JPH0279768A - Ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、直流電源で充電される直列接続の整数個のコ
ンデンサを、複数個のスイッチでその接続を切り換え、
切り換える都度コンデンサの充。

放電を行わせて直流出力電圧を得るスイッチトキャバシ
タ型のＤＣ−ＯＣコンバータに関するものである。

〔従来の技術］ 最近はＤＣ−ＤＣコンバータとしてスイッチングレギュ
レータが、小型軽量であり、しかも高効率であることを
特長として広（用いられており、今後も可搬型のこの種
のスイッチングレギュレータの需要が益々増大するもの
と思われる。しかし、現在主として用いられているスイ
ッチングレギュレータは、スイッチングトランジスタ、
整流器、ダイオード、変圧器、チョークコイル等の回路
部品から構成されていて、磁性部品が存在することから
ＩＣ（集積）化が困難であり、小型化に限界があるとい
う問題がある。

このような問題に対し、特開昭５８−５８８６３号公報
にはスイ、ツチトキャバシタ変成器が提案されている。

このスイッチトキャパシタ変成器は複数のスイッチング
トランジスタと整数個のコンデンサとにより構成してお
り、ＩＣ（集積）化を容易にしている。しかも出力電圧
の昇、降圧及び極性変換を容易にする等の工夫がなされ
ている。

〔発明が解決しようとする課題］ 前述したように、従来のスイッチトキャパシタ変成器は
、スイッチングトランジスタのデユーティ比（スイッチ
のオン、オフの時間割合）を変えて、出力電圧を制御で
きる。しかしデユーティ比が小さい場合は出力側の平滑
コンデンサのみで電圧を供給する比率が大きくなり、出
力電圧のリップル含有率が大きくなる。そのためこのよ
うなりＣ−ＤＣコンバータは、出力が５０Ｗ程度以上の
ものに適用することは出力電圧の安定度に問題があり、
５Ｗ程度以下の小出力用に制限されるという不都合があ
る。そのような対策として、スイッチングトランジスタ
のスイッチング周波数を高くするか、あるいは出力電圧
を得る平滑コンデンサの容量を大きくする等が考えられ
るが、スイッチング周波数を高くするとスイッチングト
ランジスタのスイッチング損失が増加する。また平滑コ
ンデンサの容量を大きくすると大型化するとともに高価
になるという問題がある。

本発明は斯かる問題に鑑み、出力電圧のリップル含有率
が小さく、またスイッチのスイッチング１員失を増すこ
となく、大型化することがないＤＣ−ＤＣコンバータを
提供することを目的とする。

［課題を解決するための手段］ 本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、ＤＣ電源に接続
される直列接続の整数個のコンデンサと、該コンデンサ
の接続を切り換える複数のスイッチと、前記コンデンサ
により充電され負荷が接続される平滑コンデンサとを設
けており、前記スイッチをスイッチング動作させて前記
接続を切り換える都度、放電状態のコンデンサを充電し
、充電状態のコンデンサを放電させて前記平滑コンデン
サを充電せしめるスイッチトキャパシタ型のＤＣ−ＤＣ
コンバータにおいて、前記スイッチに半導体スイッチを
用い、該半導体スイッチのオン抵抗を制御すべく構成し
てあることを特徴とする。

〔作用］ 直列接続された整数個のコンデンサは、ＤＣ電源により
充電される。複数の半導体スイッチのスイッチング動作
によりコンデンサの接続状態が切り換わる。コンデンサ
の接続状態が切り換わる都度、放電しているコンデンサ
が充電され、充電しているコンデンサが放電して平滑コ
ンデンサが充電される。平滑コンデンサの充電電圧を負
荷に与える。

出力電圧に関連して半導体スイッチのオン抵抗が制御さ
れる。

これにより出力電圧のリップルが減少する。

〔実施例〕

以下本発明をその実施例を示す図面によって詳述する。

第１図及び第２図は本発明に係る降圧型のＤＣ−ＤＣコ
ンバータ及びその制御回路の回路図である。

第１図において電圧入力端子ｔｌ＋　ｔ、間には例えば
バッテリからなる人力電源たるＤＣ（直流）電源１０が
接続されている。−側型圧入力端子ｔ１はスイッチ１．
２の直列回路を介してｍ個電圧出力端子ｔｌＯと接続さ
れており、他側電圧入力端子ｔ２は他側電圧出力端子ｔ
２゜と直接接続されている。前記スイッチ２にはコンデ
ンサＣ３とスイッチ４との直列回路が並列接続されてお
り、コンデンサＣ１とスイッチ４との接続中間点はスイ
ッチ３を介して他側電圧入力端子Ｌ２と接続されている
。他側電圧入力端子Ｌ２はスイッチ７と８との直列回路
を介して前記−側電圧出力端子ｔ、。と接続されており
、スイッチ８にはコンデンサＣ２とスイッチ６との直列
回路が並列接続されている。そしてスイッチ６とコンデ
ンサＣ２との接続中間点は、スイッチ５を介して前記−
側型圧入力端子ｔ１と接続されている。また−例電圧出
力端子ｔ、。は平滑コンデンサＣ：ｌを介して他側電圧
出力端子ｔ２゜と接続されており、また両電圧出力端子
仁、。、ｔ！。間には負荷１１を介装させている。前記
スイッチ１．２．３・・・８は例えばＭＯＳ−ＦＥＴを
使用し、スイッチ１．５にはＰチャネルＭＯ５−ＦＥＴ
を、それ以外のスイッチにはＮチャネルＭＯＳ−ＦＥＴ
を使用している。ＮチャネルＭＯＳ−ＰＥＴは例えば日
本電気株式会社製のスイッチング用ＭＯ５−ＦＥＴ　２
ＳＫ７３６を用いる。なお、スイッチ３，４，７．８は
ＭＯＳ−ＦＥＴに代えてダイオードを使用できる。その
場合、オン抵抗が小さいＭＯＳ−ＦＥＴであればダイオ
ードを用いた場合よりコンバータの電力変換効率を高め
ることができるが、コスト面ではダイオードの方が有利
である。−側型圧入力端子Ｅｌからは入力端子Ｖｉを、
−側電圧出力端子ｔ１゜からは出力電圧ｖＯを、後述す
る制御回路に与えるべく導出されている。

第２図において、入力電圧Ｖｉが基準電圧部１１２゜過
電圧検出回路１１３及びパルス発生回路１１４へ人力さ
れている。基準電圧部１１２は、ダイオード１０９と抵
抗１１０と、ツェナーダイオード１１１との直列回路か
らなっており、ダイオード１０９のカソードをツェナー
ダイオード１１１のカソード側としている。過電圧検出
回路１１３は入力端子Ｖｉが過電圧になったことを検出
すると出力を発してパルス発生回路１１４へ人力し、パ
ルス発生回路１１４で発生するクロック信号の出力を停
止させるようになっている。パルス発生回路１１４は、
前述したスイッチ１．２．３・・・８を同時にオンさせ
ることがないようにクロック信号のデユーティ比を５０
％より梢小さくして連続するクロック信号を出力するよ
うになっている。このパルス発生回路１１４が出力する
クロック信号はパルス分離回路１１５へ入力されており
、パルス分離回路１１５は入力されたクロック信号を、
第３図に示すように位相が１８０°異なる２つのクロッ
ク信号φａ、φｂを出力するようになっている。

クロック信号φａはドライバ回路１１８ａｏ、ＮＯＲ回
路１２０、ドライバ回路１１８ａｚ、ＯＲ回路１２１へ
夫々人力されている。クロック信号φｂはドライバ回路
１１８ｂ。、１１８ｂ＋、ＯＲ回路１２２．　ＮＯＲ回
路１２３へ夫々人力されている。基準電圧部１１２にお
ける抵抗１１０とツェナーダイオード１１１との接続中
間点に基準電圧Ｖｒを得ており、この基準電圧Ｖ「を抵
抗Ｒ３とＲ２とで分圧した参照電圧ｖ２を差動増幅器１
１９の負入力端子１１９ｂへ人力しており、抵抗Ｒ１と
Ｒ４とで分圧した参照電圧Ｖｌを差動増幅器１１６の正
入力端子１１６ａへ人力している。一方前記入力端子Ｖ
ｉを抵抗Ｒ２とＲ６とで分圧した電圧を差動増幅器１１
９の正入力端子１１９ａへ人力しており、また前記出力
電圧ν０を差動増幅器１１６の負入力端子１１６ｂへ人
力している。

前記参照電圧Ｖ、は出力電圧Ｖｏを制御するための参照
値であり、例えば５■出力であればｓ、ｏｏｏ　ｖある
いはその１／２である２、５００　Ｖに設定している。

これに対し参照電圧ｖ２は入力電圧Ｖｉの変化により、
スイッチのゲートのオン、オフの制御モードを切り換え
るタイミングを設定する。例えば理想的に入力電圧がＩ
ＯＶで切り換えする必要があるためそのｌ／２の５■に
設定している。差動増幅器１１９の出力を２値化回路１
２４．１２５．１２６．１２７の夫々に入力しており、
２値化回路１２４．１２５．１２６．１２７の各出力を
、ＯＲ回路１２１．ＮＯＲ回路１２０．ＯＲ回路１２２
．ＮＯＲ回路１２３へ各別に入力している。またＯＲ回
路１２１の出力をドライバ回路１１８ａｉへ、ＮＯＲ回
路１２０の出力をドライバ回路１１８ａ　Ｉへ、ＯＲ回
路１２２の出力をドライバ回路１１８ｂ、へ、ＮＯＲ回
路１２３の出力をドライバ回路１１８ｂ３へ各入力して
いる。差動増幅器１１６の出力は制御電圧回路１１７へ
入力されており、その出力たる制御電圧Ｖｓをドライバ
回路１１８ａｔ及び１１８ｂ、へ入力している。制御電
圧回路１１７はそれに人力された電圧に関連して前述し
たスイッチ２．６夫々のＭＯＳ−ＦＥＴのオン抵抗を制
御すべき所要の制御電圧（ＭＯＳ−ＰＥＴのゲート電圧
）Ｖｓを出力する。即ら、この制御電圧Ｖｓは、第４図
に示すＭＯＳ−ＦＥＴのゲート・ソース間電圧ＶＧＳと
してＭＯＳ−ＦＥＴに与えることにより、ＭＯＳ−ＰＥ
Ｔのオン抵抗（ドレイン電流Ｌ＋）を制御し得るように
、その制御電圧Ｖｓの電圧範囲を選定しである。前記ド
ライバ回路１１８ａｏ＋　１１８ａ＋　＋　１１８ａｚ
、　１１８ａｚが出力するクロック信号φａ、φａ、φ
ａｌ＋φａはスイッチ１．４，６．７へ与えられ、ドラ
イバ回路１１８ｂＯ，１１８ｂｌ、１１８ｂ２．１１８
ｂ３のクロック信号φｂ、φｂ、φｂ、φｂはスイッチ
５゜２．３．８へ各別に与えられる。

次にこのように構成したＤＣ−ＤＣコンバータの動作を
第１図乃至第８図により説明する。

ＤＣ−ＤＣコンバータの仕様が入力端子１２Ｖ、出力電
圧５■であり、いま、要求される入力端子の許容範囲を
７〜１６Ｖとする。入力電圧がスイッチの電圧降下分を
無視してＩＯＶ以上であると、スイッチ１．２．３．４
・・・８の夫々に前述したクロック信号φａ。

φａｌ＋φｂ、φｂ、を与えることにより、５■の出力
電圧が安定して得られる。即ち、入力電圧Ｖｉが１０Ｖ
以上である場合には、スイッチ１，２，３．４・・・８
のオン、オフは夫々第５図に示すクロック信号φａ。

φａ、φｂ、φｂ１により制御されてスイッチ１．４．
６゜７と、スイッチ５，２，３．８が交互にスイッチン
グ動作する。そしてコンデンサＣ２が既に電位差５■で
充電されており、コンデンサＣ７が放電を完了している
として、スイッチＬ４，６．７がオン状態、スイッチ５
，２．３．８がオフ状態になると第７図に示す等価回路
となる。それによりコンデンサＣ２には電位差νｉ　　
Ｖｏ（＝１２　５＝７Ｖ）で充電される一方、コンデン
サＣ２からは放電によって負荷１１に対してエネルギー
が供給される。次にスイッチのクロ・ンク信号の位相が
１８０°ずれた時点でスイ・ノチ１，４゜６．７がオフ
状態、スイッチ５，２，３．８がオン状態になり、第８
図に示す等価回路となる。したがって、先に放電したコ
ンデンサＣ２は前記同様に電位差Ｖｉ−Ｖｏで充電され
、逆に先に充電したコンデンサＣ６は放電により負荷１
１にエネルギーを供給する。このよう゛な動作がスイッ
チのクロック信号φａ、φａｌ＋φｂ、φｂ１の周波数
で繰り返されることにより、負荷１１に対してエネルギ
ーが継続的に供給される。

そして、平滑コンデンサＣ３はコンデンサＣＩ、　Ｃ２
から供給されるエネルギーがクロック信号の周波数ある
いはスイッチのオン、オフ動作による高周波数で生じる
電圧変動を平滑化する。この平滑コンデンサＣ３の充電
電圧で得られる出力電圧Ｖｏは、スイッチ１，２，３．
４・・・８のオン時間が一定であるから負荷の変動に応
じて変化することになる。

そこで出力電圧Ｖｏを安定化するために第４図に示すＮ
チャネルＭＯ５−ＰＥＴのゲート・ソース間電圧（Ｖｃ
ｓ）特性を利用して、出力電圧Ｖｏに応じてゲート・ソ
ース間電圧Ｖ。を変化させることによりＭＯＳ−ＦＩＥ
’ｒのオン抵抗（ドレイン電流Ｉゎ）を変化させるオン
抵抗制御を行うようにしている。この第４図から明らか
なように、所定のドレイン・ソース間電圧を与えた状態
でゲート・ソース間電圧ＶａＳを高くするにともなって
、ドレイン電流■。が増加し、つまりオン抵抗が減少す
ることが判る。

さて、出力電圧Ｖｏと参照電圧Ｖ、　（所望の出力電圧
Ｖｏ）とを差動増幅器１１６が比較しているから、出力
電圧ν０が低下すると、その差動増幅器１１６はその電
圧変化に応じて電圧を出力して制御電圧回路１１７へ人
力する。そのため制御電圧回路１１７は、出力電圧Ｖｏ
と参照電圧ｖ１との電圧差に関連する制御電圧νＳを出
力してドライバ回路１１８ａｚ及び１１８ｂｌへ与える
。このドライバ回路１１８ａｚ及び１１８ｂｌにはクロ
ック信号φａ及びφｂが各別に与えられていて、ドライ
バ回路１１８ａｚ及び１１８ｂ＋　は第５図（Ｃ）及び
（ｄ）に示す如きクロック信号φａｌ＋　　φｂ、を出
力し、制御電圧Ｖｓに関連してクロック信号φａｌ＋　
　φｂ１の振幅が変化することになる。なお、このとき
入力電圧νｉが低下していない場合には、差動増幅器１
１９は電圧を出力せず、２値化回路１２４，１２５，１
２６゜１２７はともに電圧を出力せず、ＯＲ回路１２１
．ＮＯＲ回路１２０の論理が成立して、ドライバ回路１
１８ａｓ、　１１８ａＩは第５図（ａ）に示す如きクロ
ック信号φａを出力し、またドライバ回路１１８ａｏも
同様のクロック信号φａを出力する。一方ＯＲ回路１２
２．　ＮＯＲ回路１２３の論理が成立してドライバ回路
１１８ｂ、１１８ｂｉは第５図（ｂ）に示す如きクロッ
ク信号φｂを出力し、またドライバ回路１１８ｂｏも同
様のクロック信号φｂを出力する。即ち、クロック信号
φａｌ＋　　φｂ、を与えたスイッチ６．２のＭＯＳ−
ＦＥＴは前述したオン抵抗制御が行われ、クロック信号
φａを与えたスイッチ１．４．．７及びクロック信号φ
ｂを与えたスイッチ３，５．８はオン抵抗制御を行わな
い。それにより、スイッチ６．２のＭＯＳ−ＦＥＴのオ
ン抵抗制御により平滑コンデンサＣ３への充電電流が制
御されて平滑コンデンサＣ３の充電電圧を制御すること
になる。つまり、高負荷によって出力電圧Ｖｏが低下す
ると制御電圧Ｖｓが大きくなり第５図（Ｃ）（ｄ）に破
線で示す如く、クロック信号φａｌ、　　φｂｌの振幅
が大きくなり、低負荷によって出力電圧Ｖｏが上昇する
と実線で示す如くクロック信号φａｌ、　　φｂ、の振
幅が小さくなって、スイッチ６．２がオン、オフ制御さ
れ平滑コンデンサＣ１への充電電流を制御して出力電圧
ν０を安定させることになる。そして、このＤＣ−ＤＣ
コンバータは入力電圧ＶｉをコンデンサＣ，，Ｃ，で分
圧して出力電圧Ｖｏを得ているから入出力電圧比が２：
１となる。

そのため入力電圧ＶｉがＩＯＶ以下に低下した場合には
所要の出力電圧Ｖｏが得られなくなるが、それによって
差動増幅器の正入力端子１１９ａの入力端子が低下して
、参照電圧ｖ２以下に入力端子Ｖｉが低下した場合には
、差動増幅器１１９は電圧を出力して、その電圧を２値
化回路１２４．１２５．１２６．１２７へ与え、２値化
回路１２４．１２５．１２６．１２７はともに電圧を出
力することになる。したがってＯＲ回路１２１．１２２
は夫々論理が成立して電圧を出力し、その電圧をドライ
バ回路１１８ａｚ及び１１８ｂ！へ与えて、そのクロッ
ク信号φａ及びφｂは第６図（ａ）に示す如くになり、
スイッチ７．３はともにオン状態に保持される。−方、
ＮＯＲ回路１２０，１２３は夫々論理が不成立になり電
圧を出力せず、ドライバ回路１１８ａ、及び１１８ｂｓ
のクロック信号φａ及びφｂは第６図（ｂ）に示す如く
になり、スイッチ４．８はともにオフ状態に保持される
。またドライバ回路１１８ａｏ及び１１８ｂ、のクロッ
ク信号φａ及びφｂは第６図（Ｃ）及び（ｄ）に示す如
くクロック信号φａ及びφｂの振幅は一定となる。更に
ドライバ回路１１８８ｇ及び１１８ｂ＋のクロック信号
φａ１及びφｂ、は第６図（ｅ）及び（ｆ）に示す如く
、振幅が制御電圧Ｖｓに関連して変化し、スイッチ６゜
２はともに前述したオン抵抗制御がなされる。このよう
に入力端子Ｖｉが低下してコンデンサＣ，，Ｃ２で分圧
して所要の出力電圧Ｖｏが得られなくなると、第１図に
示すスイッチ３．７がともにオンし、スイッチ４．８が
ともにオフし、スイッチ１．２及び５，６が交互にオン
、オフして入力電圧Ｖｉにより直接に平滑コンデサＣ１
が充電されて、入力端子Ｖｉの低下による出力電圧Ｖｏ
の低下を可及的に防ぐことになる。そして許容入力端子
範囲を拡大することができる。

なお、実回路においては平滑コンデンサＣ１のエネルギ
ーを、コイルとコンデンサとによる平滑回路に与えてス
パイクノイズを除去した後に負荷１１に与えるべく構成
している。

本実施例においては、ＮチャネルＭＯＳ−ＰＥＴを用い
たスイッチのＭＯＳ−ＦＥＴのオン抵抗を制御したが、
ＰチャネルＭＯＳ−ＦＩ４Ｔを用いたスイッチの問５−
ＦＥＴのオン抵抗を制御しても同様の効果が得られる。

しかしこの場合はコンデンサＣ，，Ｃ，の充電電流を制
御することができて、出力電圧Ｖｏをより安定化するこ
とができる。またスイッチにはＭＯＳ−ＦＥＴ以外のト
ランジスタを用いてもよい。

（発明の効果〕 以上詳述したように本発明は、整数個のコンデンサの直
列順序を切り換えるスイッチにＭＯＳ−ＦＥＴ又はＩ・
ランジスタ等の半導体スイッチを用いて、高デユーテイ
比で半導体スイッチのオン抵抗制御をして出力電圧を制
御するから、平滑コンデンサの放電のみで出力すること
による出力電圧のリップルをデユーティ比を制御する場
合に比べて、大幅に低下させることができる。したがっ
て出力電圧リップルが少ない良質の出力電圧が得られて
数１０Ｗ以上の中電力用のｏｃ　−ｏｃコンバータを提
供できる優れた効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成
図、第２図はその制御回路の回路図、第３図はパルス分
離回路のクロック信号の波形図、第４図はＮチャネルＭ
ＯＳ−ＦＥＴのゲート・ソース間電圧特性を示す曲線図
、第５図は入力端子が正常な場合のドライバ回路のクロ
ック信号の波形図、第６図は入力端子が低下した場合の
ドライバ回路のクロック信号の波形図、第７図及び第８
図はＤＣ−ＤＣコンバータの等価回路の回路図である。 １．２，３．４・・・８・・スイッチ　１０　　・・Ｄ
Ｃ電源１１・・負荷　　Ｃ，、Ｃ，・・コンデンサＣ１
・・平滑コンデンサ　１１２　　・・基準電圧部１１４
　　・・パルス発生回路 １１８ａｏ　”’１１８ａｓ、１１８ｂｏ　”’１１８
ｂ３”ドライバ回路１２４、１２５．１２６．１２７　
　・・２値化回路　１２０　　・・ＮｏＩｉ回路１２１
　　・・ＯＲ回路　１２２　　・・ＯＲ回路　１２３　
　・・ＮＯＲ回路特　許　出願人　住友金属工業株式会
社代理人　弁理士　河　　野　　登　　夫第　１　口 ９１ｂ。 品　４　　図 第　５　昭 （ｔ））スイー７千４，８　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　片７第
　６　国 譲　７　図 第　８　関

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、ＤＣ電源に接続される直列接続の整数個のコンデン
   サと、該コンデンサの直列順序を切り換える複数のスイ
   ッチと、前記コンデンサにより充電され負荷が接続され
   る平滑コンデンサとを設けており、前記スイッチをスイ
   ッチング動作させて前記直列順序を切り換える都度、放
   電状態のコンデンサを充電し、充電状態のコンデンサを
   放電させて前記平滑コンデンサを充電せしめるスイッチ
   トキャパシタ型のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、 前記スイッチに半導体スイッチを用い、該半導体スイッ
   チのオン抵抗を制御すべく構成してあることを特徴とす
   るＤＣ−ＤＣコンバータ。