５、ＱＧの共通エミッタに接続する。これらトラ
ンジスタＱ３　、Ｑ４及びＱ５　、ＱＧは、ベースにそ
れぞれ端子１５Ａ、　１５Ｂからの被変調キャリアを差
動入力する。そして、トランジスタＱ３　、　Ｑ５のコ
レクタ及びＱ４　、ＱＧのコレクタは共通に接続し、レ
ベルシフト用トランジスタＱ１５．　Ｑ１６のベースに
接続しである。

次に、第２の変調器１４も第１の変調器１３と同様の構
成をしている。叩ち、端子１２からのＲ−Ｙ色差信号を
ベースに入力する差動増幅トランジスタＱ９．Ｑ１０と
、これらトランジスタの］レクタがらの信号をそれぞれ
共通のエミッタに入力するトランジスタＱ１１．　Ｑ１
０及びＱ１３．　Ｑ１４により４＋４成される。トラン
ジスタＱ９　、　ＱＩＯのエミッタ間には抵抗Ｒ６を接
続し、かっ、これらトランジスタＱ９　、　Ｑ１０のエ
ミッタに電流源１５．１６を接続づる。Ｒ−Ｙ被変調キ
ャリアは、端子＋６Ａ　、　１６ＢよりトランジスタＱ
１１．　Ｑ１２のベース間及び１ヘランジスタＱ１３．
　Ｑ１４のベース間にそれぞれ差動入力し、その出力は
、それぞれトランジスタＱ１１゜Ｑ１３の共通コレクタ
及びＱ１０．　Ｑ１／Ｉの共通コレクタより、前記１−
ランジスタＱ１５．　Ｑ１６のベースに入力する。ここ
に、トランジスタＱ１１のコレクタには負荷抵抗Ｒ７を
接続し、トランジスタＱ１４のコレクタには負荷抵抗Ｒ
８を接続する。これらｆ）荷抵抗Ｒ９，Ｒ８は、各トラ
ンジスタ０３〜Ｑ６及びＱ１１〜Ｑ１４に共通の負荷と
なる。

加算回路１７は、これら負荷抵抗Ｒ７、Ｒ８からの変調
出力を前記トランジスタＱ１５．　Ｑ１６のベースより
エミッタに導出し、このエミッタより出力用差動増幅回
路を成すトランジスタＱ１７．　Ｑ１８のベースに導く
。これら１ヘランジスタＱ１７．　Ｑ１８は、エミッタ
間に抵抗１９，１１０を接続すると共に、それぞれ接地
点間に電流源１９，１１０を接続し、出力端子１８＾、
１８Ｂを通して後段回路へ差動形式で前記変調出力を伝
送する。

一方、第１の変調器１３に対応する検波回路１９及び第
２の変調２Ｓ１１４に対応する検波回路２０は、それぞ
れ前記トランジスタＱ１５．　Ｑ１６のエミッタに現れ
る変調出力、正確には、これらトランジスタＱ１５、　
Ｑ１６のコレクタ・エミツタ路に直列に接続した抵抗Ｒ
９，ＲＩＯを介した、加算回路１７の出力を入力する。

また、検波回路１９．２０は前記端子１５＾。

１５Ｂ及び端子１６＾、１６Ｂからの被変調ギヤリアを
入力するともに、制御入力端子２１からの制御信号によ
って、無人力時のみ、検波出力をそれぞれ前記トランジ
スタＱ２及びトランジスタＱ１０のベースに供給する。

上記構成によれば、第４図の従来の回路に比し、共通の
コレクタ負荷抵抗Ｒ７，Ｒ８によって加０を行う。そし
て、この加算出力を各検波回路１９゜２０で検波する形
式にしている。従って、別個に加算回路を用いる必要が
なくなり、１〜ランジスタ素子数も増加せず、偶数次の
高調波を生じない差動出力で次段への伝送が可能である
。

［発明の効果］以上説明したようにこの発明によれば、加Ｃ）回路に必
要な素子数が増加せず、しかも、偶数次高調波を含まな
い良質な変調出力を次段に伝送すると共に、キャリアバ
ランスの自動調整も正確になるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明に係るキャリアバランス自動調整回路
の基本構成を示すブロック図、第２図は第１図の構成に
基づく具体回路の一例を示す回路図、第３図は従来の構
成を示すブロック図、第４図は従来の構成に基づく具体
回路を示す回路図、第５図は検波回路の一例を示す回路
図である。１１・・・Ｂ−Ｙ色差信号入力端子、１２・・・Ｒ−Ｙ
色差信号入力端子、１３・・・第１の変調器、１４・・
・第２の変調器、１５・・・Ｂ−Ｙ被変調キャリア入力
端子、１６・・・Ｒ−Ｙ被変調キャリア入力端子、１７
・・・加締回路、１８・・・出力端子、１９・・・第１
の検波回路、２０・・・第２の検波回路、０１〜Ｑ６・
・・第１の変調器、Ｑ９〜Ｑ１４・・・第２の変調器、
Ｑ１５．Ｑ１６・・・トランジスタ（加粋回路）、Ｒ１
１１２・・・負荷抵抗。代理人　　　弁理士　　　伊　藤　　進年セ暇回僻寞苗

Claims

【特許請求の範囲】互いに位相が９０°異な被変調キャリアを用いてキャリ
ア抑圧式ＡＭ変調を行う第１、第２の平衡変調器と、これら変調器の出力を互いに加算する加算回路と、この加算回路の出力をそれぞれ前記第１、第２の被変調
キャリアで位相検波する第１、第２の検波回路と、これら第１及び第２の検波回路の出力より直流成分を抽
出して、前記第１、第２の変調器にそれぞれ帰還する帰
還手段とを具備し、前記加算回路よりキャリアリーク成分を自動調整した変
調出力を得るようにしたことを特徴とするキャリアバラ
ンス自動調整回路。