JPH0263279A - 反転現象補償器 - Google Patents
反転現象補償器Info
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- JPH0263279A JPH0263279A JP63314203A JP31420388A JPH0263279A JP H0263279 A JPH0263279 A JP H0263279A JP 63314203 A JP63314203 A JP 63314203A JP 31420388 A JP31420388 A JP 31420388A JP H0263279 A JPH0263279 A JP H0263279A
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Landscapes
- Television Signal Processing For Recording (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
[産業上の利用分野]
この発明は、VTRの再生FM輝度信号のFM復調器の
復調出力が反転現象を発生するの防止する反転現象補償
器に関する。
復調出力が反転現象を発生するの防止する反転現象補償
器に関する。
し従来の技術]
第24図は従来のVTRの再生アナログ輝度信号処理回
路の構成を示すブロック回路図である。
路の構成を示すブロック回路図である。
同図において、(41)はヘッドアンプで、磁気テープ
(39)から磁気ヘッド(40)により再生されたアナ
ログ再生FM信号を増幅する。 (42)はヘッドアン
プ(41)の出力が入力される再生RFイコライザ、(
43)はダブルリミッタで、再生RFイコライザ(42
)から入力されるアナログ再生FM信号の反転現象防止
作用(以下、「反転防止」という)と、リミッタ作用と
を行う。(44)はアナログFM復調器で、ダブルリミ
ッタ(43)の出力を復調する。
(39)から磁気ヘッド(40)により再生されたアナ
ログ再生FM信号を増幅する。 (42)はヘッドアン
プ(41)の出力が入力される再生RFイコライザ、(
43)はダブルリミッタで、再生RFイコライザ(42
)から入力されるアナログ再生FM信号の反転現象防止
作用(以下、「反転防止」という)と、リミッタ作用と
を行う。(44)はアナログFM復調器で、ダブルリミ
ッタ(43)の出力を復調する。
(45)はアナログFM復調器(44)の出力をデイエ
ンファシスするメイン・デイエンファシス回路、(46
)は上記メイン・デイエンファシス回路(45)の出力
が入力されるローパスフィルタ(以下、「LPFJ と
いう)である。
ンファシスするメイン・デイエンファシス回路、(46
)は上記メイン・デイエンファシス回路(45)の出力
が入力されるローパスフィルタ(以下、「LPFJ と
いう)である。
つぎに、この再生輝度信号処理回路の動作を説明する。
磁気ヘッド(40)から出力されたアナログ再生FM信
号は、ヘッドアンプ(41)で増幅され、この増幅され
た信号は、ある特性の再生RFイコライザ(42)を通
されて、反転現象防止およびある程度のS/N確保の点
からアナログ再生FM信号の上側波および下側波がキャ
リアに対し、ある特定の割合となるように設定される。
号は、ヘッドアンプ(41)で増幅され、この増幅され
た信号は、ある特性の再生RFイコライザ(42)を通
されて、反転現象防止およびある程度のS/N確保の点
からアナログ再生FM信号の上側波および下側波がキャ
リアに対し、ある特定の割合となるように設定される。
ついで、この再生RFイコライザ(42)の出力はダブ
ルリミッタ(43)に入力され、反転防止された上で据
幅のそろったアナログFM信号として出力される。この
アナログFM信号はアナログFM復調器(44)で復調
され、さらに、この復調信号はメイン・デイエンファシ
ス回路(45)に人力されて記録時のプリエンファシス
とは逆特性のフィルタに通され、つぎに、L P F
(41i)で不要な成分が取り除かれて出力される。
ルリミッタ(43)に入力され、反転防止された上で据
幅のそろったアナログFM信号として出力される。この
アナログFM信号はアナログFM復調器(44)で復調
され、さらに、この復調信号はメイン・デイエンファシ
ス回路(45)に人力されて記録時のプリエンファシス
とは逆特性のフィルタに通され、つぎに、L P F
(41i)で不要な成分が取り除かれて出力される。
以上のように構成された従来の再生輝度信号処理回路に
おいては、アナログFM復調器(44)に入力されるF
M波が、たとえば家庭用VTRの再生輝度信号処理回路
のFM波のように、再生RFイコライザを含む、ある特
性のFM伝送系を通過した結果、上側波が抑制され下側
波が強調されたような、あるいは下側波が抑圧され、上
側波が強調されたようなアンバランスなFM波である場
合、その復調信号が所定のレベルの範囲を越えて黒側あ
るいは白側に飛び出してしまうことが実験でも確かめら
れている。このような復調信号をそのままデイエンファ
シスして、画像信号として出力すると、画面に黒または
白の短い横線が現れて、きわめて見にくい画像となる。
おいては、アナログFM復調器(44)に入力されるF
M波が、たとえば家庭用VTRの再生輝度信号処理回路
のFM波のように、再生RFイコライザを含む、ある特
性のFM伝送系を通過した結果、上側波が抑制され下側
波が強調されたような、あるいは下側波が抑圧され、上
側波が強調されたようなアンバランスなFM波である場
合、その復調信号が所定のレベルの範囲を越えて黒側あ
るいは白側に飛び出してしまうことが実験でも確かめら
れている。このような復調信号をそのままデイエンファ
シスして、画像信号として出力すると、画面に黒または
白の短い横線が現れて、きわめて見にくい画像となる。
このような現象が「反転現象」あるいは「破れ」と呼ば
れているものである。
れているものである。
第25図はたとえば(昭和58年i電子通信学会情報・
システム部門全国大会1−266)または (IEEE
Trance on CE、V、Il 、CE
−:12.NO3,August19116 rEX
PERIMHNTs ON VTRDIGITAL
5IGNALPROCESSING、)に示されて
いるTAN型ディジタルFM復調器の構成を示すブロッ
ク回路図で、たとえば第24図のアナログFM復調器(
44)の位置に挿入されてFM波の復調を行うものであ
るが、このディジタルFM復調器においても「反転現象
」が生じる。以下、ディジタル復調器の構成と動作を説
明し、つぎにディジタルFM復調器で発生する反転現象
を説明する。
システム部門全国大会1−266)または (IEEE
Trance on CE、V、Il 、CE
−:12.NO3,August19116 rEX
PERIMHNTs ON VTRDIGITAL
5IGNALPROCESSING、)に示されて
いるTAN型ディジタルFM復調器の構成を示すブロッ
ク回路図で、たとえば第24図のアナログFM復調器(
44)の位置に挿入されてFM波の復調を行うものであ
るが、このディジタルFM復調器においても「反転現象
」が生じる。以下、ディジタル復調器の構成と動作を説
明し、つぎにディジタルFM復調器で発生する反転現象
を説明する。
第25図において、(1)は入力されたアナログFM信
号をディジタル信号に変換するサンプリング周期TのA
/Dコンバータで、ディジタル化されたFM信号は、9
0°移相器(3)により90°移相された信号Yとなる
。他方、A/Dコンバータ(1)の出力は遅延補正器(
2)に人力され、90゛穆相器(3)により生じる信号
Yの遅延時間と同じたけディジタルFM信号を遅延され
る。したがって、遅延補正器(2)の出力信号Xと、9
0°移相器(3)の出力Yとは同一時刻に量子化された
信号とみなすことができる、(4)は入力された信号、
X、Yについて jan−’ (X/Y)の演算を行う
演算器、(5)は演算器(4)の出力を1サンプリング
周期Tだけ遅延される遅延器、(6)は演算器(4)の
出力から遅延器(5)の出力を擁算する減算器である。
号をディジタル信号に変換するサンプリング周期TのA
/Dコンバータで、ディジタル化されたFM信号は、9
0°移相器(3)により90°移相された信号Yとなる
。他方、A/Dコンバータ(1)の出力は遅延補正器(
2)に人力され、90゛穆相器(3)により生じる信号
Yの遅延時間と同じたけディジタルFM信号を遅延され
る。したがって、遅延補正器(2)の出力信号Xと、9
0°移相器(3)の出力Yとは同一時刻に量子化された
信号とみなすことができる、(4)は入力された信号、
X、Yについて jan−’ (X/Y)の演算を行う
演算器、(5)は演算器(4)の出力を1サンプリング
周期Tだけ遅延される遅延器、(6)は演算器(4)の
出力から遅延器(5)の出力を擁算する減算器である。
この実施例のFM復調動作はつぎの演算によって行われ
る。
る。
時刻tにおけるアナログFM信号をX (t) この
信号の位相を90’[相した信号y (t)としたとき
、信号X (t)を復調した信号F (t)はで与えら
れることが従来から知られている。ここけるFM波の位
相を表わし、これをφ(1) とすれば、■式は、 と表現できる。
信号の位相を90’[相した信号y (t)としたとき
、信号X (t)を復調した信号F (t)はで与えら
れることが従来から知られている。ここけるFM波の位
相を表わし、これをφ(1) とすれば、■式は、 と表現できる。
第25図のディジタルFM復調器(50)は、このよう
な復調動作をディジタル信号処理技術を用いてハードウ
ェアにより実現したもので、この実施例の演算器(4)
は、たとえば信号Xと信号Yを人力アドレスとするRO
Mで構成し、そのROMの内容として(X/Y) に対
するアーク・タンジェント(jan−’)の値を保持さ
せておくような構成がとられる。このようにすれば、入
力信号XとYに対し、jan−’ (X/Y)の値を出
力として得ることができる。この演算器(4)の出力は
、前述したように時刻t−に・TにおけるFM波の位相
φ(に・T)を表わすが、簡単のために、これをφ(に
)とすれば(以下、「φ(K)」以外についてもこの記
法を用いる)、遅延器(5)の出力はφ(K−1)であ
り、減算器(6)の出力はφ(に)−φ(K−1)であ
って、サンプリング周期Tの間におけるFM波の位相の
増分を示す値となる。これをΔφ(に)とする。
な復調動作をディジタル信号処理技術を用いてハードウ
ェアにより実現したもので、この実施例の演算器(4)
は、たとえば信号Xと信号Yを人力アドレスとするRO
Mで構成し、そのROMの内容として(X/Y) に対
するアーク・タンジェント(jan−’)の値を保持さ
せておくような構成がとられる。このようにすれば、入
力信号XとYに対し、jan−’ (X/Y)の値を出
力として得ることができる。この演算器(4)の出力は
、前述したように時刻t−に・TにおけるFM波の位相
φ(に・T)を表わすが、簡単のために、これをφ(に
)とすれば(以下、「φ(K)」以外についてもこの記
法を用いる)、遅延器(5)の出力はφ(K−1)であ
り、減算器(6)の出力はφ(に)−φ(K−1)であ
って、サンプリング周期Tの間におけるFM波の位相の
増分を示す値となる。これをΔφ(に)とする。
■式は、サンプリング周期Tが充分に小さい時は、
と近似でき、またサンプリング周期Tは一定なので、減
算器(6)の出力Δφ(に)は、復調信号F (K)と
相似なものとなるので、減算器(6)の出力Δφ(K)
を復調信号とみなすことができる。
算器(6)の出力Δφ(に)は、復調信号F (K)と
相似なものとなるので、減算器(6)の出力Δφ(K)
を復調信号とみなすことができる。
ところが、アーク・タンジェント(tan−’)の値は
周期関数であり、X、Yの符号を考慮するとその周期は
2πである。いま、演算器(4)を構成しているROM
内のテーブルが0から2π(rad)までの値をもって
いるものであるとすると、入力信号XおよびYのtan
−’ (X/Y)の時刻(k−1)における値が、たと
えば1.9π(rad) 、つぎの時刻(R)における
値が21π(rad)であったとすると、演算器(4)
の出力φ(に−1)は1.9 π(rad)でつぎの
出力φ(に)は0.1π(rad)となり、減算器(6
)の出力△φ(に)は負の−1,8yc (rad)に
なって不連続が生じるという問題がある。
周期関数であり、X、Yの符号を考慮するとその周期は
2πである。いま、演算器(4)を構成しているROM
内のテーブルが0から2π(rad)までの値をもって
いるものであるとすると、入力信号XおよびYのtan
−’ (X/Y)の時刻(k−1)における値が、たと
えば1.9π(rad) 、つぎの時刻(R)における
値が21π(rad)であったとすると、演算器(4)
の出力φ(に−1)は1.9 π(rad)でつぎの
出力φ(に)は0.1π(rad)となり、減算器(6
)の出力△φ(に)は負の−1,8yc (rad)に
なって不連続が生じるという問題がある。
そこで、不連続補正器(7) で減算器(6)の出力が
負になった場合のみ、その出力に2πを加え、たとえば
上側では0.2π(rad)を出力するような補正を行
なう。このようにすれば、不連続補正器(7)の出力は
上述したような不連続を生じなくなる。以下、この不連
続補正器(7)の出力をSo(に)とする、そして、不
連続補正器(7)の出力をD/Aコンバータ(9)によ
りアナログ信号に変換すれば、FM信号を復調したアナ
ログ出力信号が得られる。
負になった場合のみ、その出力に2πを加え、たとえば
上側では0.2π(rad)を出力するような補正を行
なう。このようにすれば、不連続補正器(7)の出力は
上述したような不連続を生じなくなる。以下、この不連
続補正器(7)の出力をSo(に)とする、そして、不
連続補正器(7)の出力をD/Aコンバータ(9)によ
りアナログ信号に変換すれば、FM信号を復調したアナ
ログ出力信号が得られる。
つぎにディジタルFM復調器において発生する反転現象
を説明する。
を説明する。
A/Dコンバータ(1)に入力されるFM波が、たとえ
ば家庭用VTRの再生輝度信号処理系のFM波のように
、再生RFイコライザを含む、ある特性のFM伝送系を
通過した結果、上側波または下側波の一方が抑制され、
他方の側波が強調されたようなアンバランスなFM波で
ある場合には、第2図に示した従来のディジタルFM復
調器では、その復調出力が所定のレベルの範囲を越えて
白側、あるいは黒画に飛び出してしまうことがあること
が実験でも確かめられている。このようなFM波をその
ままD/Aコンバーターでアナログ信号に変換して画像
として映出すると、黒または白の短い横線が現れて、き
わめて見にくい画像となる。
ば家庭用VTRの再生輝度信号処理系のFM波のように
、再生RFイコライザを含む、ある特性のFM伝送系を
通過した結果、上側波または下側波の一方が抑制され、
他方の側波が強調されたようなアンバランスなFM波で
ある場合には、第2図に示した従来のディジタルFM復
調器では、その復調出力が所定のレベルの範囲を越えて
白側、あるいは黒画に飛び出してしまうことがあること
が実験でも確かめられている。このようなFM波をその
ままD/Aコンバーターでアナログ信号に変換して画像
として映出すると、黒または白の短い横線が現れて、き
わめて見にくい画像となる。
このような現象は、従来のアナログFM復調において、
「反転現象Jあるいは「破れ」と呼ばれているものに相
当するが、以下、ディジタルFM復調においても、便宜
上、「反転現象」あるいは「破れ」と呼ぶことにする。
「反転現象Jあるいは「破れ」と呼ばれているものに相
当するが、以下、ディジタルFM復調においても、便宜
上、「反転現象」あるいは「破れ」と呼ぶことにする。
つぎに、このような反転現象について詳しく説明する。
撮幅A、角周波数ωCをもつ搬送波はベクトルとして複
素平面上で表現できるので、これをE c(ωct)
w A−e” ” とおき、「搬送波ベクトル」と呼ぶ、また変調信号を、 em(t)=Ω+Lcos ωit とおくと、FM波は時刻tにおいて大きさA2位相が(
(11ct+ 1”、 a m (t) dt)のベク
トルとして表現できるので、これをrFMベクトル」E
(t) とおくと、 E (t) = E C[(11ct+ 5゜e++
+(t)dtl= A −e ’ [(IJ ct+
I:e m(t)dtl、 E、、、 ct) 、
Jm□sinoJmtとなる。搬送波ベクトルEc(ω
ct)は、静止複素平面上で半径Aの円上を時刻tの経
過とともに反時計方向に回転しているが、今、搬送波ベ
クトルとともに回転する複素平面を想定すると、搬送波
ベクトルが常にこの複素平面上で実軸の正方向に一致す
るように、複素平面を設定することができる。 このよ
うに複素平面を設定すると、FMペクト71.E(t)
ノ先端Gt、複素数ejffl′s10″′1llj
ノ軌跡、すなわち、原点を中心とした円弧を描く、これ
をFM波の「ベクトル軌跡」と呼ぶことにする。すなわ
ち、搬送波ベクトルEc(ωct)を基準ベクトルとし
た時のFMベクトルE (t)の軌跡とは、 E (t) −E c(ωat) ・[x+jyl
とおいた時点(χ、 y)がx−y平面上に描く図形に
等しい、このようすを第26図に示す。
素平面上で表現できるので、これをE c(ωct)
w A−e” ” とおき、「搬送波ベクトル」と呼ぶ、また変調信号を、 em(t)=Ω+Lcos ωit とおくと、FM波は時刻tにおいて大きさA2位相が(
(11ct+ 1”、 a m (t) dt)のベク
トルとして表現できるので、これをrFMベクトル」E
(t) とおくと、 E (t) = E C[(11ct+ 5゜e++
+(t)dtl= A −e ’ [(IJ ct+
I:e m(t)dtl、 E、、、 ct) 、
Jm□sinoJmtとなる。搬送波ベクトルEc(ω
ct)は、静止複素平面上で半径Aの円上を時刻tの経
過とともに反時計方向に回転しているが、今、搬送波ベ
クトルとともに回転する複素平面を想定すると、搬送波
ベクトルが常にこの複素平面上で実軸の正方向に一致す
るように、複素平面を設定することができる。 このよ
うに複素平面を設定すると、FMペクト71.E(t)
ノ先端Gt、複素数ejffl′s10″′1llj
ノ軌跡、すなわち、原点を中心とした円弧を描く、これ
をFM波の「ベクトル軌跡」と呼ぶことにする。すなわ
ち、搬送波ベクトルEc(ωct)を基準ベクトルとし
た時のFMベクトルE (t)の軌跡とは、 E (t) −E c(ωat) ・[x+jyl
とおいた時点(χ、 y)がx−y平面上に描く図形に
等しい、このようすを第26図に示す。
第26図において、円弧で示したのがFMベクトルE
(j)の軌跡で、P−Q−P−R−Pと変化する。また
FMベクトルE (t)は、ベッセル関数Jn (m)
を用いて、 jω cL 毎 E (t)−A−e ・Z Jn(I++) ・
e jn”七と表現できるが、ある伝送系を想定して第
nっぎ側帯波がyn倍になるとすると、この伝送系通過
後のFMベクトルEl(t)は、 jωct’ El(t)・A−e −Σyn −Jn(m)−e
””tとなるので、ベクトル軌跡G (t)は、G(
t)−1yn −Jn(a+)−e””tとなる。
(j)の軌跡で、P−Q−P−R−Pと変化する。また
FMベクトルE (t)は、ベッセル関数Jn (m)
を用いて、 jω cL 毎 E (t)−A−e ・Z Jn(I++) ・
e jn”七と表現できるが、ある伝送系を想定して第
nっぎ側帯波がyn倍になるとすると、この伝送系通過
後のFMベクトルEl(t)は、 jωct’ El(t)・A−e −Σyn −Jn(m)−e
””tとなるので、ベクトル軌跡G (t)は、G(
t)−1yn −Jn(a+)−e””tとなる。
いま、FM波が上側波が抑圧され、下側波が強調された
FM波である場合の、ベクトル軌跡G (t)は、第2
7図のような環状となり、環の上を矢印のごとく、時計
回りに回転する。さらに、より強く上側波が抑圧され、
下側波が強調された伝送系の場合は、ベクトルの環はふ
くらみ、FM波にノイズが加わるなどすると、第28図
に示したように原点を囲む軌跡となる。
FM波である場合の、ベクトル軌跡G (t)は、第2
7図のような環状となり、環の上を矢印のごとく、時計
回りに回転する。さらに、より強く上側波が抑圧され、
下側波が強調された伝送系の場合は、ベクトルの環はふ
くらみ、FM波にノイズが加わるなどすると、第28図
に示したように原点を囲む軌跡となる。
これらのFM波を復調した波形は、FM波のベクトル軌
跡の瞬時角周波数により与えられることから、ベクトル
軌跡が′fS3図のような場合の復調波形は第29図に
示した正弦波となり、第272の場合の復調波形は、P
2が原点に近くなりm時角周波数がW大きくなるため、
復調波形は第30図に示すように22に相当するところ
で大きな正の値となる。
跡の瞬時角周波数により与えられることから、ベクトル
軌跡が′fS3図のような場合の復調波形は第29図に
示した正弦波となり、第272の場合の復調波形は、P
2が原点に近くなりm時角周波数がW大きくなるため、
復調波形は第30図に示すように22に相当するところ
で大きな正の値となる。
また、第28図の場合の復調波形は、原点を囲み、しか
もP2が原点に近いことから、瞬時角周波数は絶対値の
非常に大きい負の値となるため、復調波形は第31図に
示すように、P2に相当する点で、本来正の値となるべ
きところが絶対値の非常に大きい負の値となる。これが
「黒破れ」と呼ばれる反転現象である。
もP2が原点に近いことから、瞬時角周波数は絶対値の
非常に大きい負の値となるため、復調波形は第31図に
示すように、P2に相当する点で、本来正の値となるべ
きところが絶対値の非常に大きい負の値となる。これが
「黒破れ」と呼ばれる反転現象である。
また、上側とは逆に、下側波が抑制され、上側波が強調
されたようなFM波の場合のベクトル軌跡G (t)は
、第32図のような環状となり、環の上を矢印のごとく
反時計回りに回転する。さらにより強く下側波が抑圧さ
れ、上側波が強調された伝送系の場合は、ベクトルの環
はふくらみ、FM波にノイズが加わるなどすると第33
図に示したように原点0を囲む軌跡となる。
されたようなFM波の場合のベクトル軌跡G (t)は
、第32図のような環状となり、環の上を矢印のごとく
反時計回りに回転する。さらにより強く下側波が抑圧さ
れ、上側波が強調された伝送系の場合は、ベクトルの環
はふくらみ、FM波にノイズが加わるなどすると第33
図に示したように原点0を囲む軌跡となる。
そして、この場合のFM波を復調した波形は、FM波の
ベクトル軌跡の瞬時角周波数により与えられることから
、ベクトル軌跡が第26図のような場合の復調波形は上
側の場合と同様に第29図に示した正弦波となるが、東
32図の場合は、P2が原点に近くなり、瞬時角周波数
が負の方向に大きくなるために、その復調波形は第34
図に示したように、P2に相当するところで大きな負の
値となる。
ベクトル軌跡の瞬時角周波数により与えられることから
、ベクトル軌跡が第26図のような場合の復調波形は上
側の場合と同様に第29図に示した正弦波となるが、東
32図の場合は、P2が原点に近くなり、瞬時角周波数
が負の方向に大きくなるために、その復調波形は第34
図に示したように、P2に相当するところで大きな負の
値となる。
また、第33図の場合は、原点を囲み、しかもP2が原
点に近いことから、瞬時角周波数は非常に大きい正・の
値となるため、復調波形は第35図に示すように、P2
に相当する点で、本来負の値となるべきところが非常に
大きい正の値となる。
点に近いことから、瞬時角周波数は非常に大きい正・の
値となるため、復調波形は第35図に示すように、P2
に相当する点で、本来負の値となるべきところが非常に
大きい正の値となる。
これが「白破れ」と呼ばれる反転現象である。
[発明が解決しようとする問題点]
この発明は従来のアナログFM復調器およびディジタル
FM復調器において、復調出力が所定のレベルを越えて
反転現象を生じる場合であっても反転現象が目立たない
見やすい画像が得られる反転現象補償器を得ることを目
的とする。
FM復調器において、復調出力が所定のレベルを越えて
反転現象を生じる場合であっても反転現象が目立たない
見やすい画像が得られる反転現象補償器を得ることを目
的とする。
[問題点を解決するための手段]
この発明に係る反転現象補償器は、ディジタルFM復調
器のディジタル復調データの値、またはアナログFM復
調器のアナログ復調信号を量子化したディジタル復調デ
ータの値が、正常な復調範囲として設定した上限値βま
たは下限値αを越えたときこれを判別する手段と、入力
された復調データの値が、上記α〜βの範囲内であると
きにはそのまま出力データとし、上記α〜βの範囲を越
えたときには当該人力復調データの復調される前のFM
波の下側波および上側波のアンバランスの態様に応じて
あらかじめ上記α〜βの範囲内に定めた補償値に置き換
えて出力する補償値置換手段とを備えた点を特徴とする
。
器のディジタル復調データの値、またはアナログFM復
調器のアナログ復調信号を量子化したディジタル復調デ
ータの値が、正常な復調範囲として設定した上限値βま
たは下限値αを越えたときこれを判別する手段と、入力
された復調データの値が、上記α〜βの範囲内であると
きにはそのまま出力データとし、上記α〜βの範囲を越
えたときには当該人力復調データの復調される前のFM
波の下側波および上側波のアンバランスの態様に応じて
あらかじめ上記α〜βの範囲内に定めた補償値に置き換
えて出力する補償値置換手段とを備えた点を特徴とする
。
[作 用]
判別手段は、人力された復調データがα〜βの範囲を越
えたときこのことを検出する。補償値置換手段は、α〜
βの範囲を越えた復調データを、復調前のFM波が下側
波抑圧・上側波強調型であるか、下側波強調・上側波抑
圧型であるかに応じて、あらかじめ適切な値に定めた補
償値に置き換える。このため、出力される復調データは
、常に正常な復調レベルと考えられるα〜βの範囲内と
なり、再生画面に白破れまたは黒破れの生じない[実施
例] ]1図はアナログFM復調器を有するVTRの再生輝度
信号処理回路にこの発明に係る反転現象補償器を適用し
た構成を示すブロック回路図、第2図はこの発明に係る
反転現象補償器を備えたディジタルFM復調器の構成を
示すブロック回路図、第3図ないし第9図はそれぞれ異
なるこの発明の一実施例の構成を示すブロック回路図で
ある。
えたときこのことを検出する。補償値置換手段は、α〜
βの範囲を越えた復調データを、復調前のFM波が下側
波抑圧・上側波強調型であるか、下側波強調・上側波抑
圧型であるかに応じて、あらかじめ適切な値に定めた補
償値に置き換える。このため、出力される復調データは
、常に正常な復調レベルと考えられるα〜βの範囲内と
なり、再生画面に白破れまたは黒破れの生じない[実施
例] ]1図はアナログFM復調器を有するVTRの再生輝度
信号処理回路にこの発明に係る反転現象補償器を適用し
た構成を示すブロック回路図、第2図はこの発明に係る
反転現象補償器を備えたディジタルFM復調器の構成を
示すブロック回路図、第3図ないし第9図はそれぞれ異
なるこの発明の一実施例の構成を示すブロック回路図で
ある。
まず、この発明に係る反転現象補償器の動作原理をディ
ジタルFM復調器を例に説明する。
ジタルFM復調器を例に説明する。
VTRの場合、FM信号の周波数アロケーションにより
、FM信号の瞬時周波数の最大値f1と最小値f2は決
っているので、サンプリング周波数fsが決まれば、不
連続補正器(7)の出力、すなわちFM波の位相の増分
So(に)の範囲は、FM波が記録時と同じように再生
されておれば理論的に決まる。たとえば家庭用VTRの
場合、FMキャリア周波数はシンクチップ先端で5.4
[M)IZI、100%ホワイトで7.0 [M)
IZI と決められているので、最大の瞬時周波数は2
10%ホワイト・クリップでおこり、f 1−11.7
8 [M)Izlとなり、最小の瞬時周波数は一70%
ダーク・クリップでおこり、f 2 =4.28 [M
Hzlとなる。したがって、たとえばサンプリング周波
数fsがf s = 14.3 [M)Izlの場合は
、1サンプリング周期T(=1/fs)間の位相の増分
5o(K)の値は、最小でもS;= 2π・f 2・T
(rad)であり、また最大でもS8= 2 yr
−f l−T (rad)である、すなわち、FM波が
記録時と同じであれば、So(に)の値はs’−58(
ただし、S < S ) (rad)におさまるという
ことになる。
、FM信号の瞬時周波数の最大値f1と最小値f2は決
っているので、サンプリング周波数fsが決まれば、不
連続補正器(7)の出力、すなわちFM波の位相の増分
So(に)の範囲は、FM波が記録時と同じように再生
されておれば理論的に決まる。たとえば家庭用VTRの
場合、FMキャリア周波数はシンクチップ先端で5.4
[M)IZI、100%ホワイトで7.0 [M)
IZI と決められているので、最大の瞬時周波数は2
10%ホワイト・クリップでおこり、f 1−11.7
8 [M)Izlとなり、最小の瞬時周波数は一70%
ダーク・クリップでおこり、f 2 =4.28 [M
Hzlとなる。したがって、たとえばサンプリング周波
数fsがf s = 14.3 [M)Izlの場合は
、1サンプリング周期T(=1/fs)間の位相の増分
5o(K)の値は、最小でもS;= 2π・f 2・T
(rad)であり、また最大でもS8= 2 yr
−f l−T (rad)である、すなわち、FM波が
記録時と同じであれば、So(に)の値はs’−58(
ただし、S < S ) (rad)におさまるという
ことになる。
しかし、現実には再生時のFM波は記録時と同じではな
く、また、再生RFイコライザ等によって意識的にS/
N改善のため、あるいは反転現象防止のために、キャリ
アに対する下側波および上側波の割合をある値に設定し
たりするので、5o(K)の値がこの範囲からはずれる
こともあり、このようなことを考慮してS二〜S、’(
rad) より、もう少し範囲の広いα〜β(rad)
(ただしαくS。
く、また、再生RFイコライザ等によって意識的にS/
N改善のため、あるいは反転現象防止のために、キャリ
アに対する下側波および上側波の割合をある値に設定し
たりするので、5o(K)の値がこの範囲からはずれる
こともあり、このようなことを考慮してS二〜S、’(
rad) より、もう少し範囲の広いα〜β(rad)
(ただしαくS。
β>S)が正常な復調範囲と考えることができる。そこ
でSo(に)の値がα〜β(rad)の範囲に入らない
時は、補償する必要があると判断する。
でSo(に)の値がα〜β(rad)の範囲に入らない
時は、補償する必要があると判断する。
再生FM波には、前に述べたように、上側波が抑圧され
、下側波が強調されている上側波抑圧・下側波強調型の
場合と、下側波が抑圧され、上側波が強調されている下
側波抑圧・上側波強調型の場合とがあり、その抑圧1強
調の度合いがある程度を越えると、ディジタルFM復調
においても前述の反転現象(破れ)が発生し、この破れ
が起った瞬間の不連続補正器(7)からの出力5o(k
)がβ(rad)よりも異常に大きい値になったり、α
(rad)よりも異常に小さい値になることが実験的に
確かめられている。これは次の理由による。
、下側波が強調されている上側波抑圧・下側波強調型の
場合と、下側波が抑圧され、上側波が強調されている下
側波抑圧・上側波強調型の場合とがあり、その抑圧1強
調の度合いがある程度を越えると、ディジタルFM復調
においても前述の反転現象(破れ)が発生し、この破れ
が起った瞬間の不連続補正器(7)からの出力5o(k
)がβ(rad)よりも異常に大きい値になったり、α
(rad)よりも異常に小さい値になることが実験的に
確かめられている。これは次の理由による。
(理由1)
一方の側波抑圧、他方の側波強調型のFM波であって、
反転に至らない状態のFM波についての1サンプリング
周期の間の位相の増分は、両側波のバランスのとれたF
M波の位相の増分よりも、上側波抑圧・下側波強調型の
場合は大きくなり、逆に下側波抑圧・上側波強調型の場
合は小さくなるためであり、これは理論的にも実験的に
も確かめられている。
反転に至らない状態のFM波についての1サンプリング
周期の間の位相の増分は、両側波のバランスのとれたF
M波の位相の増分よりも、上側波抑圧・下側波強調型の
場合は大きくなり、逆に下側波抑圧・上側波強調型の場
合は小さくなるためであり、これは理論的にも実験的に
も確かめられている。
また、このような上側波抑圧・下側波強調型のFM波の
復調信号が、黒レベルから白レベルに変化しつつある時
には、FM波の本来の位相の増分が2π(rad)以上
も増えてしまう瞬間や、2π(rad)以上には増えな
いが、2π(rad)に近い、たとえば1.8π(ra
d)位になる瞬間の起る確率が多くなるためであり、ま
た、下側波抑圧・上側波強調型のFM波の復調信号が、
白レベルから黒レベルに変化しつつある時には、FM波
の本来の位相の増分が負の値になってしまう瞬間や、負
にはならないがO(rad)に近い、たとえば、0.1
π(rad)位になる瞬間の起る確率が増加するためで
あって、このことも理論的にも実験的にも確かめられて
いる。
復調信号が、黒レベルから白レベルに変化しつつある時
には、FM波の本来の位相の増分が2π(rad)以上
も増えてしまう瞬間や、2π(rad)以上には増えな
いが、2π(rad)に近い、たとえば1.8π(ra
d)位になる瞬間の起る確率が多くなるためであり、ま
た、下側波抑圧・上側波強調型のFM波の復調信号が、
白レベルから黒レベルに変化しつつある時には、FM波
の本来の位相の増分が負の値になってしまう瞬間や、負
にはならないがO(rad)に近い、たとえば、0.1
π(rad)位になる瞬間の起る確率が増加するためで
あって、このことも理論的にも実験的にも確かめられて
いる。
(理由2)
上側波抑圧・下側波強調型のFM波から・の復調におい
ては、「黒破れ」と呼ばれる反転現象が発生しやすく、
この「黒破れ」を起した時のF M波の真の位相の増分
は負になったり、正であってもα(rad)よりも小さ
い値、たとえば0.1π(rad)待になる瞬間の起る
確率が多くなる。
ては、「黒破れ」と呼ばれる反転現象が発生しやすく、
この「黒破れ」を起した時のF M波の真の位相の増分
は負になったり、正であってもα(rad)よりも小さ
い値、たとえば0.1π(rad)待になる瞬間の起る
確率が多くなる。
他方、下側波抑圧・上側波強調型のFM波からの復調に
おいては、「白破れ」と呼ばれる反転現象が発生しやす
く、この「白破れ」を起したときのFM波の真の位相の
増分が2π(rad)を越えたり、2π(rad)を越
えなくても2π(rad) に近い値、たとえば1.
9π(rad1位になる瞬間の起る確率が多くなるため
であり、これも理論的および実験的に確かめられている
。
おいては、「白破れ」と呼ばれる反転現象が発生しやす
く、この「白破れ」を起したときのFM波の真の位相の
増分が2π(rad)を越えたり、2π(rad)を越
えなくても2π(rad) に近い値、たとえば1.
9π(rad1位になる瞬間の起る確率が多くなるため
であり、これも理論的および実験的に確かめられている
。
ところでサンプリング周波数fsは、FM変調信号の最
高周波数fmに対してサンプリング定理を満たさなけれ
ばならない、ところが必要以上にサンプリング周波数を
高くすることは、A/DコンバータおよびD/Aコンバ
ータ等も高価なものが必要となり、コストの上でも不利
であるので、おのずと運ばれるべきfsの範囲は決って
くる。
高周波数fmに対してサンプリング定理を満たさなけれ
ばならない、ところが必要以上にサンプリング周波数を
高くすることは、A/DコンバータおよびD/Aコンバ
ータ等も高価なものが必要となり、コストの上でも不利
であるので、おのずと運ばれるべきfsの範囲は決って
くる。
また、FM変調信号の周波数が低い場合は、家庭用VT
Rのような狭帯域FM伝送系でも第1側帯彼だけでなく
、第2側帯波、あるいはそれ以上の側帯波まで伝送され
るため、FM波のベクトル軌跡は原点をかこみにくくな
り破れにくい。ところが周波数が高くなると、第1側帯
波のみしか伝送されなくなり、原点をかこみやすく破れ
やすくなる。実際、変調信号の周波数が低い場合は、は
とんど破れず、高くなると破れやすいことが実験的にも
確かめられている。
Rのような狭帯域FM伝送系でも第1側帯彼だけでなく
、第2側帯波、あるいはそれ以上の側帯波まで伝送され
るため、FM波のベクトル軌跡は原点をかこみにくくな
り破れにくい。ところが周波数が高くなると、第1側帯
波のみしか伝送されなくなり、原点をかこみやすく破れ
やすくなる。実際、変調信号の周波数が低い場合は、は
とんど破れず、高くなると破れやすいことが実験的にも
確かめられている。
次にこの理由を説明する。
家庭用VTRの場合、FM信号のキャリア周波数fcは
、FM伝送帯域の低減のために、変調信号の最大周波数
(帯域)fmに対し、f c ”wf I11+ 1
[MI(zl程度に選ばれる1例えば、fm=3 [M
Hzlに対しf c = 4.2 [MtIzl付近と
なるVTRや、f m = 5 [MHzlに対しf
c −6,5[MHzl付近となるVTRがある。
、FM伝送帯域の低減のために、変調信号の最大周波数
(帯域)fmに対し、f c ”wf I11+ 1
[MI(zl程度に選ばれる1例えば、fm=3 [M
Hzlに対しf c = 4.2 [MtIzl付近と
なるVTRや、f m = 5 [MHzlに対しf
c −6,5[MHzl付近となるVTRがある。
他方、前述したように、サンプリング周波数fsは、変
調信号に対してサンプリング定理を満たしていることが
要請され、したがってfs≧2・fmであることが必要
であるが、サンプリング周波数fsを許される下限周波
数2・fIIl付近に設定すると、A/Dコンバータお
よびD/Aコンバータ等は安価なものにできるが、復調
信号の高域の劣化が大きくなり、また、サンプリング周
波数fsが必要以上に高すぎると、復調信号の高域の劣
化は少なくなるが、A/DコンバータおよびD/Aコン
バータ等は高価なものが必要になる。これらのことを考
慮して、多くの場合は、サンプリング周波数fsは、2
・fc〜4・fc付近の周波数に設定される。(もちろ
んこの場合でもfs≧2 ・fc ’=2(f11+1
)>2 ・fmであるので、上記サンプリング定理は満
たされている。)また、家庭用VTRの場合、O〜1[
MHzlには低域変換色信号を置くため、および電磁変
換の能力からして、FM信号の0〜1 [M)Izlは
伝送されないため、変調周波数fPに対するFM波の下
第2側帯波の周波数(fc−2・fP)がO〜1[MH
zlに入る場合、この下第2側帯波は伝送されない。し
たがって、このようなFM波からの復調は前述のように
破れやすくなる。また、この下第2側帯波の周波数(f
c−2・fP)が負の周波数になる場合も、信号処理方
式上、この下第2側帯波は正しく伝送されなくなり、破
れやすくなる。結局、(fc −2−fP )≦1 [
M)Izlの時が破れやすいということになる。即ち、
上式から、変調周波数fPが fP≧(fc −1[MHzl) /2を満たすときが
破れやすいと云える。ここでfo = (fc −1[
MHzl) / 2とおくと、破れやすい変調周波数f
Pの中で、fP=foのときが、復調波形の一周期の時
間長が最も長いので、復調波形の一周期中に含まれるサ
ンプリング点数が最も多いことが判る。つぎにこのサン
プリング点数が高々何点位であるかを評価する。
調信号に対してサンプリング定理を満たしていることが
要請され、したがってfs≧2・fmであることが必要
であるが、サンプリング周波数fsを許される下限周波
数2・fIIl付近に設定すると、A/Dコンバータお
よびD/Aコンバータ等は安価なものにできるが、復調
信号の高域の劣化が大きくなり、また、サンプリング周
波数fsが必要以上に高すぎると、復調信号の高域の劣
化は少なくなるが、A/DコンバータおよびD/Aコン
バータ等は高価なものが必要になる。これらのことを考
慮して、多くの場合は、サンプリング周波数fsは、2
・fc〜4・fc付近の周波数に設定される。(もちろ
んこの場合でもfs≧2 ・fc ’=2(f11+1
)>2 ・fmであるので、上記サンプリング定理は満
たされている。)また、家庭用VTRの場合、O〜1[
MHzlには低域変換色信号を置くため、および電磁変
換の能力からして、FM信号の0〜1 [M)Izlは
伝送されないため、変調周波数fPに対するFM波の下
第2側帯波の周波数(fc−2・fP)がO〜1[MH
zlに入る場合、この下第2側帯波は伝送されない。し
たがって、このようなFM波からの復調は前述のように
破れやすくなる。また、この下第2側帯波の周波数(f
c−2・fP)が負の周波数になる場合も、信号処理方
式上、この下第2側帯波は正しく伝送されなくなり、破
れやすくなる。結局、(fc −2−fP )≦1 [
M)Izlの時が破れやすいということになる。即ち、
上式から、変調周波数fPが fP≧(fc −1[MHzl) /2を満たすときが
破れやすいと云える。ここでfo = (fc −1[
MHzl) / 2とおくと、破れやすい変調周波数f
Pの中で、fP=foのときが、復調波形の一周期の時
間長が最も長いので、復調波形の一周期中に含まれるサ
ンプリング点数が最も多いことが判る。つぎにこのサン
プリング点数が高々何点位であるかを評価する。
前述のように、サンプリング周波数fsは2・fc≦f
s≦4・fc付近に設定されるので、 程度ということになり、サンプリング周波数fsと変調
周波数foの関係は、おおむね、る、これは、変調周波
数foの復調波のサンプリング点が、おおむね8点〜4
点程度と云うことを意味している。変調周波数fPがf
oよりも大きい時はこの時も上記のように破れやすいの
であるが、復調波形の一周期の時間長はfP=foの時
よりも短くなるので、復調波形の一周期に含まれるサン
プリング点数は、foの時よりも少なくなる。結局、破
れるような周波数において、復調波の一周期に含まれる
サンプリング点は、多くても高々7〜8点程度であるこ
とが判る。
s≦4・fc付近に設定されるので、 程度ということになり、サンプリング周波数fsと変調
周波数foの関係は、おおむね、る、これは、変調周波
数foの復調波のサンプリング点が、おおむね8点〜4
点程度と云うことを意味している。変調周波数fPがf
oよりも大きい時はこの時も上記のように破れやすいの
であるが、復調波形の一周期の時間長はfP=foの時
よりも短くなるので、復調波形の一周期に含まれるサン
プリング点数は、foの時よりも少なくなる。結局、破
れるような周波数において、復調波の一周期に含まれる
サンプリング点は、多くても高々7〜8点程度であるこ
とが判る。
復調結果が破れた場合は、第35図または第31図のよ
うになり、P2の付近でα〜β(rad)の範囲を越え
ることになるが、−周期に含まれるサンプリング点が高
々7〜8点程度であるので、α〜β(rad)の範囲を
越える点は高々2点程度である。
うになり、P2の付近でα〜β(rad)の範囲を越え
ることになるが、−周期に含まれるサンプリング点が高
々7〜8点程度であるので、α〜β(rad)の範囲を
越える点は高々2点程度である。
また、第34図のように黒画に大きく飛び出た場合、ま
たは第30図のように白側に大きく飛び出た場合でもα
〜β(rad)の範囲を越えることがあるが、この場合
も同様の理由により、α〜β(rad)の範囲を越える
点は高々2点である。つまり、再生画面上で破れが発生
した場合、黒い線または白い線が横にのびて破れたよう
に見えるのは、1.2点の破れか、デイエンファシスに
よりその後の波形まで黒レベルまたは白レベルに引きす
るためであって、破れ自体が何点にもわたって発生して
いるわけではないことが実験で確かめられている。
たは第30図のように白側に大きく飛び出た場合でもα
〜β(rad)の範囲を越えることがあるが、この場合
も同様の理由により、α〜β(rad)の範囲を越える
点は高々2点である。つまり、再生画面上で破れが発生
した場合、黒い線または白い線が横にのびて破れたよう
に見えるのは、1.2点の破れか、デイエンファシスに
よりその後の波形まで黒レベルまたは白レベルに引きす
るためであって、破れ自体が何点にもわたって発生して
いるわけではないことが実験で確かめられている。
たとえば家庭用VTRの場合、変調信号の最大周波数が
5 [MH2]であるとすると、サンプリング定理より
サンプリング周波数fsは1o [MHz1以上であれ
ばよいことになる。また、通常の場合、変調信号が2
[MHzl以下で破れにくく、3 [M)Izl〜4
[MHz]の範囲で破れやすいことを確認している。い
ま、f s = 14.3 [MHz]とすると、3〜
4[IJHzIの変調信号の一周期内に含まれるサンプ
リング点は、たかだか5点である。復調結果が破れて第
35図のような波形となった場合は、P2の付近で白側
に大きくはねあがった部分がα〜β(rad)の範囲を
越え、また、第31図に示すような波形となった場合は
、P2の付近で黒画に落ち込んだ部分がα〜β(rad
)の範囲を越えることになるが、−周期あたりのサンプ
リング点が、たかだか5点であるため、α〜β(rad
)を越えるサンプリング点は、たいてい1点、あるいは
続いても2点のみで、3点以上続けてα〜β(rad)
の範囲をこえることは、はとんどあり得す、このことは
実験的にも確かめられている。つまり、1点だけの第1
0図または第17図の場合と、2点続く第13図または
第20図の場合を考慮しておけばよいということになる
。
5 [MH2]であるとすると、サンプリング定理より
サンプリング周波数fsは1o [MHz1以上であれ
ばよいことになる。また、通常の場合、変調信号が2
[MHzl以下で破れにくく、3 [M)Izl〜4
[MHz]の範囲で破れやすいことを確認している。い
ま、f s = 14.3 [MHz]とすると、3〜
4[IJHzIの変調信号の一周期内に含まれるサンプ
リング点は、たかだか5点である。復調結果が破れて第
35図のような波形となった場合は、P2の付近で白側
に大きくはねあがった部分がα〜β(rad)の範囲を
越え、また、第31図に示すような波形となった場合は
、P2の付近で黒画に落ち込んだ部分がα〜β(rad
)の範囲を越えることになるが、−周期あたりのサンプ
リング点が、たかだか5点であるため、α〜β(rad
)を越えるサンプリング点は、たいてい1点、あるいは
続いても2点のみで、3点以上続けてα〜β(rad)
の範囲をこえることは、はとんどあり得す、このことは
実験的にも確かめられている。つまり、1点だけの第1
0図または第17図の場合と、2点続く第13図または
第20図の場合を考慮しておけばよいということになる
。
以下、説明の便宜上、まず第2図のディジタルFM復調
器(50)に適用した実施例を説明し、つぎに第1図の
アナログFM復調器に通用した実施例を説明する。
器(50)に適用した実施例を説明し、つぎに第1図の
アナログFM復調器に通用した実施例を説明する。
まず、下側波抑圧・上側波強張型のFM波の復調信号を
補償する場合に適用する反転現象補償器(8)における
補償動作について説明する。
補償する場合に適用する反転現象補償器(8)における
補償動作について説明する。
この場合の破れの補償は、次の■式および0式にしたが
って行われる。
って行われる。
つまり、この補償動作は、第3図において、不連続補正
器(7)の出力So(に)が入力されたとき、■式の補
償を行ってSl(に)を得、つぎにこのSt(に)に対
して0式の補償を行って得られるS2(に)を、反転現
象補償器(8)の出力としてD/Aコンバータ(9)に
出力するものである。その様子を第10図〜第15図に
より説明する。
器(7)の出力So(に)が入力されたとき、■式の補
償を行ってSl(に)を得、つぎにこのSt(に)に対
して0式の補償を行って得られるS2(に)を、反転現
象補償器(8)の出力としてD/Aコンバータ(9)に
出力するものである。その様子を第10図〜第15図に
より説明する。
第10図は、1点だけが上限値β(rad)をこえてい
る場合である。これに対して■式および0式の補償を行
なうと第11図のようになる。すなわち、第10図にお
いて白側にはねあがっている1点は、本来、黒レベルで
あると考えられるので、正常な復調波形における黒レベ
ルの下限値、すなわち前述の下限値α(rad)で置き
かえる。その後にローパス・フィルタに通すと、第12
図に示すように、正弦波状の波形となる。
る場合である。これに対して■式および0式の補償を行
なうと第11図のようになる。すなわち、第10図にお
いて白側にはねあがっている1点は、本来、黒レベルで
あると考えられるので、正常な復調波形における黒レベ
ルの下限値、すなわち前述の下限値α(rad)で置き
かえる。その後にローパス・フィルタに通すと、第12
図に示すように、正弦波状の波形となる。
第13図は、2点続けて下限値β(rad)をこえてい
る場合である。これに対して■式および0式の補償を行
うと、第14図のようになる。破れた部分は、本来、黒
レベルとなるべきなので1点目はα(radj に置き
換えるが、2点目はα〜β(rad)の範囲内の値であ
って、かつ、上限値β(rad) に比較的近い値に設
定された補償値γ(rad)に置き換える。その後にロ
ーパス・フィルタを通すと、第15図に示すように破れ
が補償された良好な波形となる。
る場合である。これに対して■式および0式の補償を行
うと、第14図のようになる。破れた部分は、本来、黒
レベルとなるべきなので1点目はα(radj に置き
換えるが、2点目はα〜β(rad)の範囲内の値であ
って、かつ、上限値β(rad) に比較的近い値に設
定された補償値γ(rad)に置き換える。その後にロ
ーパス・フィルタを通すと、第15図に示すように破れ
が補償された良好な波形となる。
つぎに、第13図のように、2点続けて上限値β(ra
d)を越えた場合について、第16図に示したベクトル
図により説明する。前述したようにベクトル図は搬送波
ベクトルを基準として複素平面を想定しているので、α
、β、γの値と、複素平面の原点Oの回りの角度とを対
応づけるにはαl=α−2π・fCjT βl−β−2π・fc −T γ1−γ−2π−fc −T (ただしfcはキャリア周波数) なるα1.βl、γ1を考えれば、αとαl、βとβ1
.γとγlの対応づけができる。
d)を越えた場合について、第16図に示したベクトル
図により説明する。前述したようにベクトル図は搬送波
ベクトルを基準として複素平面を想定しているので、α
、β、γの値と、複素平面の原点Oの回りの角度とを対
応づけるにはαl=α−2π・fCjT βl−β−2π・fc −T γ1−γ−2π−fc −T (ただしfcはキャリア周波数) なるα1.βl、γ1を考えれば、αとαl、βとβ1
.γとγlの対応づけができる。
以下の例ではfcとして、50%ホワイトレベルに対応
するFM波の瞬時周波数を仮定したので、上述のα、β
の定義より、α1は負の値であり、β1は正の値である
。いま、第13図のように2点続けて上限値β(rad
)を越えた状態を第16図に示しである。FM波のサン
プリング点がA−B−〇−Dとベクトル環上を動いたと
する。
するFM波の瞬時周波数を仮定したので、上述のα、β
の定義より、α1は負の値であり、β1は正の値である
。いま、第13図のように2点続けて上限値β(rad
)を越えた状態を第16図に示しである。FM波のサン
プリング点がA−B−〇−Dとベクトル環上を動いたと
する。
この時ZAOB (fAOBは1808以下)およびZ
BOCはともにβ1以上(正の方向、すなわち反時計方
向に1β11以上)である。そこで0式および0式の補
償により、点Bは−からα1増加した(負の方向、すな
わち時計方向にIαlだけ回転した) 081上のどこ
かの点に移される。
BOCはともにβ1以上(正の方向、すなわち反時計方
向に1β11以上)である。そこで0式および0式の補
償により、点Bは−からα1増加した(負の方向、すな
わち時計方向にIαlだけ回転した) 081上のどこ
かの点に移される。
そして点Cは081を基準にγlたけ増加した(正の方
向、すなわち反時計方向に1γl 1だけ回転した)O
Cl上のどこかの点に移される。このときγ1は、OC
とaCt とがなす角tcOc1、っまりOCをOCl
としたことによる誤差がなるべく小さくなるように決定
すればよい、つまり、0式および0式の補償により、ベ
クトル軌跡はA−B−C−DからA−Bl→C1→D(
ただしA−Blは時計方向の移動である)に変更された
ことに相当し、原点0を囲むことがなくなり破れを防い
でいることがわかる。
向、すなわち反時計方向に1γl 1だけ回転した)O
Cl上のどこかの点に移される。このときγ1は、OC
とaCt とがなす角tcOc1、っまりOCをOCl
としたことによる誤差がなるべく小さくなるように決定
すればよい、つまり、0式および0式の補償により、ベ
クトル軌跡はA−B−C−DからA−Bl→C1→D(
ただしA−Blは時計方向の移動である)に変更された
ことに相当し、原点0を囲むことがなくなり破れを防い
でいることがわかる。
また、原点0をかこまず、第34図に示すように、黒画
に大きく飛び出た波形が点P2付近でα(rad)を越
えた場合でも、0式および0式の補償を行うと、1点だ
け越えた場合は第11図と同様の波形となり、2点゛続
けて越えた場合は第13図と同様の波形となるため、同
様の効果が得られる。
に大きく飛び出た波形が点P2付近でα(rad)を越
えた場合でも、0式および0式の補償を行うと、1点だ
け越えた場合は第11図と同様の波形となり、2点゛続
けて越えた場合は第13図と同様の波形となるため、同
様の効果が得られる。
つぎに、0式および0式の補償を行う第3図に示した反
転現象補償器(8)の構成とその動作について説明する
0図において(101)は5o(K)が0式の条件、す
なわち5o(K)≦αまたはSo(に)≧βを満たして
いるか否かを判別する′!J1の判別器、(102)は
5l(K−1)および5l(K)が0式の条件、すなわ
ちSl(に−1)=α、かつSl(に)=αを満たして
いるか否かを判別する第2の判別器、(11)、 (1
3)(20)、 (21)は比較器で、例えばマグニ
チュードコンパレータに相当するようなもので構成され
る。
転現象補償器(8)の構成とその動作について説明する
0図において(101)は5o(K)が0式の条件、す
なわち5o(K)≦αまたはSo(に)≧βを満たして
いるか否かを判別する′!J1の判別器、(102)は
5l(K−1)および5l(K)が0式の条件、すなわ
ちSl(に−1)=α、かつSl(に)=αを満たして
いるか否かを判別する第2の判別器、(11)、 (1
3)(20)、 (21)は比較器で、例えばマグニ
チュードコンパレータに相当するようなもので構成され
る。
(10)’、 (15)、 (18)、 (19)は
下限値a (rad)を出力する第1の定数発生器、(
12)は上限値β(rad)を出力する第2の定数発生
器、(23)は第1の補償値γ(rad)を出力する第
3の定数発生器で、それぞれ例えばROMで構成される
。 (14)は比較器(11)、 (13)の出力が
入力されるORゲート、(16)はORゲート(14)
の出力信号で制御される選択器、(17)は人力信号を
1サンプリング周期Tだけ遅延させて出力する遅延器、
(22)は比較器(20)。
下限値a (rad)を出力する第1の定数発生器、(
12)は上限値β(rad)を出力する第2の定数発生
器、(23)は第1の補償値γ(rad)を出力する第
3の定数発生器で、それぞれ例えばROMで構成される
。 (14)は比較器(11)、 (13)の出力が
入力されるORゲート、(16)はORゲート(14)
の出力信号で制御される選択器、(17)は人力信号を
1サンプリング周期Tだけ遅延させて出力する遅延器、
(22)は比較器(20)。
(21)の出力が入力されるANDゲート、(24)は
ANDゲート(22)の出力信号で制御される選択器で
、判別器(lot) 、 (102)が判別手段を構成
し、定数発生器B)、■)および選択器(Ill)、
(24)で補償値置換手段を構成している。
ANDゲート(22)の出力信号で制御される選択器で
、判別器(lot) 、 (102)が判別手段を構成
し、定数発生器B)、■)および選択器(Ill)、
(24)で補償値置換手段を構成している。
つぎに動作を説明する。
不連続補正器(7) の出力5o(K)は、比較器(1
11,(13)および選択器(16)にそれぞれ入力さ
れ邸、比較器(11)はS o(k)を定数発生器(l
O)の出力値αと比較し、5o(K)≦αの場合は「1
」を、その他の場合は「0」を出力する。他方、比較器
(13)は5o(K)を定数発生器(12)の出力値β
と比較し、So(に)≧βの場合は「1」を、その他の
場合は「0」を出力する。比較器(11)、 (13
)の出力はORゲート(14)に入力され、ORゲート
(14)は、2つの入力のうちいずれか一方が「1」で
あれば「1」を選択器(16)に出力し、選択器(16
)は端子すを選択して定数発生器(15)の出力値αを
5t(K)として出力する。また比較器(11)、
(13)の出力がいずれも「0」の場合、ORゲート(
14)は「O」を出力し、選択器(16)は端子aを選
択して入力So(に)を5L(K)として出力する。
11,(13)および選択器(16)にそれぞれ入力さ
れ邸、比較器(11)はS o(k)を定数発生器(l
O)の出力値αと比較し、5o(K)≦αの場合は「1
」を、その他の場合は「0」を出力する。他方、比較器
(13)は5o(K)を定数発生器(12)の出力値β
と比較し、So(に)≧βの場合は「1」を、その他の
場合は「0」を出力する。比較器(11)、 (13
)の出力はORゲート(14)に入力され、ORゲート
(14)は、2つの入力のうちいずれか一方が「1」で
あれば「1」を選択器(16)に出力し、選択器(16
)は端子すを選択して定数発生器(15)の出力値αを
5t(K)として出力する。また比較器(11)、
(13)の出力がいずれも「0」の場合、ORゲート(
14)は「O」を出力し、選択器(16)は端子aを選
択して入力So(に)を5L(K)として出力する。
つぎに選択器(16)の出力Sl(に)は比較器(20
)、遅延器(17)および選択器(24)に入力される
。比較器(20)は51(k)を定数発生器(18)の
出力値αと比較し、5l(K)=αの場合は「1」を、
その他の場合は「0」を出力する。他方、遅延器(17
)に入力されたSL(に)は、1サンプリング周期Tだ
け遅延されるので、遅延器(17)の出力はSl(に−
1)と表現できる。この出力St(に−1)は比較器(
21)に入力されて定数発生器(19)の出力値αと比
較され、Sl(に−1)=αの場合は「1」を、その他
の場合は「0」を出力する。ANDゲート(22)は、
2つの入力がともに「1」の場合は「1」を選択器(2
4)に出力し、選択器(24)は端子すを選択して定数
発生器(23)から出される補償値γをS2(に)とし
て出力する。また、ANDゲート(22)は2つの入力
のうち、いずれか一方が「0」の場合は「O」を選択器
(24)に出力し、選択器(24)は端子aを選択して
5t(K)を52(K)として出力する。
)、遅延器(17)および選択器(24)に入力される
。比較器(20)は51(k)を定数発生器(18)の
出力値αと比較し、5l(K)=αの場合は「1」を、
その他の場合は「0」を出力する。他方、遅延器(17
)に入力されたSL(に)は、1サンプリング周期Tだ
け遅延されるので、遅延器(17)の出力はSl(に−
1)と表現できる。この出力St(に−1)は比較器(
21)に入力されて定数発生器(19)の出力値αと比
較され、Sl(に−1)=αの場合は「1」を、その他
の場合は「0」を出力する。ANDゲート(22)は、
2つの入力がともに「1」の場合は「1」を選択器(2
4)に出力し、選択器(24)は端子すを選択して定数
発生器(23)から出される補償値γをS2(に)とし
て出力する。また、ANDゲート(22)は2つの入力
のうち、いずれか一方が「0」の場合は「O」を選択器
(24)に出力し、選択器(24)は端子aを選択して
5t(K)を52(K)として出力する。
以上の動作により、0式および0式の補償が行われる。
つぎに、上側波抑圧・下側波強調型のFM波を復調する
場合に適用する第4図に示した反転現象補償器(8)の
補償動作について説明する。
場合に適用する第4図に示した反転現象補償器(8)の
補償動作について説明する。
この場合の補償は、次の0式および0式にしたがって行
なわれる。
なわれる。
つまりこの補償動作は、第4図において、不連続補正器
(7)の出力So(に)が入力されたとき、0式の補償
を行って5l(K)を得、この、5l(K)に対して0
式の補償を行って得られるS2(に)を、反転現象補償
器(8)の出力としてD/Aコンバータ(9)に出力す
るものである。その様子を第17図〜第22図により説
明する。
(7)の出力So(に)が入力されたとき、0式の補償
を行って5l(K)を得、この、5l(K)に対して0
式の補償を行って得られるS2(に)を、反転現象補償
器(8)の出力としてD/Aコンバータ(9)に出力す
るものである。その様子を第17図〜第22図により説
明する。
第17図は、1点だけが下限値α(rad)をこえてい
る場合である。これに対して0式および0式の補償を行
なうと第18図のようになる。すなわち、第17図にお
いて黒画に落ち込んでいる1点は、本来、白レベルであ
ると考えられるので、正常な復調波形における白レベル
の上限値、すなわち前述の上限値β(rad)で置き換
える。その後にローパス・フィルタに通すと、第19図
に示すように、正弦波状の波形となる。
る場合である。これに対して0式および0式の補償を行
なうと第18図のようになる。すなわち、第17図にお
いて黒画に落ち込んでいる1点は、本来、白レベルであ
ると考えられるので、正常な復調波形における白レベル
の上限値、すなわち前述の上限値β(rad)で置き換
える。その後にローパス・フィルタに通すと、第19図
に示すように、正弦波状の波形となる。
第20図は、2点続けて下限値α(rad)をこえてい
る場合である。これに対して0式および0式の補償を行
うと、第21図のようになる。破れた部分は、本来、白
レベルとなるべきなので1点目は上限値β(radl
に置き換えるが、2点目はα〜β(radl の範囲内
の値であって、かつ下限値α(rad) に比較的近い
値に設定された補償値δ(rad)に置換する。その後
にローパス・フィルタを通すと、第22図に示すように
破れが補償された良好な波形となる。
る場合である。これに対して0式および0式の補償を行
うと、第21図のようになる。破れた部分は、本来、白
レベルとなるべきなので1点目は上限値β(radl
に置き換えるが、2点目はα〜β(radl の範囲内
の値であって、かつ下限値α(rad) に比較的近い
値に設定された補償値δ(rad)に置換する。その後
にローパス・フィルタを通すと、第22図に示すように
破れが補償された良好な波形となる。
つぎに、第20図のように、2点続けて下限値α(ra
d)を越えた場合について、第23図に示したベクトル
図により説明する。前述したように、ベクトル図は搬送
波ベクトルを基準として複素平面を想定しているので、
α、β、δの値と、複素平面の原点0の回りの角度とを
対応づけるには、α 1 冨 α −2π ・ f C
― Tβl=β−2π・fc −T δ l = δ −2π ・ fc−T(ただしfcは
キャリア周波数) なるα19β1.δ1を考えれば、αとα1.βとβ1
.δとδ1の対応づけができる。
d)を越えた場合について、第23図に示したベクトル
図により説明する。前述したように、ベクトル図は搬送
波ベクトルを基準として複素平面を想定しているので、
α、β、δの値と、複素平面の原点0の回りの角度とを
対応づけるには、α 1 冨 α −2π ・ f C
― Tβl=β−2π・fc −T δ l = δ −2π ・ fc−T(ただしfcは
キャリア周波数) なるα19β1.δ1を考えれば、αとα1.βとβ1
.δとδ1の対応づけができる。
以下の例ではfcとして、50%ホワイトレベルに対応
するFM波の瞬時周波数を仮定したので、上述のα、β
の定義からして、α1は負の値となり、βlは正の値と
なる。いま、第20図のように2点続けてα〜β(ra
d)の範囲を越えた状態を第23図に示しである。FM
波のサンプリング点がA−B−C−Dとベクトル環上を
動いたとする。この時fAOBおよびfBOcはともに
α1以下(負の方向すなわち反時計方向に1βl以上)
である、そこで0式および0式の補償により、点Bは五
からβ1 (正の方向、すなわち反時計方向に1βl
1だけ)増加した面上のどこかの点に移される。そして
点CはOBIを基準にδ1だけ増加した(負の方向、す
なわち時計方向にδ11だけ回転した) OCI上のど
こかの点に移される。このときSlは、OCとOCI
とがなす角ZcOcl 、つまりOCをOCI とした
ことによる誤差がなるべく小さくなるように決定すれば
よい。
するFM波の瞬時周波数を仮定したので、上述のα、β
の定義からして、α1は負の値となり、βlは正の値と
なる。いま、第20図のように2点続けてα〜β(ra
d)の範囲を越えた状態を第23図に示しである。FM
波のサンプリング点がA−B−C−Dとベクトル環上を
動いたとする。この時fAOBおよびfBOcはともに
α1以下(負の方向すなわち反時計方向に1βl以上)
である、そこで0式および0式の補償により、点Bは五
からβ1 (正の方向、すなわち反時計方向に1βl
1だけ)増加した面上のどこかの点に移される。そして
点CはOBIを基準にδ1だけ増加した(負の方向、す
なわち時計方向にδ11だけ回転した) OCI上のど
こかの点に移される。このときSlは、OCとOCI
とがなす角ZcOcl 、つまりOCをOCI とした
ことによる誤差がなるべく小さくなるように決定すれば
よい。
つまり0式および0式の補償により、ベクトル軌跡はA
−B→C−DからA−Bl→C1−D (ただし、A−
Blは反時計方向の移動である。)に変更されたことに
相当し、原点Oを囲むことがなくなり破れを防いでいる
ことがわかる。
−B→C−DからA−Bl→C1−D (ただし、A−
Blは反時計方向の移動である。)に変更されたことに
相当し、原点Oを囲むことがなくなり破れを防いでいる
ことがわかる。
また、原点Oをかこまず、3g30図に示すように、白
破れ状となった波形がP2付近で上限値β(rad)を
こえた場合でも0式および0式の補償を行なうと、1点
だけで越えた場合は第18図と同様の波形となり、2点
続けて越えた場合は第21図と同様の波形となるため、
同様の効果が得られる。
破れ状となった波形がP2付近で上限値β(rad)を
こえた場合でも0式および0式の補償を行なうと、1点
だけで越えた場合は第18図と同様の波形となり、2点
続けて越えた場合は第21図と同様の波形となるため、
同様の効果が得られる。
つぎに、0式および0式の補償を行う第4図に示した反
転現象補償器(8)の一実施例の構成、およびその動作
について説明する0図において第3図と同一符号は同一
構成部分を示しているので、説明を省略する。 (25
)、 (26)、(27)は上限値β(rad)を出力
する第2の定数発生器、(28)、 (29)は比較
器、(30)は補償値δ(rad)を発生する第4の定
数発生器、(103)は5l(K)および5t(K−1
)が0式の条件、すなわちSl(に−1)=β、かつ5
l(K)=βを満たしているか否かを判別する第3の判
別器で、判別器(101) 、 (103)で判別手段
を構成し、定数発生器(25)、 (30)および選
択器(16)、 (24)で補償値置換手段を構成し
ている。
転現象補償器(8)の一実施例の構成、およびその動作
について説明する0図において第3図と同一符号は同一
構成部分を示しているので、説明を省略する。 (25
)、 (26)、(27)は上限値β(rad)を出力
する第2の定数発生器、(28)、 (29)は比較
器、(30)は補償値δ(rad)を発生する第4の定
数発生器、(103)は5l(K)および5t(K−1
)が0式の条件、すなわちSl(に−1)=β、かつ5
l(K)=βを満たしているか否かを判別する第3の判
別器で、判別器(101) 、 (103)で判別手段
を構成し、定数発生器(25)、 (30)および選
択器(16)、 (24)で補償値置換手段を構成し
ている。
つぎに′fS3図の実施例の動作と異なる点を説明する
。
。
選択器(16)は、ORゲート(14)から「1」が入
力されたとき、端子すを選択して定数発生器(25)の
出力値βを31(に)として出力する。つぎに比較器(
28)は、入力されたSt(に)を定数発生器(26)
の出力値βと比較してSt(に)=βの場合は「1」を
、その他の場合は「0」を出力する。他方、遅延器(1
7)に入力され、1サンプリング周期Tだけ遅延された
S 1 (K−1)は比較器(29)に人力されて定数
発生器(27)の出力値βと比較され、S 1 (K−
1) =βの場合は「1」を、その他の場合は「0」を
、出力する。ANDゲート(22)は、2つの人力がと
もに「1」の場合は「1」を出力し、選択器(24)は
端子すを選択して定数発生器(23)の出力値δを52
(K)として出力する。また、A N Dゲート(22
)は2つの入力のいずれか一方が「o」の場合は「0」
を出力し、選択器(24)は端子aを選択してSl(に
)を52(K)として出力する0以上の動作第5図は、
下側波抑圧・上側波強調型のFM波を復調する場合に適
用する反転現象補償器(8)の一実施例を示すブロック
回路図で、(101)は前述した■および0式の判別動
作を行う判別器、(31)は補償値ε(rad)を出力
する定数発生器、(16)は選択器で、定数発生器(3
1)および選択器(16)で、補償値置換手段を構成し
ている。
力されたとき、端子すを選択して定数発生器(25)の
出力値βを31(に)として出力する。つぎに比較器(
28)は、入力されたSt(に)を定数発生器(26)
の出力値βと比較してSt(に)=βの場合は「1」を
、その他の場合は「0」を出力する。他方、遅延器(1
7)に入力され、1サンプリング周期Tだけ遅延された
S 1 (K−1)は比較器(29)に人力されて定数
発生器(27)の出力値βと比較され、S 1 (K−
1) =βの場合は「1」を、その他の場合は「0」を
、出力する。ANDゲート(22)は、2つの人力がと
もに「1」の場合は「1」を出力し、選択器(24)は
端子すを選択して定数発生器(23)の出力値δを52
(K)として出力する。また、A N Dゲート(22
)は2つの入力のいずれか一方が「o」の場合は「0」
を出力し、選択器(24)は端子aを選択してSl(に
)を52(K)として出力する0以上の動作第5図は、
下側波抑圧・上側波強調型のFM波を復調する場合に適
用する反転現象補償器(8)の一実施例を示すブロック
回路図で、(101)は前述した■および0式の判別動
作を行う判別器、(31)は補償値ε(rad)を出力
する定数発生器、(16)は選択器で、定数発生器(3
1)および選択器(16)で、補償値置換手段を構成し
ている。
つぎこの実施例の補償動作を、場合をわけて詳しく説明
する。
する。
まず、第1の例として、反転に至らないFM波であって
、そのFM波の位相の増分が負になった場合を考える。
、そのFM波の位相の増分が負になった場合を考える。
いま、第2図の演算器(4)の時刻(k−1)における
出力φ(k−1)が、たとえば0.5 rc (rad
)であり、次の時刻(K)における出力φ(に)が0.
4π(rad)になったとすると(すなわち、FM波本
来の位相の増分としては負になったとすると)、時刻(
K)における減算器(6)の出力Δφ(K)はφ(に)
−φ(k−1) ” −0,1yr (rad) とな
り、負の値になるので、不連続補正器(7)により2π
が加えられ、不連続補正器(7)の出力5o(K)は1
.9π(rad) となり、α〜β (rad)の範囲
をはずれて、異常に大きい値となって、反転現象補償器
(8)に入力されることになる。したがって、このよう
な場合、5o(k)そのものよりも、5o(k)から2
π(rad)を減算した値の方がFM波の実際の位相の
増分に近いと考えられるが、位相の増分の下限値は、前
述のようにα (rad)と考えられるのであるから、
この場合の復調出力としては5o(K)−2π(rad
) という値と、α (rad)のうち大ぎい方の値
、すなわち、α(rad)を採用するのが適当である。
出力φ(k−1)が、たとえば0.5 rc (rad
)であり、次の時刻(K)における出力φ(に)が0.
4π(rad)になったとすると(すなわち、FM波本
来の位相の増分としては負になったとすると)、時刻(
K)における減算器(6)の出力Δφ(K)はφ(に)
−φ(k−1) ” −0,1yr (rad) とな
り、負の値になるので、不連続補正器(7)により2π
が加えられ、不連続補正器(7)の出力5o(K)は1
.9π(rad) となり、α〜β (rad)の範囲
をはずれて、異常に大きい値となって、反転現象補償器
(8)に入力されることになる。したがって、このよう
な場合、5o(k)そのものよりも、5o(k)から2
π(rad)を減算した値の方がFM波の実際の位相の
増分に近いと考えられるが、位相の増分の下限値は、前
述のようにα (rad)と考えられるのであるから、
この場合の復調出力としては5o(K)−2π(rad
) という値と、α (rad)のうち大ぎい方の値
、すなわち、α(rad)を採用するのが適当である。
この補償値ε(rad) としては、実際には、α(r
ad)付近の値で次のことを考慮して選定する。
ad)付近の値で次のことを考慮して選定する。
すなわち、この補償値εが小さすぎると、後段で低域フ
ィルタおよびメイン・デイエンファシス回路に通した時
に、反転現象補償箇所周辺偽装@f−峯\つ引きずって
しまうし、また、補償値εが大きすぎると、上に引きず
ってしまうので、そうならないようにα(rad)付近
の値に選定する。もちろん、このように選択した結果と
してε;αと選ぶのが適当な場合もある。すなわち、補
償値ε(rad)は、α(rad)を含むα(rad)
よりは大きいα(radl付近の値である。
ィルタおよびメイン・デイエンファシス回路に通した時
に、反転現象補償箇所周辺偽装@f−峯\つ引きずって
しまうし、また、補償値εが大きすぎると、上に引きず
ってしまうので、そうならないようにα(rad)付近
の値に選定する。もちろん、このように選択した結果と
してε;αと選ぶのが適当な場合もある。すなわち、補
償値ε(rad)は、α(rad)を含むα(rad)
よりは大きいα(radl付近の値である。
また、第2の例として、反転に至らないFM波であって
、したがって、モのFM波の本来の位相の増分が負には
ならないが、O(rad)近くになった場合を考えろ。
、したがって、モのFM波の本来の位相の増分が負には
ならないが、O(rad)近くになった場合を考えろ。
たとえば、演算器(4)の出力φ(k−1)がo、5π
(rad)で、本来の位相の増分が0.1 rt (r
ad) シか増えなかった結果、φ(K)がo、6π
(rad)であったとすると、減算器(6)の出力Δφ
(K)は、φFK) −φ(k−1) =0.1 π(
rad) となり、α〜β(rad)を越えて異常に
小さい値になる。なお、この場合の減算器(6)の出力
0.1π(rad)は、負ではないから、不連続補正器
(7)で補正されることなく、so(に) I=0.1
π(rad)のまま反転現象補償器(8) に入力さ
れる。この場合は復調出力としてはε(rad)を採用
するのが適当である。
(rad)で、本来の位相の増分が0.1 rt (r
ad) シか増えなかった結果、φ(K)がo、6π
(rad)であったとすると、減算器(6)の出力Δφ
(K)は、φFK) −φ(k−1) =0.1 π(
rad) となり、α〜β(rad)を越えて異常に
小さい値になる。なお、この場合の減算器(6)の出力
0.1π(rad)は、負ではないから、不連続補正器
(7)で補正されることなく、so(に) I=0.1
π(rad)のまま反転現象補償器(8) に入力さ
れる。この場合は復調出力としてはε(rad)を採用
するのが適当である。
さらに、第3の例として、白破れを起したため、FM波
の本来の位相の増分が2π(rad)を越えた場合につ
いて述べる。
の本来の位相の増分が2π(rad)を越えた場合につ
いて述べる。
実験によれば、このような場合の位相の増分は2π(r
ad)は越えても、越えた量はごくわずかである場合が
ほとんどである。前述のように、本来の位相の増分が2
π(rad)を大きく越えて、たとえば3.0π(ra
d) となることはほとんどないから、たと久ばφ(
k−1)が1.Ott (rad)のとき、真の位相の
増分が2.1π(rad)となったときを代表例として
取り上げると、その結果として真のφ(k)は3 、
1 π(rad)となるが、演算器(4)においてはO
〜2π(racl)の値を割り当てているため、φ(k
)は1.1π(rad) と認識され、演算器(6)の
出力Δφ(k)はφ(k)−φ(k−11=1.lπ−
1,0π−O0亙π(rad)が出力される。
ad)は越えても、越えた量はごくわずかである場合が
ほとんどである。前述のように、本来の位相の増分が2
π(rad)を大きく越えて、たとえば3.0π(ra
d) となることはほとんどないから、たと久ばφ(
k−1)が1.Ott (rad)のとき、真の位相の
増分が2.1π(rad)となったときを代表例として
取り上げると、その結果として真のφ(k)は3 、
1 π(rad)となるが、演算器(4)においてはO
〜2π(racl)の値を割り当てているため、φ(k
)は1.1π(rad) と認識され、演算器(6)の
出力Δφ(k)はφ(k)−φ(k−11=1.lπ−
1,0π−O0亙π(rad)が出力される。
これは負ではないので、不連続補正器(7)によって補
正されることなく S o(k) = fl、1 rc
(rad)として、すなわち正常な復調範囲α〜β(
rad)の下限値α(rad)よりも小さい値として、
反転現象補償器(8)に入力される。この場合は、本来
黒レベルとして復調されるべき復調データ5o(k)が
、白破れを起したために最終的にα(radl よりも
小さな値となっているのであるから、復調出力としては
正常な黒レベルと考えられる値の下限値α(radl付
近の値、すなわち前述のε(rad)を採用するのが適
当である。
正されることなく S o(k) = fl、1 rc
(rad)として、すなわち正常な復調範囲α〜β(
rad)の下限値α(rad)よりも小さい値として、
反転現象補償器(8)に入力される。この場合は、本来
黒レベルとして復調されるべき復調データ5o(k)が
、白破れを起したために最終的にα(radl よりも
小さな値となっているのであるから、復調出力としては
正常な黒レベルと考えられる値の下限値α(radl付
近の値、すなわち前述のε(rad)を採用するのが適
当である。
ざらに、第4の例として、白破れを起したために、FM
波の本来の位相の増分が2π(rad)は越えないが、
2πfrad)に近いイ直、た°とえば、1.9π(r
ad) となった場合について述べる。たとえばφ(
K−1)が1.Oyr (rad)のとき、本来の位相
の増分が1.9π(rad) となった結果、真のφ(
k)が2.9π(rad) となったとすると、演算
器(4)においては、上述の理由によりφ(k)は 0
.9π(rad)と認識され、減算器(6)の出力Δφ
(k)としてはΔφ(k) = φ(k)−φ(K−1
) −0,9re −1,Orc =−〇、1π(ra
d)が出力される。つぎに、これは負であるから、不連
続補正器(7)により2π(rad)が加えられ、S
o(k)−0,1yc + 2 rt −1,9yt
(rad) として、すなわち、正常な復調範囲α〜β
(rad)の上限値β(rad)を越える値として、反
転現象補償器(8)に入力される。
波の本来の位相の増分が2π(rad)は越えないが、
2πfrad)に近いイ直、た°とえば、1.9π(r
ad) となった場合について述べる。たとえばφ(
K−1)が1.Oyr (rad)のとき、本来の位相
の増分が1.9π(rad) となった結果、真のφ(
k)が2.9π(rad) となったとすると、演算
器(4)においては、上述の理由によりφ(k)は 0
.9π(rad)と認識され、減算器(6)の出力Δφ
(k)としてはΔφ(k) = φ(k)−φ(K−1
) −0,9re −1,Orc =−〇、1π(ra
d)が出力される。つぎに、これは負であるから、不連
続補正器(7)により2π(rad)が加えられ、S
o(k)−0,1yc + 2 rt −1,9yt
(rad) として、すなわち、正常な復調範囲α〜β
(rad)の上限値β(rad)を越える値として、反
転現象補償器(8)に入力される。
この場合は、本来黒レベルとして復調されるべき復調デ
ータ5o(k)が、白破れを起したために、最終的にβ
(rad)を越える値となったのであるから、復調出力
としては正常な黒レベルと考えられる値の下限値α(r
ad)付近の値、すなわち前述のε(rad)を採用す
るのが適当である。
ータ5o(k)が、白破れを起したために、最終的にβ
(rad)を越える値となったのであるから、復調出力
としては正常な黒レベルと考えられる値の下限値α(r
ad)付近の値、すなわち前述のε(rad)を採用す
るのが適当である。
以上のように、この実施例の反転現象補償器(8)は、
その出力を32(に)と表わせば、入力信号5O(X)
により次の0式に従って補償動作が行われる。
その出力を32(に)と表わせば、入力信号5O(X)
により次の0式に従って補償動作が行われる。
S2(に) =SO(に)
第6図は第5図に示した反転現象補償器(8)をROM
(32)で構成した例を示している。この実施例は、
不連続補正器(7)の出力SO(に)をROM(32)
に対するアドレスAとし、アドレスAがαくAくβであ
る範囲内はROM G32)の内容をSo(に)と一致
させ、A≦αおよびA≧βの範囲のROM (32)の
内容をεとしたテーブル内容を保有するもので、第5図
の実施例と同様の補償動作を行い、同様の効果が得られ
るものである。
(32)で構成した例を示している。この実施例は、
不連続補正器(7)の出力SO(に)をROM(32)
に対するアドレスAとし、アドレスAがαくAくβであ
る範囲内はROM G32)の内容をSo(に)と一致
させ、A≦αおよびA≧βの範囲のROM (32)の
内容をεとしたテーブル内容を保有するもので、第5図
の実施例と同様の補償動作を行い、同様の効果が得られ
るものである。
第7図は上側波抑圧・下側波強調型のFM波を復調する
場合に適用する反転補償器の一実施例を示すブロック回
路図で、(lot)は前述した0式および0式の判別動
作を行う判別器、(33)は補償値ζ(rad)を出力
する定数発生器、(16)は選択器である。
場合に適用する反転補償器の一実施例を示すブロック回
路図で、(lot)は前述した0式および0式の判別動
作を行う判別器、(33)は補償値ζ(rad)を出力
する定数発生器、(16)は選択器である。
つぎにこの実施例の補償動作を、場合を分けて詳しく説
明する。
明する。
まず、′j41の例として、反転に至らないFM波であ
って、そのFM波の本来の位相の増分が2π(rad)
以上増えた場合、たとえばφ(k−1)が0.5rc
(rad)のとき、φ(k)が 2.8π(rad)
となり、△φ(k)がφ(k)−φ(k−1) =
0.1π(rad)となった場合は、α〜β (rad
)の範囲をはずれて、異常に小さい値になる。この場合
の減算器(6)の出力0.1πは負でないから、不連続
補正器(7)において補正されることなく、5o(k)
−0,1πのまま反転現象補償器(8)に入力される
。この場合は、本来白レベルとして復調されるべき復調
データ5o(k)が、α(rad)を越える小さな値と
なったのであるから、5o(k)そのものよりも5o(
k)に2π(rad)を加えた値の方がFM波の実際の
位相の増分に近いと考えられるが、位相の増分の上限値
は、上述のようにβ (rad)と考えられているから
、この場合の復調出力(実際の位相の増分)としては、
S o(k) + 2 rc (rad) という値と
、β(rad)のうち小さい方の値、すなわちβ(ra
d)を採用するのが適当である。
って、そのFM波の本来の位相の増分が2π(rad)
以上増えた場合、たとえばφ(k−1)が0.5rc
(rad)のとき、φ(k)が 2.8π(rad)
となり、△φ(k)がφ(k)−φ(k−1) =
0.1π(rad)となった場合は、α〜β (rad
)の範囲をはずれて、異常に小さい値になる。この場合
の減算器(6)の出力0.1πは負でないから、不連続
補正器(7)において補正されることなく、5o(k)
−0,1πのまま反転現象補償器(8)に入力される
。この場合は、本来白レベルとして復調されるべき復調
データ5o(k)が、α(rad)を越える小さな値と
なったのであるから、5o(k)そのものよりも5o(
k)に2π(rad)を加えた値の方がFM波の実際の
位相の増分に近いと考えられるが、位相の増分の上限値
は、上述のようにβ (rad)と考えられているから
、この場合の復調出力(実際の位相の増分)としては、
S o(k) + 2 rc (rad) という値と
、β(rad)のうち小さい方の値、すなわちβ(ra
d)を採用するのが適当である。
この場合の補償値ζ(rad)としては、実際にはβ
(rad)付近の値で次のことを考慮して選択する。す
なわち、この補償値ζ (rad)が大きすぎると、後
段で低域フィルタおよびメイン・デイエンファシス回路
に通した時に破れ補償箇所周辺の波形を上に引きずって
しまうし、また、この補償値ζ(rad)が小さすぎる
と下に引きずってしまうので、そうならないように、β
(rad)付近の値に選定する。もちろんこのように選
択した結果としてζ=βに選ぶのが適当な場合もある。
(rad)付近の値で次のことを考慮して選択する。す
なわち、この補償値ζ (rad)が大きすぎると、後
段で低域フィルタおよびメイン・デイエンファシス回路
に通した時に破れ補償箇所周辺の波形を上に引きずって
しまうし、また、この補償値ζ(rad)が小さすぎる
と下に引きずってしまうので、そうならないように、β
(rad)付近の値に選定する。もちろんこのように選
択した結果としてζ=βに選ぶのが適当な場合もある。
すなわち、補償値ζ(rad)は、β(rad)を含む
β(rad)より小さいβ(radl付近の値である。
β(rad)より小さいβ(radl付近の値である。
また、第2の例として、FM波の本来の位相の増分が2
π(rad)は越えないが、2π(rad) に近い値
、たとえば1,8π(rad)だけ増えた場合、たとえ
ば、φ(k−1)が0.5yr (rad)のとき、本
来の位相の増分が1.9π(rad) となった結果
、φ(k)が0.4yc (rad)となり、△φ(k
)がφ(k)−φ(k−’l) = −0,1π(ra
d) となったとすると、不連続補正器(7)により2
πが加えられ、5o(k)=1.9π(rad) と
なってα〜β (rad)を越えた大きな値になる。こ
の場合は、本来黒レベルとして復調されるべき復調デー
タ5o(k)が、β(rad)を越える大きな値となっ
たのであるから、復調出力として前述のζ (rad)
を採用するのが適当である。
π(rad)は越えないが、2π(rad) に近い値
、たとえば1,8π(rad)だけ増えた場合、たとえ
ば、φ(k−1)が0.5yr (rad)のとき、本
来の位相の増分が1.9π(rad) となった結果
、φ(k)が0.4yc (rad)となり、△φ(k
)がφ(k)−φ(k−’l) = −0,1π(ra
d) となったとすると、不連続補正器(7)により2
πが加えられ、5o(k)=1.9π(rad) と
なってα〜β (rad)を越えた大きな値になる。こ
の場合は、本来黒レベルとして復調されるべき復調デー
タ5o(k)が、β(rad)を越える大きな値となっ
たのであるから、復調出力として前述のζ (rad)
を採用するのが適当である。
さらに、第3の例として、FM波の本来の位相の増分が
2π(rad)は越えないが、2π(rad)に近い値
だけ増えた場合、たとえばφ(k−1)が0.1π(r
ad)であり、本来の位相の増分が1.8π(rad)
となった結果、φ(k)が1.9π(rad)となっ
たとすると、減算器(6)の出力△φ(k)は、φ(k
) −φ(k−1) −1,8π(rad) とな
る、この値は負でないから、不連続補正器(7)におい
て補正されることなく、S o(k)= 1.8 tt
(rad) として反転現象補償器(8)に入力され
る。この場合も、不連続補正器(7)の出力5o(k)
は、正常な復調範囲α〜β (rad)を超大て大きな
値になる。この場合は、本来黒レベルとして復調される
べき復調データ5o(k)がβ(rad)を越える値と
なったのであるから、復調出力として前述のζ (ra
d)を採用するのが適当である。
2π(rad)は越えないが、2π(rad)に近い値
だけ増えた場合、たとえばφ(k−1)が0.1π(r
ad)であり、本来の位相の増分が1.8π(rad)
となった結果、φ(k)が1.9π(rad)となっ
たとすると、減算器(6)の出力△φ(k)は、φ(k
) −φ(k−1) −1,8π(rad) とな
る、この値は負でないから、不連続補正器(7)におい
て補正されることなく、S o(k)= 1.8 tt
(rad) として反転現象補償器(8)に入力され
る。この場合も、不連続補正器(7)の出力5o(k)
は、正常な復調範囲α〜β (rad)を超大て大きな
値になる。この場合は、本来黒レベルとして復調される
べき復調データ5o(k)がβ(rad)を越える値と
なったのであるから、復調出力として前述のζ (ra
d)を採用するのが適当である。
さらに、第4の例として、黒破れを起したために、FM
波の本来の位相の増分が負になるような場合、たとえば
φ(k−1)が1.0だのとき、φ(k)が0.9πと
なり△φ(k)がφ(k)−φ(k−1) =−〇、1
πとなるような場合について述べる。
波の本来の位相の増分が負になるような場合、たとえば
φ(k−1)が1.0だのとき、φ(k)が0.9πと
なり△φ(k)がφ(k)−φ(k−1) =−〇、1
πとなるような場合について述べる。
実験によれば、このような場合の△φ(k)は負ではあ
るがその絶対値1Δφ(k)I−−Δφ(k)は小さく
、したがって、 一Δφ(k)<2π−β(rad) ・・
・・・・■を満たしている場合がほとんどである。した
がって、このような△φ(k) に対する不連続補正器
(ア)の出力S o(k)−2rc+Δφ(k)は■式
よりほとんどの場合は、 5o(k))β(rad) となるが、この場合は、本来β(rad)位の白レベル
になるべき復調データ5o(k)が黒破れを起したため
に、最終的にβ(rad)を越える大きな値となってい
るのであるから、復調出力としてはβ(radl付近の
値、すなわち、前述のζ(rad)を採用するのが適当
である。
るがその絶対値1Δφ(k)I−−Δφ(k)は小さく
、したがって、 一Δφ(k)<2π−β(rad) ・・
・・・・■を満たしている場合がほとんどである。した
がって、このような△φ(k) に対する不連続補正器
(ア)の出力S o(k)−2rc+Δφ(k)は■式
よりほとんどの場合は、 5o(k))β(rad) となるが、この場合は、本来β(rad)位の白レベル
になるべき復調データ5o(k)が黒破れを起したため
に、最終的にβ(rad)を越える大きな値となってい
るのであるから、復調出力としてはβ(radl付近の
値、すなわち、前述のζ(rad)を採用するのが適当
である。
さらにまた、第5の例として、黒破れを起したためにF
M波の本来の位相の増分が、正ではあるが異常に小さく
なった場合、たとえば△φ(k)=Q、1πとなった場
合について述べる。この場合は、不連続補正器(ア)で
補正されることなくその出力はS o(k)−0,1π
となるが、この場合は、本来β(rad)位の白レベル
になるべき復調データが黒破れを起したために異常に小
さい値、すなわちα(rad)より小さい値になったと
考えられるので、復調出力として前述のζ(rad)を
採用するのが適当である。
M波の本来の位相の増分が、正ではあるが異常に小さく
なった場合、たとえば△φ(k)=Q、1πとなった場
合について述べる。この場合は、不連続補正器(ア)で
補正されることなくその出力はS o(k)−0,1π
となるが、この場合は、本来β(rad)位の白レベル
になるべき復調データが黒破れを起したために異常に小
さい値、すなわちα(rad)より小さい値になったと
考えられるので、復調出力として前述のζ(rad)を
採用するのが適当である。
以上のように、この実施例の反転現象補償器(8)は、
その出力を32(k)と表わせば、人力信号5o(k)
によりつぎの0式に従って選択動作が行われる。
その出力を32(k)と表わせば、人力信号5o(k)
によりつぎの0式に従って選択動作が行われる。
第8図は第19図に示した反転現象補償器(8)をRO
M (34)で構成した例を示している。この実施例は
、不連続補正器(7)の出力5o(k)をROM(34
)に対するアドレスAとし、アドレスAがαくAくβで
ある範囲のうちはROM (34)の内容を5o(kl
と一致させ、A≦αおよびA≧βの範囲のROMの内容
をζ(rad) としたテーブル内容を保有するもので
、第7図の実施例と同様に補償動作を行い、同様の効果
が得られるものである。
M (34)で構成した例を示している。この実施例は
、不連続補正器(7)の出力5o(k)をROM(34
)に対するアドレスAとし、アドレスAがαくAくβで
ある範囲のうちはROM (34)の内容を5o(kl
と一致させ、A≦αおよびA≧βの範囲のROMの内容
をζ(rad) としたテーブル内容を保有するもので
、第7図の実施例と同様に補償動作を行い、同様の効果
が得られるものである。
以上説明した第3図ないし第8図に示した反転現象補償
器(8)は、第24図のアナログFM復調器(44)の
復調信号をディジタル信号に変換することによって同様
に適用することができる。
器(8)は、第24図のアナログFM復調器(44)の
復調信号をディジタル信号に変換することによって同様
に適用することができる。
第1図はこの発明に係る反転現象補償器(48)を備え
たVTR再生系の輝度信号処理回路のブロック回路図で
、第24図と同一符号はそれぞれ同一構成部分を示して
いるので説明を省略する。図において、(46)はアナ
ログFM復調器(44)から入力されるアナログ復調信
号の不要成分を除去するLPF、(47)はL P F
(46)から入力されるアナログ復調信号をディジタ
ル信号に変換するサンプリング周期TのA/Dコンバー
タ、(8)は反転現象補償器、(48)は反転現象補償
器(8)の出力をアナログ信号に変換するD/Aコンバ
ータ、(49)はD/Aコンバータ(48)から出力さ
れるアナログ復調信号の不要成分を除去するLPFであ
る。
たVTR再生系の輝度信号処理回路のブロック回路図で
、第24図と同一符号はそれぞれ同一構成部分を示して
いるので説明を省略する。図において、(46)はアナ
ログFM復調器(44)から入力されるアナログ復調信
号の不要成分を除去するLPF、(47)はL P F
(46)から入力されるアナログ復調信号をディジタ
ル信号に変換するサンプリング周期TのA/Dコンバー
タ、(8)は反転現象補償器、(48)は反転現象補償
器(8)の出力をアナログ信号に変換するD/Aコンバ
ータ、(49)はD/Aコンバータ(48)から出力さ
れるアナログ復調信号の不要成分を除去するLPFであ
る。
第9図は上側波抑圧・下側波強調型のFM波のアナログ
FM復調器に第4図に示した反転現象補償器(8)を通
用した一実施例のブロック回路図で、第1図および第4
図と同一符号は、それぞれ同一または相当する部分を示
している。
FM復調器に第4図に示した反転現象補償器(8)を通
用した一実施例のブロック回路図で、第1図および第4
図と同一符号は、それぞれ同一または相当する部分を示
している。
葱庭用VTRの場合、FM信号の周波数アロケーション
によりFM信号の瞬時周波数の最大値flおよび最小値
f2は、前述したように決っているので、FM波が記録
時と同じように再生されていれば、アナログFM復調器
(4)の検波特性から、flおよびf2に対応するアナ
ログ復調信号のレベルも理論的に決まる。L P F
(46)から出力されるアナログ復調信号を時刻(k)
においてサンプリングした値の最大レベルは周波数fl
に対応する復調レベルf11であり、最小レベルは周波
数f2に対応する復調レベル22であって、この復調レ
ベル11は前に述べたディジタルFM復調器(50)に
おける不連続補正器(ア)の出力が5o(k)の58(
rad)に相当し、復調レベルJZ2はS:(rad)
に相当するものと考えることができる。そこで、第15
図ないし第20図の実施例との統一性を保つため、サン
プリング値を5o(k)で表すことにし、またα、β、
γ、δ、ε、この各値も、それぞれ対応する値に設定さ
れるものとする。
によりFM信号の瞬時周波数の最大値flおよび最小値
f2は、前述したように決っているので、FM波が記録
時と同じように再生されていれば、アナログFM復調器
(4)の検波特性から、flおよびf2に対応するアナ
ログ復調信号のレベルも理論的に決まる。L P F
(46)から出力されるアナログ復調信号を時刻(k)
においてサンプリングした値の最大レベルは周波数fl
に対応する復調レベルf11であり、最小レベルは周波
数f2に対応する復調レベル22であって、この復調レ
ベル11は前に述べたディジタルFM復調器(50)に
おける不連続補正器(ア)の出力が5o(k)の58(
rad)に相当し、復調レベルJZ2はS:(rad)
に相当するものと考えることができる。そこで、第15
図ないし第20図の実施例との統一性を保つため、サン
プリング値を5o(k)で表すことにし、またα、β、
γ、δ、ε、この各値も、それぞれ対応する値に設定さ
れるものとする。
この実施例における補償動作は、前述した0式および0
式にしたがって行われるので、詳細な説明は省略するが
、L P F (49)から出力されるアナログ復調信
号は、東16図の実施例と同様の反転現象が抑制された
復調信号となる。
式にしたがって行われるので、詳細な説明は省略するが
、L P F (49)から出力されるアナログ復調信
号は、東16図の実施例と同様の反転現象が抑制された
復調信号となる。
なお、下側波抑圧・上側波強調型のFM波のアナログ復
調信号に対しては、反転現象補償器(8)に第3図に示
した反転現象補償器を通用し、前述した0式および0式
にしたがって、破れ補償動作を行うように構成すればよ
い。
調信号に対しては、反転現象補償器(8)に第3図に示
した反転現象補償器を通用し、前述した0式および0式
にしたがって、破れ補償動作を行うように構成すればよ
い。
さらに、この下側波抑圧・上側波強調型のFM波のアナ
ログ復調信号には、第5図または第6図に示した反転現
象補償器(8)を同様に適用することができ、また、上
側波抑圧・下側波強調型のFM波のアナログ復調信号に
は、第7図または第8図に示した反転現象補償器(8)
を同様に通用して同様の効果が得られる。
ログ復調信号には、第5図または第6図に示した反転現
象補償器(8)を同様に適用することができ、また、上
側波抑圧・下側波強調型のFM波のアナログ復調信号に
は、第7図または第8図に示した反転現象補償器(8)
を同様に通用して同様の効果が得られる。
またL P F (49)に代えてディジタルLPFを
D/Aコンバータ(48)の前に挿入してもよい。
D/Aコンバータ(48)の前に挿入してもよい。
なお、上記各実施例では、反転現象を補償する範囲をα
〜β(rad) とし、また各補償値をγ、δ、ε、ζ
(rad) としたが、これらの値はVTR方式によ
って決っているFM波の周波数アロケーションとサンプ
リング周波数、および再生FM波の安定性等により定ま
るS5よびs:の値に応じて適当な値に選定すべきもの
である。
〜β(rad) とし、また各補償値をγ、δ、ε、ζ
(rad) としたが、これらの値はVTR方式によ
って決っているFM波の周波数アロケーションとサンプ
リング周波数、および再生FM波の安定性等により定ま
るS5よびs:の値に応じて適当な値に選定すべきもの
である。
また、各定数発生器は、ROMに限らず、ディジタルメ
モリで構成してもよく、さらに、データ設定スイッチに
より各所定値を供給する構成としてもよい。
モリで構成してもよく、さらに、データ設定スイッチに
より各所定値を供給する構成としてもよい。
[発明の効果]
以上のように、この発明によれば、復調出力が正常な復
調範囲を越えたとき、これを判別して復調出力を反転現
象の生じないレベルに置換するように構成したので、常
に正常な復調範囲内の復調出力が得られ、視覚的に反転
現象の目立たない非常に見やすい画像が得られるという
効果が得られる。
調範囲を越えたとき、これを判別して復調出力を反転現
象の生じないレベルに置換するように構成したので、常
に正常な復調範囲内の復調出力が得られ、視覚的に反転
現象の目立たない非常に見やすい画像が得られるという
効果が得られる。
第1図はこの発明に係る反転現象補償器を備えたVTR
の再生輝度信号!A理回路のブロック回路図、第2図は
この発明に係る反転現象補償器を備えたディジタルFM
復調器のブロック回路図、第3図、第5図および第6図
はディジタルFM復調器の下側波抑圧・上側波強調型の
FM波に適用する反転現象補償器のそれぞれ異なる実施
例のブロック回路図、第4図、第7図および第8図はデ
ィジタルFM復調器の上側波抑圧・下側波強調型のFM
波に適用する反転現象補償器のそれぞれ異なる実施例の
ブロック回路図、第9図はアナログFM復調器の上側波
抑圧・下側波強調型のFM波に適用する反転現象補償器
のブロック回路図、第10図ないし第16図は第3図に
示した実施例の作用を説明するための復調信号の波形図
およびFM波のベクトル図、第17図ないし第23図は
同じく第4図に示した実施例の作用を説明するための復
調信号の波形図およびFM波のベクトル図、第24図は
VTRの再生輝度信号処理回路のブロック回路図、第2
5図は従来のディジタルFM復調器のブロック回路図、
第26図ないし第35図は再生FM輝度信号の復調信号
に発生する反転現象(破れ)を説明するためのFM波の
ベクトル軌跡および復調信号の波形を示す図である。 なお、各図中、同一符号はそれぞれ同一または相当部分
を示す。
の再生輝度信号!A理回路のブロック回路図、第2図は
この発明に係る反転現象補償器を備えたディジタルFM
復調器のブロック回路図、第3図、第5図および第6図
はディジタルFM復調器の下側波抑圧・上側波強調型の
FM波に適用する反転現象補償器のそれぞれ異なる実施
例のブロック回路図、第4図、第7図および第8図はデ
ィジタルFM復調器の上側波抑圧・下側波強調型のFM
波に適用する反転現象補償器のそれぞれ異なる実施例の
ブロック回路図、第9図はアナログFM復調器の上側波
抑圧・下側波強調型のFM波に適用する反転現象補償器
のブロック回路図、第10図ないし第16図は第3図に
示した実施例の作用を説明するための復調信号の波形図
およびFM波のベクトル図、第17図ないし第23図は
同じく第4図に示した実施例の作用を説明するための復
調信号の波形図およびFM波のベクトル図、第24図は
VTRの再生輝度信号処理回路のブロック回路図、第2
5図は従来のディジタルFM復調器のブロック回路図、
第26図ないし第35図は再生FM輝度信号の復調信号
に発生する反転現象(破れ)を説明するためのFM波の
ベクトル軌跡および復調信号の波形を示す図である。 なお、各図中、同一符号はそれぞれ同一または相当部分
を示す。
Claims (5)
- (1)量子化されたFM復調データを入力とし、当該F
M復調データが正常な復調範囲と考えられる下限値α〜
上限値βの範囲を越えたときこれを判別する判別手段と
、当該入力FM復調データが上記α〜βの範囲内である
ときにはそのまま出力データとし、上記α〜βの範囲を
越えたときには当該入力FM復調データの復調される前
のFM波の下側波および上側波のアンバランスの態様に
応じてあらかじめ上記α〜βの範囲内に定めた補償値に
置き換えて出力する補償値置換手段とを備えた反転現象
補償器。 - (2)請求項(1)において、補償値置換手段が、復調
前のFM波が下側波抑圧・上側波強調型である場合には
下限値αの付近に設定した補償値εに置き換え、下側波
強調・上側波抑圧型である場合には上限値βの付近に設
定した補償値ζに置き換えるように構成してなる反転現
象補償器。 - (3)請求項(1)において、補償値置換手段が、復調
前のFM波が下側波抑圧・上側波強調型である場合は、
α〜βの範囲を越えた1つ目の復調データは下限値αと
同じ値に設定した補償値αに置き換え、つづいてα〜β
の範囲を同じ方向に越えた2つ目の復調データは上限値
βの付近でかつβよりは小さい値に設定した補償値γに
置き換え、復調前のFM波が下側波強調・上側波抑圧型
である場合は、α〜βの範囲を越えた1つ目の復調デー
タは上限値βと同じ値に設定した補償値βに置き換え、
つづいてα〜βの範囲を同じ方向に越えた2つ目の復調
データは下限値αの付近でかつαよりは大きい値に設定
した補償値δに置き換えるように構成してなる反転現象
補償器。 - (4)請求項(1)において、判別手段および補償値置
換手段が、復調データを入力アドレスとするメモリで構
成されてなる反転現象補償器。 - (5)請求項(1)において、量子化されたFM復調デ
ータが、FM波をアナログFM復調器で復調したアナロ
グ復調信号を量子化したものである反転現象補償器。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP31420388A JPH0710101B2 (ja) | 1987-12-17 | 1988-12-12 | 反転現象補償器 |
Applications Claiming Priority (9)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP32215987 | 1987-12-17 | ||
JP62-322159 | 1987-12-17 | ||
JP32215887 | 1987-12-17 | ||
JP62-322158 | 1987-12-17 | ||
JP63-100485 | 1988-04-21 | ||
JP10048588 | 1988-04-21 | ||
JP13087488 | 1988-05-27 | ||
JP63-130874 | 1988-05-27 | ||
JP31420388A JPH0710101B2 (ja) | 1987-12-17 | 1988-12-12 | 反転現象補償器 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0263279A true JPH0263279A (ja) | 1990-03-02 |
JPH0710101B2 JPH0710101B2 (ja) | 1995-02-01 |
Family
ID=27526011
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP31420388A Expired - Fee Related JPH0710101B2 (ja) | 1987-12-17 | 1988-12-12 | 反転現象補償器 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH0710101B2 (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH04372772A (ja) * | 1991-06-21 | 1992-12-25 | Victor Co Of Japan Ltd | 情報再生装置 |
-
1988
- 1988-12-12 JP JP31420388A patent/JPH0710101B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH04372772A (ja) * | 1991-06-21 | 1992-12-25 | Victor Co Of Japan Ltd | 情報再生装置 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH0710101B2 (ja) | 1995-02-01 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |