JPH027224B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 この発明はテレビジヨン受像機の垂直偏向回路
系に適用して好適なデジタル式の垂直同期回路に
係る。

垂直同期回路はこれより外部垂直同期信号に同
期した垂直同期信号（以下これを内部垂直同期信
号という。）、が得られるように構成されたもので
ある。外部垂直同期信号としては現在のところ主
としてテレビジヨン放送波から分離したものと、
VTR出力より分離したものの２種類が考えられ
る。

この場合、VTR出力のうちでテープの移送速
度や移送方向を記録時とは異ならせて再生するい
わゆる変速再生モードのとき得られるVTR出力
は、周知のようにスキユー及び垂直走査方向のジ
ツタを除去するため垂直ブランキング期間外ある
いは期間内に本来の垂直同期信号とは別に、ある
いはこの垂直同期信号に代えて疑似垂直同期信号
を挿入すると共に、垂直同期を揺らせるようにし
たテレビジヨン放送波とは異なる同期形態となつ
ている。

従つて、通常とは異るこの同期形態をもつ
VTR出力が入力してもこれより分離された循環
的な周期変動をもつ疑似垂直同期信号に同期した
内部垂直同期信号が得られるように上述の垂直同
期回路を構成する必要がある。同期形態の異る２
種類の垂直同期信号に夫々同期して内部垂直同期
信号を発生させるには１つの回路では達成できな
いから、夫々独立した２系統の信号処理系が必要
となる。

従つて、その場合の垂直同期回路は第１図のよ
うに構成すればよい。図はデジタル処理して内部
垂直同期信号を形成する回路の一例であつて、ク
ロツク発振器１は外部水平同期信号P_Hに同期し
た基準クロツクCPを発生する。その周波数は
2mf_Hである。ここに、ｍは整数、f_Hは水平周波数
で、図ではｍ＝65である。

クロツクパルスCPは分周用のカウンタ２に供
給されて、１／525mに分周された標準垂直周期の内 部垂直同期信号P_VOが出力される。３は垂直ドラ
イブ回路、４は垂直偏向回路である。また、端子
５に供給されたテレビジヨン放送波あるいは
VTR出力より分離された複合同期信号COMP・
Ｓは分離回路６に供給されて垂直同期信号（疑次
垂直同期信号を含む）P_VIが分離される。

この外部垂直同期信号P_VIは２つのリセツトパ
ルス形成回路７，８に供給され、テレビジヨン放
送波あるいはノーマル再生モード時のVTR出力
のように同期形態が標準の場合には一方の形成回
路７より得た第１のリセツトパルスP_R1が選択回
路９で選択されてカウンタ２に供給され、そして
変速再生モード時のVTR出力のように標準とは
異る同期形態の場合には、他方の形成回路８で得
た第２のリセツトパルスP_R2がカウンタ２に供給
される。

すなわち、標準時は外部垂直同期信号P_VIとカ
ウンタ出力つまり内部垂直同期信号P_VOとの位相
比較を行ない、位相が不一致のときだけ第１のリ
セツトパルスP_R1を出力してカウンタ２をリセツ
トするという通常のカウンタ方式を採つている。

標準時以外は外部垂直同期信号にもとずいて第
２のリセツトパルスP_R2を形成する。例えば、２
〜3Hのパルス幅をもつ第２のリセツトパルスP_R2
を形成し、その前縁のパルスでカウンタ２をリセ
ツトし、この状態を後縁まで続け、そして後縁以
降再びカウンタ２がカウントを開始するように制
御され、前縁のパルス発生時点が疑似垂直同期信
号のタイミングで制御されるものである。

これによれば、垂直周期が標準より短かい場合
でも、長い場合でも常にこの周期に合つた内部垂
直同期信号P_VOが得られることになる。

なお、選択回路９は疑似垂直同期信号の判別回
路１１の出力で制御される。

さて、複合同期信号から垂直同期信号を分離す
る同期分離回路６は一般に積分回路が利用され、
その積分時定数は耐ノイズ性を考慮してあまり小
さく選定できないために次のような現象が起るこ
とがある。

すなわち、奇数フイールドと偶数フイールドで
は、最終水平同期信号から垂直同期信号の同期始
端までの時間幅に0.5H分だけ差があり、この時
間差の影響がでないようにするために等化パルス
が挿入されている訳であるが、上述したように耐
ノイズ性を考慮して積分時定数を大きく選んだ場
合には、等化パルスの挿入によつても0.5H分の
時間差を等化できなくなり垂直同期信号のジツタ
が発生する。垂直同期信号のジツタは画面上では
ラスターの粗密現象となつて表われる。これを一
般にペアリングと呼んでいる。

第２図Ａはペアリングのない正常時のラスター
位置を示す。図において、実線は奇数フイールド
のときのラスターで、破線は偶数フイールドのと
きのラスターである。ペアリングが発生すると、
同図Ｂに示すように偶数フイールドのラスター位
置が上方又は下方にずれ、奇数フイールドのラス
ター位置に異常接近する。

ペアリングは疑似垂直同期信号の挿入された複
合同期信号でも発生する。また、工業用のテレビ
ジヨン受像機のような簡易型のテレビジヨンシス
テムでは等化パルスがないために0.5Hの時間差
が全く吸収されず、ペアリングが発生する。

そこで、この発明は積分時定数を従来と同じく
比較的大きく選定してもペアリングが発生しない
デジタル式の垂直同期回路を提案するものであ
る。以下この発明の一例を、従来とは全く異る同
期方式を採る垂直同期回路に適用した場合につき
第３図以下を参照して説明する。

第３図はこの発明に係る垂直同期回路１０の一
例の系統図であつて、複数のカウンタＡ〜Ｅが設
けられ、カウンタＣ，Ｄは固定のカウンタとして
構成され、カウンタＡは可変カウンタとして構成
され、固定カウンタＣと定常時の可変カウンタＡ
の合計カウント周期が標準時の１垂直周期となる
ように固定カウンタＣの分周比が選定されてい
る。

カウンタＢは可変カウンタＡの出力パルスPa
と外部垂直同期信号P_VIとの位相差を検出するた
めのもので、この検出出力P_Bに基づく制御出力
P_Pで可変カウンタＡにプリセツトつまりロード
する値が異る。そして、可変カウンタＡの出力パ
ルスPaで制御される固定カウンタＤはこれより
得られる内部垂直同期信号P_VOを外部垂直同期信
号P_VIの位相に合わせるために使用される。

なお、カウンタＥはループゲインを設定するた
めのもので、回路２０は後述するペアリングの防
止回路である。

さて、この回路１０では外部垂直同期信号P_VI
の周期が変動すると、検出出力P_B（パルス幅T_Bに
対応した出力）が変更される結果、第４図のよう
に可変カウンタＡに対するプリセツト値が変更さ
れてその分周比が変る。検出出力P_Bは可変カウ
ンタＡの出力パルスPaに基いて形成されるもの
であるから、出力P_Pで制御される可変カウンタ
Ａの分周比で異なつた値をとる。従つて、次に検
出される検出出力P_Bも変り、結局外部垂直同期
信号P_VIの周期が変動すると、内部垂直同期信号
P_VOの周期もそれに追従するようなAFC動作が行
なわれる。続いて、このAFC動作を第５図の具
体回路に基いて説明する。なお、第６図は定常状
態の波形図である。

可変カウンタＡはダウンカウンタとして構成さ
れ、零カウントのときのパルスPa（第６図Ｂ）で
フリツプフロツプ回路１５がセツトされ、外部垂
直同期信号P_VIでリセツトされる結果、そのフリ
ツプフロツプ出力P_GB（同図Ｃ）のパルス幅T_Bは
パルスPaと外部垂直同期信号P_VIとの位相差に対
応する。一方、後述するようにループゲイン設定
用のカウンタＥではクロツクパルスCPが1/3に分
周され、その分周出力が上述の位相差検出用のカ
ウンタＢに対するクロツクとして供給される。分
周出力はフリツプフロツプ出力P_GBで制御される
ため、パルス幅T_Bの間だけカウンタＢは計数す
る。１６がそのためのゲート回路である。

カウンタＢの出力P_Bはラツチ回路２０Ａと平
均値回路２０Ｂで構成されたこの発明に係るペア
リング防止回路２０に供給され、これより得られ
る連続する２フイールドの検出出力P_Bの平均値
出力P_Pが可変カウンタＡにプリセツトされてそ
の分周比が変更される。分周比が変更されると、
可変カウンタＡの零カウントまでの時間T_Aが変
るから、これによつてフリツプフロツプ出力P_GB
のパルス幅T_Bが変る。そのため、カウンタＣの
検出出力P_Bの内容が変つて平均値出力P_Pが変更
される。

このような制御ループの存在で、平均値出力
P_Pが所定の値になるまで制御される。この所定
の値は外部垂直同期信号P_VIの周期によつて相異
する。周期が長ければそれに伴つて平均値出力
P_Pが増加し、短かければ減少する。従つて、出
力パルスPaでその計数動作の開始時点が制御さ
れる固定カウンタＤの出力である内部垂直同期信
号P_VO（同図Ｊ）もこの外部垂直周期に追従して変
化することになる。すなわち、AFC動作となる。

さて、ペアリングとは上述したように奇数フイ
ールドと偶数フイールドとの間で発生する最終の
水平同期信号から垂直同期信号の始端までの時間
差の違いを等化パルスで吸収できないときに生ず
る垂直同期信号、従つてこの回路では内部垂直同
期信号P_VOのジツタに起因するものである。内部
垂直同期信号P_VOは固定カウンタＤの出力であり、
この固定カウンタＤは可変カウンタＡの出力パル
スPaによつて制御されるものであるから、ペア
リングを防止するには可変カウンタＡの出力パル
スPaのジツタ成分を除去すればよい。そのため、
連続する２フイールドの検出出力P_Bの平均値出
力P_Pで可変カウンタＡが制御される。

そのため、ラツチ回路２０Ａで１フイールド前
の検出出力P_B（そのカウント数をb_o-1とする）が
ラツチされ、平均値回路２０Ｂで現フイールドの
検出出力P_B（そのカウント数をb_oとする）との平
均化が行なわれ、その出力P_Pが可変カウンタＡ
に対するプリセツト出力となる。

プリセツトタイミングは次のようになる。ま
ず、可変カウンタＡの出力パルスPaで固定カウ
ンタＣが計数動作を開始し、所定数（この例では
225Hに相当する29244パルス目）計数したときの
出力パルスPc₁（第６図Ｄ）を受けてシフトレジ
スタ１８が動作し、１クロツクシフトしたパルス
P_F1（同図Ｅ）で可変カウンタＡがプリセツトエネ
ーブルとなり、２クロツクシフトしたパルスP_F2
（同図Ｆ）で検出出力P_Bがラツチされ、３クロツ
ク目のパルスP_F3（同図Ｇ）でカウンタＣがリセツ
トされ、次のフイールドでの位相差検出の待期状
態となる。

また、３０は可変カウンタＡに供給されるクロ
ツクパルスCPの制御回路であつて、図のように
フリツプフロツプ回路３１と２個のゲート回路３
２，３３とで構成される。フリツプフロツプ回路
３１は可変カウンタＡの出力パルスPaでセツト
され、固定カウンタＣのもう１つの出力パルス
Pc₂（同図Ｈ、この例では出力パルスPc₁より７パ
ルス遅れて出力される。）でリセツトされ、また
前段のゲート回路３２にはこのフリツプフロツプ
回路３１の出力と出力パルスが供給されてい
るので、これより得られる後段のゲート回路３２
に対するゲートパルスP_GAは第６図のようにな
るから、この区間T_AだけクロツクパルスCPが可
変カウンタＡに供給される。

なお、外部垂直同期信号P_VIに対する禁止ゲー
ト回路３５はカウンタＢの出力パルスPg（図示せ
ず）で制御される。

ところで、上述したAFC制御ループのループ
ゲインは正確にはカウンタＥから平均値回路２０
Ｂの出力までの制御系のゲインで決まる。ループ
ゲインの最適値は次のようにして求める。

今、第７図のように複数のカウンタＡ〜Ｄのｎ
フイールド目のカウント数を夫々a_o，b_o，c_o，d_o
とし、外部垂直同期信号P_VIの１周期Ｔ内に存在
するクロツク数をt_oとすれば、ｎフイールドで
は、(1)、(2)式が成り立つ。

b_o＝d_o＋x_o …(1) t_o＝b_o＋a_o＋c_o−b_o-1 …(2) ここに、x_o：P_VOとP_VIの位相差に相当するクロ
ツク数でx_oが指数関数的に零に収斂するように条
件付けると x_o＝Px_o-1（０＜Ｐ＜１） …(3) であらわされ、そのときの収斂時定数（同期引き
込み時間）τは τ＝Ｔ／ln１／Ｐ …(4) (1)、(2)式より x_o-1＝b_o-1−d_o-1 …(5) x_o＝−a_o＋b_o-1−c_o−d_o＋t_o …(6) (3)、(5)、(6)式から a_o＝（１−Ｐ）b_o-1＋（t_o−c_o−d_o＋Pd_o-1） …(7) ここで、テレビジヨン放送波の場合、t_oは一定
であるから、カウンタＣ，Ｄを上述のように固定
カウンタで構成する場合には、第３図の制御系が
完全に収斂した後では、カウンタＤが固定である
なら d_o＝b_o …(8) でなければならず、カウンタＣが固定でるなら a_o＝b_o …(9) でなかればならないから、結局 d_o＝a_o＝t_o−c_o …(10) でなければならない。

依つて、カウンタＣをCo（時間）に固定する
と、カウンタＤの値は Ｔ−Co …(11) となつて、(7)式は a_o＝（１−Ｐ）b_o-1＋Ｐ（Ｔ−Co）…(12) (12)式において、a_oは可変カウンタＡであり、b_o
が位相差検出出力であるために、b_o-1の（１−
Ｐ）倍がa_oの一部となつて反映される。従つて、
この（１−Ｐ）が制御系のループゲインを示す。
Ｐの値は主としてループゲインの設定用のカウン
タＥの分周比で決まる。

そして、(3)式から明らかなようにＰの値によつ
て収斂の状態が決定され、Ｐの値が小さければあ
るフイールドの位相誤差に対して次のフイールド
の位相誤差が小さくなつて収斂が速くなる。

ところで、ペアリングとは１垂直同期内のクロ
ツク数ｔがフイールドによつて相異する場合であ
る。クロツク数ｔの相異は位相差検出用のカウン
タＢによつて検出されるため、ペアリング現象は
カウント数ｂの値に反映する。従つて、ｔのペア
リングをとることはｂのペアリングをとることに
等しい。ペアリングを防止するには上述したよう
に連続する２フイールドにおける夫々のカウント
数b_o、b_o-1を平均化すればよい。その結果、(12)式
は a_o＝（１−Ｐ）b_o-1＋b_o-2／２＋Ｐ（Ｔ−Co） …（13） このときの、x_oの収斂の状態をみると、(1)、(2)
式は夫々 b_o＝（Ｔ−Co）＋x_o …（14） Ｔ＝b_o−b_o-1＋a_o＋Co …（15） となり、これら２つの関係式より a_o＝（Ｔ−Co）−x_o＋x_o-1 …（16） また、（13）、（14）式より a_o＝（１−Ｐ）｛２（Ｔ−Co）＋x_o-1
＋x_o+1／２｝Ｐ（Ｔ−Co）…（17） （16）、（17）式より x_o＝１＋Ｐ／２x_o-1−１−Ｐ／２x_o-2…（18） となる。

第８図は平均値をとらないときの収斂の状態を
Ｐの値を可変してグラフにしたものであり、第９
図は平均値をとつたときの（18）式に基づく収斂
の状態を同じくＰの値を可変してグラフにしたも
ので、Ｐ＝0.66に選んだときには最も速く、５〜
６フイールド目で収斂することが判る。Ｐが0.6
以下ではオーバーシユートになる。従つて、収斂
速度は0.1秒程度である。

一般に、視感評価によれば0.1秒後に５％以下
に収斂するのが望ましいと言われているが、Ｐ＝
２／３に選ぶとこの条件を満足する。

以上説明したようにこの発明によれば、連続す
る２フイールドの各位相差検出出力P_Bの平均値
出力P_Pで可変カウンタＡを制御して出力パルス
Paのジツタを軽減するようにしたから、内部垂
直同期信号P_VOのジツタが軽減されてペアリング
を防止できる。

この実施例によれば、垂直同期回路にAFC機
能をもたせたため、第１図に示すような複雑な回
路構成としないでも、外部垂直同期信号P_VIに同
期した内部垂直同期信号P_VOを形成することがで
きる。そして、この構成は純デジタル式であるた
め集積化が容易である。

また、同期引き込みはAFC動作であるから、
同期引き込みがスムーズである。従来では瞬時に
ロツクインするのであまり好ましくない。

そしてまた、この実施例ではあるフイールドで
検出した位相差検出出力P_Bで次のフイールドに
おける可変カウンタＡの分周比を設定し、次の位
相差検出はこの制御が反映されたものとなつてい
るから収斂速度、すなわち同期引き込み時間を速
くすることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の説明に供するカウンタ式の
垂直同期回路の系統図、第２図はペアリングの説
明図、第３図はこの発明に係る垂直同期回路の一
例の系統図、第４図はAFC動作の説明図、第５
図は垂直同期回路の具体的な接続図、第６図〜第
９図はその動作説明に供する図である。 Ａ〜Ｅはカウンタ、１はクロツク発振器、２０
はペアリング防止回路、P_VIは外部垂直同期信号、
P_VOは内部垂直同期信号である。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 外部同期信号に同期した入力クロツクが供給
   される可変カウンタの出力パルスと外部垂直同期
   信号との位相差を検出して上記可変カウンタの分
   周比を設定すると共に、当該可変カウンタの出力
   を第２のカウンタに供給し、この第２のカウンタ
   から垂直同期信号を出力するようにしたデジタル
   式垂直同期回路において、 任意のフイールドにおける上記位相差検出出力
   を１フイールド期間保持すると共に、 これに連続するフイールドの検出出力との平均
   値出力で上記可変カウンタを制御することによつ
   て、 上記可変カウンタの出力パルスにおけるジツタ
   を軽減してペアリングを防止するようにしたこと
   を特徴とするデジタル式垂直同期回路。