JPH0263279A - 反転現象補償器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ この発明は、ＶＴＲの再生ＦＭ輝度信号のＦＭ復調器の
復調出力が反転現象を発生するの防止する反転現象補償
器に関する。

し従来の技術］ 第２４図は従来のＶＴＲの再生アナログ輝度信号処理回
路の構成を示すブロック回路図である。

同図において、（４１）はヘッドアンプで、磁気テープ
（３９）から磁気ヘッド（４０）により再生されたアナ
ログ再生ＦＭ信号を増幅する。　（４２）はヘッドアン
プ（４１）の出力が入力される再生ＲＦイコライザ、（
４３）はダブルリミッタで、再生ＲＦイコライザ（４２
）から入力されるアナログ再生ＦＭ信号の反転現象防止
作用（以下、「反転防止」という）と、リミッタ作用と
を行う。（４４）はアナログＦＭ復調器で、ダブルリミ
ッタ（４３）の出力を復調する。

（４５）はアナログＦＭ復調器（４４）の出力をデイエ
ンファシスするメイン・デイエンファシス回路、（４６
）は上記メイン・デイエンファシス回路（４５）の出力
が入力されるローパスフィルタ（以下、「ＬＰＦＪ　と
いう）である。

つぎに、この再生輝度信号処理回路の動作を説明する。

磁気ヘッド（４０）から出力されたアナログ再生ＦＭ信
号は、ヘッドアンプ（４１）で増幅され、この増幅され
た信号は、ある特性の再生ＲＦイコライザ（４２）を通
されて、反転現象防止およびある程度のＳ／Ｎ確保の点
からアナログ再生ＦＭ信号の上側波および下側波がキャ
リアに対し、ある特定の割合となるように設定される。

ついで、この再生ＲＦイコライザ（４２）の出力はダブ
ルリミッタ（４３）に入力され、反転防止された上で据
幅のそろったアナログＦＭ信号として出力される。この
アナログＦＭ信号はアナログＦＭ復調器（４４）で復調
され、さらに、この復調信号はメイン・デイエンファシ
ス回路（４５）に人力されて記録時のプリエンファシス
とは逆特性のフィルタに通され、つぎに、Ｌ　Ｐ　Ｆ　
（４１ｉ）で不要な成分が取り除かれて出力される。

以上のように構成された従来の再生輝度信号処理回路に
おいては、アナログＦＭ復調器（４４）に入力されるＦ
Ｍ波が、たとえば家庭用ＶＴＲの再生輝度信号処理回路
のＦＭ波のように、再生ＲＦイコライザを含む、ある特
性のＦＭ伝送系を通過した結果、上側波が抑制され下側
波が強調されたような、あるいは下側波が抑圧され、上
側波が強調されたようなアンバランスなＦＭ波である場
合、その復調信号が所定のレベルの範囲を越えて黒側あ
るいは白側に飛び出してしまうことが実験でも確かめら
れている。このような復調信号をそのままデイエンファ
シスして、画像信号として出力すると、画面に黒または
白の短い横線が現れて、きわめて見にくい画像となる。

このような現象が「反転現象」あるいは「破れ」と呼ば
れているものである。

第２５図はたとえば（昭和５８年ｉ電子通信学会情報・
システム部門全国大会１−２６６）または　（ＩＥＥＥ
　　Ｔｒａｎｃｅ　　ｏｎ　　ＣＥ、Ｖ、Ｉｌ　、ＣＥ
−：１２．ＮＯ３，Ａｕｇｕｓｔ１９１１６　　ｒＥＸ
ＰＥＲＩＭＨＮＴｓ　　ＯＮ　　ＶＴＲＤＩＧＩＴＡＬ
　　５ＩＧＮＡＬＰＲＯＣＥＳＳＩＮＧ、）に示されて
いるＴＡＮ型ディジタルＦＭ復調器の構成を示すブロッ
ク回路図で、たとえば第２４図のアナログＦＭ復調器（
４４）の位置に挿入されてＦＭ波の復調を行うものであ
るが、このディジタルＦＭ復調器においても「反転現象
」が生じる。以下、ディジタル復調器の構成と動作を説
明し、つぎにディジタルＦＭ復調器で発生する反転現象
を説明する。

第２５図において、（１）は入力されたアナログＦＭ信
号をディジタル信号に変換するサンプリング周期ＴのＡ
／Ｄコンバータで、ディジタル化されたＦＭ信号は、９
０°移相器（３）により９０°移相された信号Ｙとなる
。他方、Ａ／Ｄコンバータ（１）の出力は遅延補正器（
２）に人力され、９０゛穆相器（３）により生じる信号
Ｙの遅延時間と同じたけディジタルＦＭ信号を遅延され
る。したがって、遅延補正器（２）の出力信号Ｘと、９
０°移相器（３）の出力Ｙとは同一時刻に量子化された
信号とみなすことができる、（４）は入力された信号、
Ｘ、Ｙについて　ｊａｎ−’　（Ｘ／Ｙ）の演算を行う
演算器、（５）は演算器（４）の出力を１サンプリング
周期Ｔだけ遅延される遅延器、（６）は演算器（４）の
出力から遅延器（５）の出力を擁算する減算器である。

この実施例のＦＭ復調動作はつぎの演算によって行われ
る。

時刻ｔにおけるアナログＦＭ信号をＸ　（ｔ）　　この
信号の位相を９０’［相した信号ｙ　（ｔ）としたとき
、信号Ｘ　（ｔ）を復調した信号Ｆ　（ｔ）はで与えら
れることが従来から知られている。ここけるＦＭ波の位
相を表わし、これをφ（１）　とすれば、■式は、 と表現できる。

第２５図のディジタルＦＭ復調器（５０）は、このよう
な復調動作をディジタル信号処理技術を用いてハードウ
ェアにより実現したもので、この実施例の演算器（４）
は、たとえば信号Ｘと信号Ｙを人力アドレスとするＲＯ
Ｍで構成し、そのＲＯＭの内容として（Ｘ／Ｙ）　に対
するアーク・タンジェント（ｊａｎ−’）の値を保持さ
せておくような構成がとられる。このようにすれば、入
力信号ＸとＹに対し、ｊａｎ−’　（Ｘ／Ｙ）の値を出
力として得ることができる。この演算器（４）の出力は
、前述したように時刻ｔ−に・ＴにおけるＦＭ波の位相
φ（に・Ｔ）を表わすが、簡単のために、これをφ（に
）とすれば（以下、「φ（Ｋ）」以外についてもこの記
法を用いる）、遅延器（５）の出力はφ（Ｋ−１）であ
り、減算器（６）の出力はφ（に）−φ（Ｋ−１）であ
って、サンプリング周期Ｔの間におけるＦＭ波の位相の
増分を示す値となる。これをΔφ（に）とする。

■式は、サンプリング周期Ｔが充分に小さい時は、 と近似でき、またサンプリング周期Ｔは一定なので、減
算器（６）の出力Δφ（に）は、復調信号Ｆ　（Ｋ）と
相似なものとなるので、減算器（６）の出力Δφ（Ｋ）
を復調信号とみなすことができる。

ところが、アーク・タンジェント（ｔａｎ−’）の値は
周期関数であり、Ｘ、Ｙの符号を考慮するとその周期は
２πである。いま、演算器（４）を構成しているＲＯＭ
内のテーブルが０から２π（ｒａｄ）までの値をもって
いるものであるとすると、入力信号ＸおよびＹのｔａｎ
−’　（Ｘ／Ｙ）の時刻（ｋ−１）における値が、たと
えば１．９π（ｒａｄ）　、つぎの時刻（Ｒ）における
値が２１π（ｒａｄ）であったとすると、演算器（４）
　の出力φ（に−１）は１．９　π（ｒａｄ）でつぎの
出力φ（に）は０．１π（ｒａｄ）となり、減算器（６
）の出力△φ（に）は負の−１，８ｙｃ　（ｒａｄ）に
なって不連続が生じるという問題がある。

そこで、不連続補正器（７）　で減算器（６）の出力が
負になった場合のみ、その出力に２πを加え、たとえば
上側では０．２π（ｒａｄ）を出力するような補正を行
なう。このようにすれば、不連続補正器（７）の出力は
上述したような不連続を生じなくなる。以下、この不連
続補正器（７）の出力をＳｏ（に）とする、そして、不
連続補正器（７）の出力をＤ／Ａコンバータ（９）によ
りアナログ信号に変換すれば、ＦＭ信号を復調したアナ
ログ出力信号が得られる。

つぎにディジタルＦＭ復調器において発生する反転現象
を説明する。

Ａ／Ｄコンバータ（１）に入力されるＦＭ波が、たとえ
ば家庭用ＶＴＲの再生輝度信号処理系のＦＭ波のように
、再生ＲＦイコライザを含む、ある特性のＦＭ伝送系を
通過した結果、上側波または下側波の一方が抑制され、
他方の側波が強調されたようなアンバランスなＦＭ波で
ある場合には、第２図に示した従来のディジタルＦＭ復
調器では、その復調出力が所定のレベルの範囲を越えて
白側、あるいは黒画に飛び出してしまうことがあること
が実験でも確かめられている。このようなＦＭ波をその
ままＤ／Ａコンバーターでアナログ信号に変換して画像
として映出すると、黒または白の短い横線が現れて、き
わめて見にくい画像となる。

このような現象は、従来のアナログＦＭ復調において、
「反転現象Ｊあるいは「破れ」と呼ばれているものに相
当するが、以下、ディジタルＦＭ復調においても、便宜
上、「反転現象」あるいは「破れ」と呼ぶことにする。

つぎに、このような反転現象について詳しく説明する。

撮幅Ａ、角周波数ωＣをもつ搬送波はベクトルとして複
素平面上で表現できるので、これをＥ　ｃ（ωｃｔ）　
ｗ　Ａ−ｅ”　” とおき、「搬送波ベクトル」と呼ぶ、また変調信号を、 ｅｍ（ｔ）＝Ω＋Ｌｃｏｓ　ωｉｔ とおくと、ＦＭ波は時刻ｔにおいて大きさＡ２位相が（
（１１ｃｔ＋　１”、　ａ　ｍ　（ｔ）　ｄｔ）のベク
トルとして表現できるので、これをｒＦＭベクトル」Ｅ
（ｔ）　　とおくと、 Ｅ　（ｔ）　　＝　Ｅ　Ｃ［（１１ｃｔ＋　５゜ｅ＋＋
＋（ｔ）ｄｔｌ＝　Ａ　−ｅ　’　［（ＩＪ　ｃｔ＋　
Ｉ：ｅ　ｍ（ｔ）ｄｔｌ、　Ｅ、、、　ｃｔ）　　、　
Ｊｍ□ｓｉｎｏＪｍｔとなる。搬送波ベクトルＥｃ（ω
ｃｔ）は、静止複素平面上で半径Ａの円上を時刻ｔの経
過とともに反時計方向に回転しているが、今、搬送波ベ
クトルとともに回転する複素平面を想定すると、搬送波
ベクトルが常にこの複素平面上で実軸の正方向に一致す
るように、複素平面を設定することができる。　このよ
うに複素平面を設定すると、ＦＭペクト７１．Ｅ（ｔ）
　ノ先端Ｇｔ、複素数ｅｊｆｆｌ′ｓ１０″′１ｌｌｊ
ノ軌跡、すなわち、原点を中心とした円弧を描く、これ
をＦＭ波の「ベクトル軌跡」と呼ぶことにする。すなわ
ち、搬送波ベクトルＥｃ（ωｃｔ）を基準ベクトルとし
た時のＦＭベクトルＥ　（ｔ）の軌跡とは、 Ｅ　（ｔ）　　−Ｅ　ｃ（ωａｔ）　　・［ｘ＋ｊｙｌ
とおいた時点（χ、　ｙ）がｘ−ｙ平面上に描く図形に
等しい、このようすを第２６図に示す。

第２６図において、円弧で示したのがＦＭベクトルＥ　
（ｊ）の軌跡で、Ｐ−Ｑ−Ｐ−Ｒ−Ｐと変化する。また
ＦＭベクトルＥ　（ｔ）は、ベッセル関数Ｊｎ　（ｍ）
を用いて、 ｊω　ｃＬ　　　毎 Ｅ　（ｔ）−Ａ−ｅ　　　　・Ｚ　Ｊｎ（Ｉ＋＋）　・
ｅ　ｊｎ”七と表現できるが、ある伝送系を想定して第
ｎっぎ側帯波がｙｎ倍になるとすると、この伝送系通過
後のＦＭベクトルＥｌ（ｔ）は、 ｊωｃｔ’ Ｅｌ（ｔ）・Ａ−ｅ　　　−Σｙｎ　−Ｊｎ（ｍ）−ｅ
　””ｔとなるので、ベクトル軌跡Ｇ　（ｔ）は、Ｇ（
ｔ）−１ｙｎ　　　−Ｊｎ（ａ＋）−ｅ””ｔとなる。

いま、ＦＭ波が上側波が抑圧され、下側波が強調された
ＦＭ波である場合の、ベクトル軌跡Ｇ　（ｔ）は、第２
７図のような環状となり、環の上を矢印のごとく、時計
回りに回転する。さらに、より強く上側波が抑圧され、
下側波が強調された伝送系の場合は、ベクトルの環はふ
くらみ、ＦＭ波にノイズが加わるなどすると、第２８図
に示したように原点を囲む軌跡となる。

これらのＦＭ波を復調した波形は、ＦＭ波のベクトル軌
跡の瞬時角周波数により与えられることから、ベクトル
軌跡が′ｆＳ３図のような場合の復調波形は第２９図に
示した正弦波となり、第２７２の場合の復調波形は、Ｐ
２が原点に近くなりｍ時角周波数がＷ大きくなるため、
復調波形は第３０図に示すように２２に相当するところ
で大きな正の値となる。

また、第２８図の場合の復調波形は、原点を囲み、しか
もＰ２が原点に近いことから、瞬時角周波数は絶対値の
非常に大きい負の値となるため、復調波形は第３１図に
示すように、Ｐ２に相当する点で、本来正の値となるべ
きところが絶対値の非常に大きい負の値となる。これが
「黒破れ」と呼ばれる反転現象である。

また、上側とは逆に、下側波が抑制され、上側波が強調
されたようなＦＭ波の場合のベクトル軌跡Ｇ　（ｔ）は
、第３２図のような環状となり、環の上を矢印のごとく
反時計回りに回転する。さらにより強く下側波が抑圧さ
れ、上側波が強調された伝送系の場合は、ベクトルの環
はふくらみ、ＦＭ波にノイズが加わるなどすると第３３
図に示したように原点０を囲む軌跡となる。

そして、この場合のＦＭ波を復調した波形は、ＦＭ波の
ベクトル軌跡の瞬時角周波数により与えられることから
、ベクトル軌跡が第２６図のような場合の復調波形は上
側の場合と同様に第２９図に示した正弦波となるが、東
３２図の場合は、Ｐ２が原点に近くなり、瞬時角周波数
が負の方向に大きくなるために、その復調波形は第３４
図に示したように、Ｐ２に相当するところで大きな負の
値となる。

また、第３３図の場合は、原点を囲み、しかもＰ２が原
点に近いことから、瞬時角周波数は非常に大きい正・の
値となるため、復調波形は第３５図に示すように、Ｐ２
に相当する点で、本来負の値となるべきところが非常に
大きい正の値となる。

これが「白破れ」と呼ばれる反転現象である。

［発明が解決しようとする問題点］ この発明は従来のアナログＦＭ復調器およびディジタル
ＦＭ復調器において、復調出力が所定のレベルを越えて
反転現象を生じる場合であっても反転現象が目立たない
見やすい画像が得られる反転現象補償器を得ることを目
的とする。

［問題点を解決するための手段］ この発明に係る反転現象補償器は、ディジタルＦＭ復調
器のディジタル復調データの値、またはアナログＦＭ復
調器のアナログ復調信号を量子化したディジタル復調デ
ータの値が、正常な復調範囲として設定した上限値βま
たは下限値αを越えたときこれを判別する手段と、入力
された復調データの値が、上記α〜βの範囲内であると
きにはそのまま出力データとし、上記α〜βの範囲を越
えたときには当該人力復調データの復調される前のＦＭ
波の下側波および上側波のアンバランスの態様に応じて
あらかじめ上記α〜βの範囲内に定めた補償値に置き換
えて出力する補償値置換手段とを備えた点を特徴とする
。

［作　用］ 判別手段は、人力された復調データがα〜βの範囲を越
えたときこのことを検出する。補償値置換手段は、α〜
βの範囲を越えた復調データを、復調前のＦＭ波が下側
波抑圧・上側波強調型であるか、下側波強調・上側波抑
圧型であるかに応じて、あらかじめ適切な値に定めた補
償値に置き換える。このため、出力される復調データは
、常に正常な復調レベルと考えられるα〜βの範囲内と
なり、再生画面に白破れまたは黒破れの生じない［実施
例］ ］１図はアナログＦＭ復調器を有するＶＴＲの再生輝度
信号処理回路にこの発明に係る反転現象補償器を適用し
た構成を示すブロック回路図、第２図はこの発明に係る
反転現象補償器を備えたディジタルＦＭ復調器の構成を
示すブロック回路図、第３図ないし第９図はそれぞれ異
なるこの発明の一実施例の構成を示すブロック回路図で
ある。

まず、この発明に係る反転現象補償器の動作原理をディ
ジタルＦＭ復調器を例に説明する。

ＶＴＲの場合、ＦＭ信号の周波数アロケーションにより
、ＦＭ信号の瞬時周波数の最大値ｆ１と最小値ｆ２は決
っているので、サンプリング周波数ｆｓが決まれば、不
連続補正器（７）の出力、すなわちＦＭ波の位相の増分
Ｓｏ（に）の範囲は、ＦＭ波が記録時と同じように再生
されておれば理論的に決まる。たとえば家庭用ＶＴＲの
場合、ＦＭキャリア周波数はシンクチップ先端で５．４
　　［Ｍ）ＩＺＩ、１００％ホワイトで７．０　［Ｍ）
ＩＺＩ　と決められているので、最大の瞬時周波数は２
１０％ホワイト・クリップでおこり、ｆ　１−１１．７
８　［Ｍ）Ｉｚｌとなり、最小の瞬時周波数は一７０％
ダーク・クリップでおこり、ｆ　２　＝４．２８　［Ｍ
Ｈｚｌとなる。したがって、たとえばサンプリング周波
数ｆｓがｆ　ｓ　＝　１４．３　［Ｍ）Ｉｚｌの場合は
、１サンプリング周期Ｔ（＝１／ｆｓ）間の位相の増分
５ｏ（Ｋ）の値は、最小でもＳ；＝　２π・ｆ　２・Ｔ
　（ｒａｄ）であり、また最大でもＳ８＝　２　ｙｒ　
−ｆ　ｌ−Ｔ　（ｒａｄ）である、すなわち、ＦＭ波が
記録時と同じであれば、Ｓｏ（に）の値はｓ’−５８（
ただし、Ｓ　＜　Ｓ　）　（ｒａｄ）におさまるという
ことになる。

しかし、現実には再生時のＦＭ波は記録時と同じではな
く、また、再生ＲＦイコライザ等によって意識的にＳ／
Ｎ改善のため、あるいは反転現象防止のために、キャリ
アに対する下側波および上側波の割合をある値に設定し
たりするので、５ｏ（Ｋ）の値がこの範囲からはずれる
こともあり、このようなことを考慮してＳ二〜Ｓ、’（
ｒａｄ）　より、もう少し範囲の広いα〜β（ｒａｄ）
　（ただしαくＳ。

β＞Ｓ）が正常な復調範囲と考えることができる。そこ
でＳｏ（に）の値がα〜β（ｒａｄ）の範囲に入らない
時は、補償する必要があると判断する。

再生ＦＭ波には、前に述べたように、上側波が抑圧され
、下側波が強調されている上側波抑圧・下側波強調型の
場合と、下側波が抑圧され、上側波が強調されている下
側波抑圧・上側波強調型の場合とがあり、その抑圧１強
調の度合いがある程度を越えると、ディジタルＦＭ復調
においても前述の反転現象（破れ）が発生し、この破れ
が起った瞬間の不連続補正器（７）からの出力５ｏ（ｋ
）がβ（ｒａｄ）よりも異常に大きい値になったり、α
（ｒａｄ）よりも異常に小さい値になることが実験的に
確かめられている。これは次の理由による。

（理由１） 一方の側波抑圧、他方の側波強調型のＦＭ波であって、
反転に至らない状態のＦＭ波についての１サンプリング
周期の間の位相の増分は、両側波のバランスのとれたＦ
Ｍ波の位相の増分よりも、上側波抑圧・下側波強調型の
場合は大きくなり、逆に下側波抑圧・上側波強調型の場
合は小さくなるためであり、これは理論的にも実験的に
も確かめられている。

また、このような上側波抑圧・下側波強調型のＦＭ波の
復調信号が、黒レベルから白レベルに変化しつつある時
には、ＦＭ波の本来の位相の増分が２π（ｒａｄ）以上
も増えてしまう瞬間や、２π（ｒａｄ）以上には増えな
いが、２π（ｒａｄ）に近い、たとえば１．８π（ｒａ
ｄ）位になる瞬間の起る確率が多くなるためであり、ま
た、下側波抑圧・上側波強調型のＦＭ波の復調信号が、
白レベルから黒レベルに変化しつつある時には、ＦＭ波
の本来の位相の増分が負の値になってしまう瞬間や、負
にはならないがＯ（ｒａｄ）に近い、たとえば、０．１
π（ｒａｄ）位になる瞬間の起る確率が増加するためで
あって、このことも理論的にも実験的にも確かめられて
いる。

（理由２） 上側波抑圧・下側波強調型のＦＭ波から・の復調におい
ては、「黒破れ」と呼ばれる反転現象が発生しやすく、
この「黒破れ」を起した時のＦ　Ｍ波の真の位相の増分
は負になったり、正であってもα（ｒａｄ）よりも小さ
い値、たとえば０．１π（ｒａｄ）待になる瞬間の起る
確率が多くなる。

他方、下側波抑圧・上側波強調型のＦＭ波からの復調に
おいては、「白破れ」と呼ばれる反転現象が発生しやす
く、この「白破れ」を起したときのＦＭ波の真の位相の
増分が２π（ｒａｄ）を越えたり、２π（ｒａｄ）を越
えなくても２π（ｒａｄ）　　に近い値、たとえば１．
９π（ｒａｄ１位になる瞬間の起る確率が多くなるため
であり、これも理論的および実験的に確かめられている
。

ところでサンプリング周波数ｆｓは、ＦＭ変調信号の最
高周波数ｆｍに対してサンプリング定理を満たさなけれ
ばならない、ところが必要以上にサンプリング周波数を
高くすることは、Ａ／ＤコンバータおよびＤ／Ａコンバ
ータ等も高価なものが必要となり、コストの上でも不利
であるので、おのずと運ばれるべきｆｓの範囲は決って
くる。

また、ＦＭ変調信号の周波数が低い場合は、家庭用ＶＴ
Ｒのような狭帯域ＦＭ伝送系でも第１側帯彼だけでなく
、第２側帯波、あるいはそれ以上の側帯波まで伝送され
るため、ＦＭ波のベクトル軌跡は原点をかこみにくくな
り破れにくい。ところが周波数が高くなると、第１側帯
波のみしか伝送されなくなり、原点をかこみやすく破れ
やすくなる。実際、変調信号の周波数が低い場合は、は
とんど破れず、高くなると破れやすいことが実験的にも
確かめられている。

次にこの理由を説明する。

家庭用ＶＴＲの場合、ＦＭ信号のキャリア周波数ｆｃは
、ＦＭ伝送帯域の低減のために、変調信号の最大周波数
（帯域）ｆｍに対し、ｆ　ｃ　”ｗｆ　Ｉ１１＋　１　
［ＭＩ（ｚｌ程度に選ばれる１例えば、ｆｍ＝３　［Ｍ
Ｈｚｌに対しｆ　ｃ　＝　４．２　［ＭｔＩｚｌ付近と
なるＶＴＲや、ｆ　ｍ　＝　５　［ＭＨｚｌに対しｆ　
ｃ　−６，５［ＭＨｚｌ付近となるＶＴＲがある。

他方、前述したように、サンプリング周波数ｆｓは、変
調信号に対してサンプリング定理を満たしていることが
要請され、したがってｆｓ≧２・ｆｍであることが必要
であるが、サンプリング周波数ｆｓを許される下限周波
数２・ｆＩＩｌ付近に設定すると、Ａ／Ｄコンバータお
よびＤ／Ａコンバータ等は安価なものにできるが、復調
信号の高域の劣化が大きくなり、また、サンプリング周
波数ｆｓが必要以上に高すぎると、復調信号の高域の劣
化は少なくなるが、Ａ／ＤコンバータおよびＤ／Ａコン
バータ等は高価なものが必要になる。これらのことを考
慮して、多くの場合は、サンプリング周波数ｆｓは、２
・ｆｃ〜４・ｆｃ付近の周波数に設定される。（もちろ
んこの場合でもｆｓ≧２　・ｆｃ　’＝２（ｆ１１＋１
）＞２　・ｆｍであるので、上記サンプリング定理は満
たされている。）また、家庭用ＶＴＲの場合、Ｏ〜１［
ＭＨｚｌには低域変換色信号を置くため、および電磁変
換の能力からして、ＦＭ信号の０〜１　［Ｍ）Ｉｚｌは
伝送されないため、変調周波数ｆＰに対するＦＭ波の下
第２側帯波の周波数（ｆｃ−２・ｆＰ）がＯ〜１［ＭＨ
ｚｌに入る場合、この下第２側帯波は伝送されない。し
たがって、このようなＦＭ波からの復調は前述のように
破れやすくなる。また、この下第２側帯波の周波数（ｆ
ｃ−２・ｆＰ）が負の周波数になる場合も、信号処理方
式上、この下第２側帯波は正しく伝送されなくなり、破
れやすくなる。結局、（ｆｃ　−２−ｆＰ　）≦１　［
Ｍ）Ｉｚｌの時が破れやすいということになる。即ち、
上式から、変調周波数ｆＰが ｆＰ≧（ｆｃ　−１［ＭＨｚｌ）　／２を満たすときが
破れやすいと云える。ここでｆｏ　＝　（ｆｃ　−１［
ＭＨｚｌ）　／　２とおくと、破れやすい変調周波数ｆ
Ｐの中で、ｆＰ＝ｆｏのときが、復調波形の一周期の時
間長が最も長いので、復調波形の一周期中に含まれるサ
ンプリング点数が最も多いことが判る。つぎにこのサン
プリング点数が高々何点位であるかを評価する。

前述のように、サンプリング周波数ｆｓは２・ｆｃ≦ｆ
ｓ≦４・ｆｃ付近に設定されるので、 程度ということになり、サンプリング周波数ｆｓと変調
周波数ｆｏの関係は、おおむね、る、これは、変調周波
数ｆｏの復調波のサンプリング点が、おおむね８点〜４
点程度と云うことを意味している。変調周波数ｆＰがｆ
ｏよりも大きい時はこの時も上記のように破れやすいの
であるが、復調波形の一周期の時間長はｆＰ＝ｆｏの時
よりも短くなるので、復調波形の一周期に含まれるサン
プリング点数は、ｆｏの時よりも少なくなる。結局、破
れるような周波数において、復調波の一周期に含まれる
サンプリング点は、多くても高々７〜８点程度であるこ
とが判る。

復調結果が破れた場合は、第３５図または第３１図のよ
うになり、Ｐ２の付近でα〜β（ｒａｄ）の範囲を越え
ることになるが、−周期に含まれるサンプリング点が高
々７〜８点程度であるので、α〜β（ｒａｄ）の範囲を
越える点は高々２点程度である。

また、第３４図のように黒画に大きく飛び出た場合、ま
たは第３０図のように白側に大きく飛び出た場合でもα
〜β（ｒａｄ）の範囲を越えることがあるが、この場合
も同様の理由により、α〜β（ｒａｄ）の範囲を越える
点は高々２点である。つまり、再生画面上で破れが発生
した場合、黒い線または白い線が横にのびて破れたよう
に見えるのは、１．２点の破れか、デイエンファシスに
よりその後の波形まで黒レベルまたは白レベルに引きす
るためであって、破れ自体が何点にもわたって発生して
いるわけではないことが実験で確かめられている。

たとえば家庭用ＶＴＲの場合、変調信号の最大周波数が
５　［ＭＨ２］であるとすると、サンプリング定理より
サンプリング周波数ｆｓは１ｏ　［ＭＨｚ１以上であれ
ばよいことになる。また、通常の場合、変調信号が２　
［ＭＨｚｌ以下で破れにくく、３　［Ｍ）Ｉｚｌ〜４　
［ＭＨｚ］の範囲で破れやすいことを確認している。い
ま、ｆ　ｓ　＝　１４．３　［ＭＨｚ］とすると、３〜
４［ＩＪＨｚＩの変調信号の一周期内に含まれるサンプ
リング点は、たかだか５点である。復調結果が破れて第
３５図のような波形となった場合は、Ｐ２の付近で白側
に大きくはねあがった部分がα〜β（ｒａｄ）の範囲を
越え、また、第３１図に示すような波形となった場合は
、Ｐ２の付近で黒画に落ち込んだ部分がα〜β（ｒａｄ
）の範囲を越えることになるが、−周期あたりのサンプ
リング点が、たかだか５点であるため、α〜β（ｒａｄ
）を越えるサンプリング点は、たいてい１点、あるいは
続いても２点のみで、３点以上続けてα〜β（ｒａｄ）
の範囲をこえることは、はとんどあり得す、このことは
実験的にも確かめられている。つまり、１点だけの第１
０図または第１７図の場合と、２点続く第１３図または
第２０図の場合を考慮しておけばよいということになる
。

以下、説明の便宜上、まず第２図のディジタルＦＭ復調
器（５０）に適用した実施例を説明し、つぎに第１図の
アナログＦＭ復調器に通用した実施例を説明する。

まず、下側波抑圧・上側波強張型のＦＭ波の復調信号を
補償する場合に適用する反転現象補償器（８）における
補償動作について説明する。

この場合の破れの補償は、次の■式および０式にしたが
って行われる。

つまり、この補償動作は、第３図において、不連続補正
器（７）の出力Ｓｏ（に）が入力されたとき、■式の補
償を行ってＳｌ（に）を得、つぎにこのＳｔ（に）に対
して０式の補償を行って得られるＳ２（に）を、反転現
象補償器（８）の出力としてＤ／Ａコンバータ（９）に
出力するものである。その様子を第１０図〜第１５図に
より説明する。

第１０図は、１点だけが上限値β（ｒａｄ）をこえてい
る場合である。これに対して■式および０式の補償を行
なうと第１１図のようになる。すなわち、第１０図にお
いて白側にはねあがっている１点は、本来、黒レベルで
あると考えられるので、正常な復調波形における黒レベ
ルの下限値、すなわち前述の下限値α（ｒａｄ）で置き
かえる。その後にローパス・フィルタに通すと、第１２
図に示すように、正弦波状の波形となる。

第１３図は、２点続けて下限値β（ｒａｄ）をこえてい
る場合である。これに対して■式および０式の補償を行
うと、第１４図のようになる。破れた部分は、本来、黒
レベルとなるべきなので１点目はα（ｒａｄｊ　に置き
換えるが、２点目はα〜β（ｒａｄ）の範囲内の値であ
って、かつ、上限値β（ｒａｄ）　に比較的近い値に設
定された補償値γ（ｒａｄ）に置き換える。その後にロ
ーパス・フィルタを通すと、第１５図に示すように破れ
が補償された良好な波形となる。

つぎに、第１３図のように、２点続けて上限値β（ｒａ
ｄ）を越えた場合について、第１６図に示したベクトル
図により説明する。前述したようにベクトル図は搬送波
ベクトルを基準として複素平面を想定しているので、α
、β、γの値と、複素平面の原点Ｏの回りの角度とを対
応づけるにはαｌ＝α−２π・ｆＣｊＴ βｌ−β−２π・ｆｃ　　−Ｔ γ１−γ−２π−ｆｃ　　−Ｔ （ただしｆｃはキャリア周波数） なるα１．βｌ、γ１を考えれば、αとαｌ、βとβ１
．γとγｌの対応づけができる。

以下の例ではｆｃとして、５０％ホワイトレベルに対応
するＦＭ波の瞬時周波数を仮定したので、上述のα、β
の定義より、α１は負の値であり、β１は正の値である
。いま、第１３図のように２点続けて上限値β（ｒａｄ
）を越えた状態を第１６図に示しである。ＦＭ波のサン
プリング点がＡ−Ｂ−〇−Ｄとベクトル環上を動いたと
する。

この時ＺＡＯＢ　（ｆＡＯＢは１８０８以下）およびＺ
ＢＯＣはともにβ１以上（正の方向、すなわち反時計方
向に１β１１以上）である。そこで０式および０式の補
償により、点Ｂは−からα１増加した（負の方向、すな
わち時計方向にＩαｌだけ回転した）　０８１上のどこ
かの点に移される。

そして点Ｃは０８１を基準にγｌたけ増加した（正の方
向、すなわち反時計方向に１γｌ　１だけ回転した）Ｏ
Ｃｌ上のどこかの点に移される。このときγ１は、ＯＣ
とａＣｔ　とがなす角ｔｃＯｃ１、っまりＯＣをＯＣｌ
としたことによる誤差がなるべく小さくなるように決定
すればよい、つまり、０式および０式の補償により、ベ
クトル軌跡はＡ−Ｂ−Ｃ−ＤからＡ−Ｂｌ→Ｃ１→Ｄ（
ただしＡ−Ｂｌは時計方向の移動である）に変更された
ことに相当し、原点０を囲むことがなくなり破れを防い
でいることがわかる。

また、原点０をかこまず、第３４図に示すように、黒画
に大きく飛び出た波形が点Ｐ２付近でα（ｒａｄ）を越
えた場合でも、０式および０式の補償を行うと、１点だ
け越えた場合は第１１図と同様の波形となり、２点゛続
けて越えた場合は第１３図と同様の波形となるため、同
様の効果が得られる。

つぎに、０式および０式の補償を行う第３図に示した反
転現象補償器（８）の構成とその動作について説明する
０図において（１０１）は５ｏ（Ｋ）が０式の条件、す
なわち５ｏ（Ｋ）≦αまたはＳｏ（に）≧βを満たして
いるか否かを判別する′！Ｊ１の判別器、（１０２）は
５ｌ（Ｋ−１）および５ｌ（Ｋ）が０式の条件、すなわ
ちＳｌ（に−１）＝α、かつＳｌ（に）＝αを満たして
いるか否かを判別する第２の判別器、（１１）、　（１
３）（２０）、　　（２１）は比較器で、例えばマグニ
チュードコンパレータに相当するようなもので構成され
る。

（１０）’、　　（１５）、　（１８）、　（１９）は
下限値ａ　（ｒａｄ）を出力する第１の定数発生器、（
１２）は上限値β（ｒａｄ）を出力する第２の定数発生
器、（２３）は第１の補償値γ（ｒａｄ）を出力する第
３の定数発生器で、それぞれ例えばＲＯＭで構成される
。　（１４）は比較器（１１）、　　（１３）の出力が
入力されるＯＲゲート、（１６）はＯＲゲート（１４）
の出力信号で制御される選択器、（１７）は人力信号を
１サンプリング周期Ｔだけ遅延させて出力する遅延器、
（２２）は比較器（２０）。

（２１）の出力が入力されるＡＮＤゲート、（２４）は
ＡＮＤゲート（２２）の出力信号で制御される選択器で
、判別器（ｌｏｔ）　、　（１０２）が判別手段を構成
し、定数発生器Ｂ）、■）および選択器（Ｉｌｌ）、　
　（２４）で補償値置換手段を構成している。

つぎに動作を説明する。

不連続補正器（７）　の出力５ｏ（Ｋ）は、比較器（１
１１，（１３）および選択器（１６）にそれぞれ入力さ
れ邸、比較器（１１）はＳ　ｏ（ｋ）を定数発生器（ｌ
Ｏ）の出力値αと比較し、５ｏ（Ｋ）≦αの場合は「１
」を、その他の場合は「０」を出力する。他方、比較器
（１３）は５ｏ（Ｋ）を定数発生器（１２）の出力値β
と比較し、Ｓｏ（に）≧βの場合は「１」を、その他の
場合は「０」を出力する。比較器（１１）、　　（１３
）の出力はＯＲゲート（１４）に入力され、ＯＲゲート
（１４）は、２つの入力のうちいずれか一方が「１」で
あれば「１」を選択器（１６）に出力し、選択器（１６
）は端子すを選択して定数発生器（１５）の出力値αを
５ｔ（Ｋ）として出力する。また比較器（１１）、　　
（１３）の出力がいずれも「０」の場合、ＯＲゲート（
１４）は「Ｏ」を出力し、選択器（１６）は端子ａを選
択して入力Ｓｏ（に）を５Ｌ（Ｋ）として出力する。

つぎに選択器（１６）の出力Ｓｌ（に）は比較器（２０
）、遅延器（１７）および選択器（２４）に入力される
。比較器（２０）は５１（ｋ）を定数発生器（１８）の
出力値αと比較し、５ｌ（Ｋ）＝αの場合は「１」を、
その他の場合は「０」を出力する。他方、遅延器（１７
）に入力されたＳＬ（に）は、１サンプリング周期Ｔだ
け遅延されるので、遅延器（１７）の出力はＳｌ（に−
１）と表現できる。この出力Ｓｔ（に−１）は比較器（
２１）に入力されて定数発生器（１９）の出力値αと比
較され、Ｓｌ（に−１）＝αの場合は「１」を、その他
の場合は「０」を出力する。ＡＮＤゲート（２２）は、
２つの入力がともに「１」の場合は「１」を選択器（２
４）に出力し、選択器（２４）は端子すを選択して定数
発生器（２３）から出される補償値γをＳ２（に）とし
て出力する。また、ＡＮＤゲート（２２）は２つの入力
のうち、いずれか一方が「０」の場合は「Ｏ」を選択器
（２４）に出力し、選択器（２４）は端子ａを選択して
５ｔ（Ｋ）を５２（Ｋ）として出力する。

以上の動作により、０式および０式の補償が行われる。

つぎに、上側波抑圧・下側波強調型のＦＭ波を復調する
場合に適用する第４図に示した反転現象補償器（８）の
補償動作について説明する。

この場合の補償は、次の０式および０式にしたがって行
なわれる。

つまりこの補償動作は、第４図において、不連続補正器
（７）の出力Ｓｏ（に）が入力されたとき、０式の補償
を行って５ｌ（Ｋ）を得、この、５ｌ（Ｋ）に対して０
式の補償を行って得られるＳ２（に）を、反転現象補償
器（８）の出力としてＤ／Ａコンバータ（９）に出力す
るものである。その様子を第１７図〜第２２図により説
明する。

第１７図は、１点だけが下限値α（ｒａｄ）をこえてい
る場合である。これに対して０式および０式の補償を行
なうと第１８図のようになる。すなわち、第１７図にお
いて黒画に落ち込んでいる１点は、本来、白レベルであ
ると考えられるので、正常な復調波形における白レベル
の上限値、すなわち前述の上限値β（ｒａｄ）で置き換
える。その後にローパス・フィルタに通すと、第１９図
に示すように、正弦波状の波形となる。

第２０図は、２点続けて下限値α（ｒａｄ）をこえてい
る場合である。これに対して０式および０式の補償を行
うと、第２１図のようになる。破れた部分は、本来、白
レベルとなるべきなので１点目は上限値β（ｒａｄｌ　
に置き換えるが、２点目はα〜β（ｒａｄｌ　の範囲内
の値であって、かつ下限値α（ｒａｄ）　に比較的近い
値に設定された補償値δ（ｒａｄ）に置換する。その後
にローパス・フィルタを通すと、第２２図に示すように
破れが補償された良好な波形となる。

つぎに、第２０図のように、２点続けて下限値α（ｒａ
ｄ）を越えた場合について、第２３図に示したベクトル
図により説明する。前述したように、ベクトル図は搬送
波ベクトルを基準として複素平面を想定しているので、
α、β、δの値と、複素平面の原点０の回りの角度とを
対応づけるには、α　１　冨　α　−２π　・　ｆ　Ｃ
―　Ｔβｌ＝β−２π・ｆｃ　−Ｔ δ　ｌ　＝　δ　−２π　・　ｆｃ−Ｔ（ただしｆｃは
キャリア周波数） なるα１９β１．δ１を考えれば、αとα１．βとβ１
．δとδ１の対応づけができる。

以下の例ではｆｃとして、５０％ホワイトレベルに対応
するＦＭ波の瞬時周波数を仮定したので、上述のα、β
の定義からして、α１は負の値となり、βｌは正の値と
なる。いま、第２０図のように２点続けてα〜β（ｒａ
ｄ）の範囲を越えた状態を第２３図に示しである。ＦＭ
波のサンプリング点がＡ−Ｂ−Ｃ−Ｄとベクトル環上を
動いたとする。この時ｆＡＯＢおよびｆＢＯｃはともに
α１以下（負の方向すなわち反時計方向に１βｌ以上）
である、そこで０式および０式の補償により、点Ｂは五
からβ１　（正の方向、すなわち反時計方向に１βｌ　
１だけ）増加した面上のどこかの点に移される。そして
点ＣはＯＢＩを基準にδ１だけ増加した（負の方向、す
なわち時計方向にδ１１だけ回転した）　ＯＣＩ上のど
こかの点に移される。このときＳｌは、ＯＣとＯＣＩ　
とがなす角ＺｃＯｃｌ　、つまりＯＣをＯＣＩ　とした
ことによる誤差がなるべく小さくなるように決定すれば
よい。

つまり０式および０式の補償により、ベクトル軌跡はＡ
−Ｂ→Ｃ−ＤからＡ−Ｂｌ→Ｃ１−Ｄ　（ただし、Ａ−
Ｂｌは反時計方向の移動である。）に変更されたことに
相当し、原点Ｏを囲むことがなくなり破れを防いでいる
ことがわかる。

また、原点Ｏをかこまず、３ｇ３０図に示すように、白
破れ状となった波形がＰ２付近で上限値β（ｒａｄ）を
こえた場合でも０式および０式の補償を行なうと、１点
だけで越えた場合は第１８図と同様の波形となり、２点
続けて越えた場合は第２１図と同様の波形となるため、
同様の効果が得られる。

つぎに、０式および０式の補償を行う第４図に示した反
転現象補償器（８）の一実施例の構成、およびその動作
について説明する０図において第３図と同一符号は同一
構成部分を示しているので、説明を省略する。　（２５
）、　（２６）、（２７）は上限値β（ｒａｄ）を出力
する第２の定数発生器、（２８）、　　（２９）は比較
器、（３０）は補償値δ（ｒａｄ）を発生する第４の定
数発生器、（１０３）は５ｌ（Ｋ）および５ｔ（Ｋ−１
）が０式の条件、すなわちＳｌ（に−１）＝β、かつ５
ｌ（Ｋ）＝βを満たしているか否かを判別する第３の判
別器で、判別器（１０１）　、　（１０３）で判別手段
を構成し、定数発生器（２５）、　　（３０）および選
択器（１６）、　　（２４）で補償値置換手段を構成し
ている。

つぎに′ｆＳ３図の実施例の動作と異なる点を説明する
。

選択器（１６）は、ＯＲゲート（１４）から「１」が入
力されたとき、端子すを選択して定数発生器（２５）の
出力値βを３１（に）として出力する。つぎに比較器（
２８）は、入力されたＳｔ（に）を定数発生器（２６）
の出力値βと比較してＳｔ（に）＝βの場合は「１」を
、その他の場合は「０」を出力する。他方、遅延器（１
７）に入力され、１サンプリング周期Ｔだけ遅延された
Ｓ　１　（Ｋ−１）は比較器（２９）に人力されて定数
発生器（２７）の出力値βと比較され、Ｓ　１　（Ｋ−
１）　＝βの場合は「１」を、その他の場合は「０」を
、出力する。ＡＮＤゲート（２２）は、２つの人力がと
もに「１」の場合は「１」を出力し、選択器（２４）は
端子すを選択して定数発生器（２３）の出力値δを５２
（Ｋ）として出力する。また、Ａ　Ｎ　Ｄゲート（２２
）は２つの入力のいずれか一方が「ｏ」の場合は「０」
を出力し、選択器（２４）は端子ａを選択してＳｌ（に
）を５２（Ｋ）として出力する０以上の動作第５図は、
下側波抑圧・上側波強調型のＦＭ波を復調する場合に適
用する反転現象補償器（８）の一実施例を示すブロック
回路図で、（１０１）は前述した■および０式の判別動
作を行う判別器、（３１）は補償値ε（ｒａｄ）を出力
する定数発生器、（１６）は選択器で、定数発生器（３
１）および選択器（１６）で、補償値置換手段を構成し
ている。

つぎこの実施例の補償動作を、場合をわけて詳しく説明
する。

まず、第１の例として、反転に至らないＦＭ波であって
、そのＦＭ波の位相の増分が負になった場合を考える。

いま、第２図の演算器（４）の時刻（ｋ−１）における
出力φ（ｋ−１）が、たとえば０．５　ｒｃ　（ｒａｄ
）であり、次の時刻（Ｋ）における出力φ（に）が０．
４π（ｒａｄ）になったとすると（すなわち、ＦＭ波本
来の位相の増分としては負になったとすると）、時刻（
Ｋ）における減算器（６）の出力Δφ（Ｋ）はφ（に）
−φ（ｋ−１）　”　−０，１ｙｒ　（ｒａｄ）　とな
り、負の値になるので、不連続補正器（７）により２π
が加えられ、不連続補正器（７）の出力５ｏ（Ｋ）は１
．９π（ｒａｄ）　となり、α〜β　（ｒａｄ）の範囲
をはずれて、異常に大きい値となって、反転現象補償器
（８）に入力されることになる。したがって、このよう
な場合、５ｏ（ｋ）そのものよりも、５ｏ（ｋ）から２
π（ｒａｄ）を減算した値の方がＦＭ波の実際の位相の
増分に近いと考えられるが、位相の増分の下限値は、前
述のようにα　（ｒａｄ）と考えられるのであるから、
この場合の復調出力としては５ｏ（Ｋ）−２π（ｒａｄ
）　　という値と、α　（ｒａｄ）のうち大ぎい方の値
、すなわち、α（ｒａｄ）を採用するのが適当である。

この補償値ε（ｒａｄ）　としては、実際には、α（ｒ
ａｄ）付近の値で次のことを考慮して選定する。

すなわち、この補償値εが小さすぎると、後段で低域フ
ィルタおよびメイン・デイエンファシス回路に通した時
に、反転現象補償箇所周辺偽装＠ｆ−峯＼つ引きずって
しまうし、また、補償値εが大きすぎると、上に引きず
ってしまうので、そうならないようにα（ｒａｄ）付近
の値に選定する。もちろん、このように選択した結果と
してε；αと選ぶのが適当な場合もある。すなわち、補
償値ε（ｒａｄ）は、α（ｒａｄ）を含むα（ｒａｄ）
　よりは大きいα（ｒａｄｌ付近の値である。

また、第２の例として、反転に至らないＦＭ波であって
、したがって、モのＦＭ波の本来の位相の増分が負には
ならないが、Ｏ（ｒａｄ）近くになった場合を考えろ。

たとえば、演算器（４）の出力φ（ｋ−１）がｏ、５π
（ｒａｄ）で、本来の位相の増分が０．１　ｒｔ　（ｒ
ａｄ）　　シか増えなかった結果、φ（Ｋ）がｏ、６π
（ｒａｄ）であったとすると、減算器（６）の出力Δφ
（Ｋ）は、φＦＫ）　−φ（ｋ−１）　＝０．１　π（
ｒａｄ）　　となり、α〜β（ｒａｄ）を越えて異常に
小さい値になる。なお、この場合の減算器（６）の出力
０．１π（ｒａｄ）は、負ではないから、不連続補正器
（７）で補正されることなく、ｓｏ（に）　Ｉ＝０．１
　π（ｒａｄ）のまま反転現象補償器（８）　に入力さ
れる。この場合は復調出力としてはε（ｒａｄ）を採用
するのが適当である。

さらに、第３の例として、白破れを起したため、ＦＭ波
の本来の位相の増分が２π（ｒａｄ）を越えた場合につ
いて述べる。

実験によれば、このような場合の位相の増分は２π（ｒ
ａｄ）は越えても、越えた量はごくわずかである場合が
ほとんどである。前述のように、本来の位相の増分が２
π（ｒａｄ）を大きく越えて、たとえば３．０π（ｒａ
ｄ）　　となることはほとんどないから、たと久ばφ（
ｋ−１）が１．Ｏｔｔ　（ｒａｄ）のとき、真の位相の
増分が２．１π（ｒａｄ）となったときを代表例として
取り上げると、その結果として真のφ（ｋ）は３　、　
１　π（ｒａｄ）となるが、演算器（４）においてはＯ
〜２π（ｒａｃｌ）の値を割り当てているため、φ（ｋ
）は１．１π（ｒａｄ）　と認識され、演算器（６）の
出力Δφ（ｋ）はφ（ｋ）−φ（ｋ−１１＝１．ｌπ−
１，０π−Ｏ０亙π（ｒａｄ）が出力される。

これは負ではないので、不連続補正器（７）によって補
正されることなく　Ｓ　ｏ（ｋ）　＝　ｆｌ、１　ｒｃ
　（ｒａｄ）として、すなわち正常な復調範囲α〜β（
ｒａｄ）の下限値α（ｒａｄ）よりも小さい値として、
反転現象補償器（８）に入力される。この場合は、本来
黒レベルとして復調されるべき復調データ５ｏ（ｋ）が
、白破れを起したために最終的にα（ｒａｄｌ　よりも
小さな値となっているのであるから、復調出力としては
正常な黒レベルと考えられる値の下限値α（ｒａｄｌ付
近の値、すなわち前述のε（ｒａｄ）を採用するのが適
当である。

ざらに、第４の例として、白破れを起したために、ＦＭ
波の本来の位相の増分が２π（ｒａｄ）は越えないが、
２πｆｒａｄ）に近いイ直、た°とえば、１．９π（ｒ
ａｄ）　　となった場合について述べる。たとえばφ（
Ｋ−１）が１．Ｏｙｒ　（ｒａｄ）のとき、本来の位相
の増分が１．９π（ｒａｄ）　となった結果、真のφ（
ｋ）が２．９π（ｒａｄ）　　となったとすると、演算
器（４）においては、上述の理由によりφ（ｋ）は　０
．９π（ｒａｄ）と認識され、減算器（６）の出力Δφ
（ｋ）としてはΔφ（ｋ）　＝　φ（ｋ）−φ（Ｋ−１
）　−０，９ｒｅ　−１，Ｏｒｃ　＝−〇、１π（ｒａ
ｄ）が出力される。つぎに、これは負であるから、不連
続補正器（７）により２π（ｒａｄ）が加えられ、Ｓ　
ｏ（ｋ）−０，１ｙｃ　＋　２　ｒｔ　−１，９ｙｔ　
（ｒａｄ）　として、すなわち、正常な復調範囲α〜β
（ｒａｄ）の上限値β（ｒａｄ）を越える値として、反
転現象補償器（８）に入力される。

この場合は、本来黒レベルとして復調されるべき復調デ
ータ５ｏ（ｋ）が、白破れを起したために、最終的にβ
（ｒａｄ）を越える値となったのであるから、復調出力
としては正常な黒レベルと考えられる値の下限値α（ｒ
ａｄ）付近の値、すなわち前述のε（ｒａｄ）を採用す
るのが適当である。

以上のように、この実施例の反転現象補償器（８）は、
その出力を３２（に）と表わせば、入力信号５Ｏ（Ｘ）
により次の０式に従って補償動作が行われる。

Ｓ２（に）　　＝ＳＯ（に） 第６図は第５図に示した反転現象補償器（８）をＲＯＭ
　（３２）で構成した例を示している。この実施例は、
不連続補正器（７）の出力ＳＯ（に）をＲＯＭ（３２）
に対するアドレスＡとし、アドレスＡがαくＡくβであ
る範囲内はＲＯＭ　Ｇ３２）の内容をＳｏ（に）と一致
させ、Ａ≦αおよびＡ≧βの範囲のＲＯＭ　（３２）の
内容をεとしたテーブル内容を保有するもので、第５図
の実施例と同様の補償動作を行い、同様の効果が得られ
るものである。

第７図は上側波抑圧・下側波強調型のＦＭ波を復調する
場合に適用する反転補償器の一実施例を示すブロック回
路図で、（ｌｏｔ）は前述した０式および０式の判別動
作を行う判別器、（３３）は補償値ζ（ｒａｄ）を出力
する定数発生器、（１６）は選択器である。

つぎにこの実施例の補償動作を、場合を分けて詳しく説
明する。

まず、′ｊ４１の例として、反転に至らないＦＭ波であ
って、そのＦＭ波の本来の位相の増分が２π（ｒａｄ）
以上増えた場合、たとえばφ（ｋ−１）が０．５ｒｃ　
（ｒａｄ）のとき、φ（ｋ）が　２．８π（ｒａｄ）　
　となり、△φ（ｋ）がφ（ｋ）−φ（ｋ−１）　＝　
０．１π（ｒａｄ）となった場合は、α〜β　（ｒａｄ
）の範囲をはずれて、異常に小さい値になる。この場合
の減算器（６）の出力０．１πは負でないから、不連続
補正器（７）において補正されることなく、５ｏ（ｋ）
　−０，１πのまま反転現象補償器（８）に入力される
。この場合は、本来白レベルとして復調されるべき復調
データ５ｏ（ｋ）が、α（ｒａｄ）を越える小さな値と
なったのであるから、５ｏ（ｋ）そのものよりも５ｏ（
ｋ）に２π（ｒａｄ）を加えた値の方がＦＭ波の実際の
位相の増分に近いと考えられるが、位相の増分の上限値
は、上述のようにβ　（ｒａｄ）と考えられているから
、この場合の復調出力（実際の位相の増分）としては、
Ｓ　ｏ（ｋ）　＋　２　ｒｃ　（ｒａｄ）　という値と
、β（ｒａｄ）のうち小さい方の値、すなわちβ（ｒａ
ｄ）を採用するのが適当である。

この場合の補償値ζ（ｒａｄ）としては、実際にはβ　
（ｒａｄ）付近の値で次のことを考慮して選択する。す
なわち、この補償値ζ　（ｒａｄ）が大きすぎると、後
段で低域フィルタおよびメイン・デイエンファシス回路
に通した時に破れ補償箇所周辺の波形を上に引きずって
しまうし、また、この補償値ζ（ｒａｄ）が小さすぎる
と下に引きずってしまうので、そうならないように、β
（ｒａｄ）付近の値に選定する。もちろんこのように選
択した結果としてζ＝βに選ぶのが適当な場合もある。

すなわち、補償値ζ（ｒａｄ）は、β（ｒａｄ）を含む
β（ｒａｄ）より小さいβ（ｒａｄｌ付近の値である。

また、第２の例として、ＦＭ波の本来の位相の増分が２
π（ｒａｄ）は越えないが、２π（ｒａｄ）　に近い値
、たとえば１，８π（ｒａｄ）だけ増えた場合、たとえ
ば、φ（ｋ−１）が０．５ｙｒ　（ｒａｄ）のとき、本
来の位相の増分が１．９π（ｒａｄ）　　となった結果
、φ（ｋ）が０．４ｙｃ　（ｒａｄ）となり、△φ（ｋ
）がφ（ｋ）−φ（ｋ−’ｌ）　＝　−０，１π（ｒａ
ｄ）　となったとすると、不連続補正器（７）により２
πが加えられ、５ｏ（ｋ）＝１．９π（ｒａｄ）　　と
なってα〜β　（ｒａｄ）を越えた大きな値になる。こ
の場合は、本来黒レベルとして復調されるべき復調デー
タ５ｏ（ｋ）が、β（ｒａｄ）を越える大きな値となっ
たのであるから、復調出力として前述のζ　（ｒａｄ）
を採用するのが適当である。

さらに、第３の例として、ＦＭ波の本来の位相の増分が
２π（ｒａｄ）は越えないが、２π（ｒａｄ）に近い値
だけ増えた場合、たとえばφ（ｋ−１）が０．１π（ｒ
ａｄ）であり、本来の位相の増分が１．８π（ｒａｄ）
　となった結果、φ（ｋ）が１．９π（ｒａｄ）となっ
たとすると、減算器（６）の出力△φ（ｋ）は、φ（ｋ
）　　−φ（ｋ−１）　−１，８π（ｒａｄ）　　とな
る、この値は負でないから、不連続補正器（７）におい
て補正されることなく、Ｓ　ｏ（ｋ）＝　１．８　ｔｔ
　（ｒａｄ）　として反転現象補償器（８）に入力され
る。この場合も、不連続補正器（７）の出力５ｏ（ｋ）
は、正常な復調範囲α〜β　（ｒａｄ）を超大て大きな
値になる。この場合は、本来黒レベルとして復調される
べき復調データ５ｏ（ｋ）がβ（ｒａｄ）を越える値と
なったのであるから、復調出力として前述のζ　（ｒａ
ｄ）を採用するのが適当である。

さらに、第４の例として、黒破れを起したために、ＦＭ
波の本来の位相の増分が負になるような場合、たとえば
φ（ｋ−１）が１．０だのとき、φ（ｋ）が０．９πと
なり△φ（ｋ）がφ（ｋ）−φ（ｋ−１）　＝−〇、１
　πとなるような場合について述べる。

実験によれば、このような場合の△φ（ｋ）は負ではあ
るがその絶対値１Δφ（ｋ）Ｉ−−Δφ（ｋ）は小さく
、したがって、 一Δφ（ｋ）＜２π−β（ｒａｄ）　　　　　　　・・
・・・・■を満たしている場合がほとんどである。した
がって、このような△φ（ｋ）　に対する不連続補正器
（ア）の出力Ｓ　ｏ（ｋ）−２ｒｃ＋Δφ（ｋ）は■式
よりほとんどの場合は、 ５ｏ（ｋ））β（ｒａｄ） となるが、この場合は、本来β（ｒａｄ）位の白レベル
になるべき復調データ５ｏ（ｋ）が黒破れを起したため
に、最終的にβ（ｒａｄ）を越える大きな値となってい
るのであるから、復調出力としてはβ（ｒａｄｌ付近の
値、すなわち、前述のζ（ｒａｄ）を採用するのが適当
である。

さらにまた、第５の例として、黒破れを起したためにＦ
Ｍ波の本来の位相の増分が、正ではあるが異常に小さく
なった場合、たとえば△φ（ｋ）＝Ｑ、１πとなった場
合について述べる。この場合は、不連続補正器（ア）で
補正されることなくその出力はＳ　ｏ（ｋ）−０，１π
となるが、この場合は、本来β（ｒａｄ）位の白レベル
になるべき復調データが黒破れを起したために異常に小
さい値、すなわちα（ｒａｄ）より小さい値になったと
考えられるので、復調出力として前述のζ（ｒａｄ）を
採用するのが適当である。

以上のように、この実施例の反転現象補償器（８）は、
その出力を３２（ｋ）と表わせば、人力信号５ｏ（ｋ）
によりつぎの０式に従って選択動作が行われる。

第８図は第１９図に示した反転現象補償器（８）をＲＯ
Ｍ　（３４）で構成した例を示している。この実施例は
、不連続補正器（７）の出力５ｏ（ｋ）をＲＯＭ（３４
）に対するアドレスＡとし、アドレスＡがαくＡくβで
ある範囲のうちはＲＯＭ　（３４）の内容を５ｏ（ｋｌ
と一致させ、Ａ≦αおよびＡ≧βの範囲のＲＯＭの内容
をζ（ｒａｄ）　としたテーブル内容を保有するもので
、第７図の実施例と同様に補償動作を行い、同様の効果
が得られるものである。

以上説明した第３図ないし第８図に示した反転現象補償
器（８）は、第２４図のアナログＦＭ復調器（４４）の
復調信号をディジタル信号に変換することによって同様
に適用することができる。

第１図はこの発明に係る反転現象補償器（４８）を備え
たＶＴＲ再生系の輝度信号処理回路のブロック回路図で
、第２４図と同一符号はそれぞれ同一構成部分を示して
いるので説明を省略する。図において、（４６）はアナ
ログＦＭ復調器（４４）から入力されるアナログ復調信
号の不要成分を除去するＬＰＦ、（４７）はＬ　Ｐ　Ｆ
　（４６）から入力されるアナログ復調信号をディジタ
ル信号に変換するサンプリング周期ＴのＡ／Ｄコンバー
タ、（８）は反転現象補償器、（４８）は反転現象補償
器（８）の出力をアナログ信号に変換するＤ／Ａコンバ
ータ、（４９）はＤ／Ａコンバータ（４８）から出力さ
れるアナログ復調信号の不要成分を除去するＬＰＦであ
る。

第９図は上側波抑圧・下側波強調型のＦＭ波のアナログ
ＦＭ復調器に第４図に示した反転現象補償器（８）を通
用した一実施例のブロック回路図で、第１図および第４
図と同一符号は、それぞれ同一または相当する部分を示
している。

葱庭用ＶＴＲの場合、ＦＭ信号の周波数アロケーション
によりＦＭ信号の瞬時周波数の最大値ｆｌおよび最小値
ｆ２は、前述したように決っているので、ＦＭ波が記録
時と同じように再生されていれば、アナログＦＭ復調器
（４）の検波特性から、ｆｌおよびｆ２に対応するアナ
ログ復調信号のレベルも理論的に決まる。Ｌ　Ｐ　Ｆ　
（４６）から出力されるアナログ復調信号を時刻（ｋ）
においてサンプリングした値の最大レベルは周波数ｆｌ
に対応する復調レベルｆ１１であり、最小レベルは周波
数ｆ２に対応する復調レベル２２であって、この復調レ
ベル１１は前に述べたディジタルＦＭ復調器（５０）に
おける不連続補正器（ア）の出力が５ｏ（ｋ）の５８（
ｒａｄ）に相当し、復調レベルＪＺ２はＳ：（ｒａｄ）
に相当するものと考えることができる。そこで、第１５
図ないし第２０図の実施例との統一性を保つため、サン
プリング値を５ｏ（ｋ）で表すことにし、またα、β、
γ、δ、ε、この各値も、それぞれ対応する値に設定さ
れるものとする。

この実施例における補償動作は、前述した０式および０
式にしたがって行われるので、詳細な説明は省略するが
、Ｌ　Ｐ　Ｆ　（４９）から出力されるアナログ復調信
号は、東１６図の実施例と同様の反転現象が抑制された
復調信号となる。

なお、下側波抑圧・上側波強調型のＦＭ波のアナログ復
調信号に対しては、反転現象補償器（８）に第３図に示
した反転現象補償器を通用し、前述した０式および０式
にしたがって、破れ補償動作を行うように構成すればよ
い。

さらに、この下側波抑圧・上側波強調型のＦＭ波のアナ
ログ復調信号には、第５図または第６図に示した反転現
象補償器（８）を同様に適用することができ、また、上
側波抑圧・下側波強調型のＦＭ波のアナログ復調信号に
は、第７図または第８図に示した反転現象補償器（８）
を同様に通用して同様の効果が得られる。

またＬ　Ｐ　Ｆ　（４９）に代えてディジタルＬＰＦを
Ｄ／Ａコンバータ（４８）の前に挿入してもよい。

なお、上記各実施例では、反転現象を補償する範囲をα
〜β（ｒａｄ）　とし、また各補償値をγ、δ、ε、ζ
（ｒａｄ）　　としたが、これらの値はＶＴＲ方式によ
って決っているＦＭ波の周波数アロケーションとサンプ
リング周波数、および再生ＦＭ波の安定性等により定ま
るＳ５よびｓ：の値に応じて適当な値に選定すべきもの
である。

また、各定数発生器は、ＲＯＭに限らず、ディジタルメ
モリで構成してもよく、さらに、データ設定スイッチに
より各所定値を供給する構成としてもよい。

［発明の効果］ 以上のように、この発明によれば、復調出力が正常な復
調範囲を越えたとき、これを判別して復調出力を反転現
象の生じないレベルに置換するように構成したので、常
に正常な復調範囲内の復調出力が得られ、視覚的に反転
現象の目立たない非常に見やすい画像が得られるという
効果が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明に係る反転現象補償器を備えたＶＴＲ
の再生輝度信号！Ａ理回路のブロック回路図、第２図は
この発明に係る反転現象補償器を備えたディジタルＦＭ
復調器のブロック回路図、第３図、第５図および第６図
はディジタルＦＭ復調器の下側波抑圧・上側波強調型の
ＦＭ波に適用する反転現象補償器のそれぞれ異なる実施
例のブロック回路図、第４図、第７図および第８図はデ
ィジタルＦＭ復調器の上側波抑圧・下側波強調型のＦＭ
波に適用する反転現象補償器のそれぞれ異なる実施例の
ブロック回路図、第９図はアナログＦＭ復調器の上側波
抑圧・下側波強調型のＦＭ波に適用する反転現象補償器
のブロック回路図、第１０図ないし第１６図は第３図に
示した実施例の作用を説明するための復調信号の波形図
およびＦＭ波のベクトル図、第１７図ないし第２３図は
同じく第４図に示した実施例の作用を説明するための復
調信号の波形図およびＦＭ波のベクトル図、第２４図は
ＶＴＲの再生輝度信号処理回路のブロック回路図、第２
５図は従来のディジタルＦＭ復調器のブロック回路図、
第２６図ないし第３５図は再生ＦＭ輝度信号の復調信号
に発生する反転現象（破れ）を説明するためのＦＭ波の
ベクトル軌跡および復調信号の波形を示す図である。 なお、各図中、同一符号はそれぞれ同一または相当部分
を示す。

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. （１）量子化されたＦＭ復調データを入力とし、当該Ｆ
   Ｍ復調データが正常な復調範囲と考えられる下限値α〜
   上限値βの範囲を越えたときこれを判別する判別手段と
   、当該入力ＦＭ復調データが上記α〜βの範囲内である
   ときにはそのまま出力データとし、上記α〜βの範囲を
   越えたときには当該入力ＦＭ復調データの復調される前
   のＦＭ波の下側波および上側波のアンバランスの態様に
   応じてあらかじめ上記α〜βの範囲内に定めた補償値に
   置き換えて出力する補償値置換手段とを備えた反転現象
   補償器。
2. （２）請求項（１）において、補償値置換手段が、復調
   前のＦＭ波が下側波抑圧・上側波強調型である場合には
   下限値αの付近に設定した補償値εに置き換え、下側波
   強調・上側波抑圧型である場合には上限値βの付近に設
   定した補償値ζに置き換えるように構成してなる反転現
   象補償器。
3. （３）請求項（１）において、補償値置換手段が、復調
   前のＦＭ波が下側波抑圧・上側波強調型である場合は、
   α〜βの範囲を越えた１つ目の復調データは下限値αと
   同じ値に設定した補償値αに置き換え、つづいてα〜β
   の範囲を同じ方向に越えた２つ目の復調データは上限値
   βの付近でかつβよりは小さい値に設定した補償値γに
   置き換え、復調前のＦＭ波が下側波強調・上側波抑圧型
   である場合は、α〜βの範囲を越えた１つ目の復調デー
   タは上限値βと同じ値に設定した補償値βに置き換え、
   つづいてα〜βの範囲を同じ方向に越えた２つ目の復調
   データは下限値αの付近でかつαよりは大きい値に設定
   した補償値δに置き換えるように構成してなる反転現象
   補償器。
4. （４）請求項（１）において、判別手段および補償値置
   換手段が、復調データを入力アドレスとするメモリで構
   成されてなる反転現象補償器。
5. （５）請求項（１）において、量子化されたＦＭ復調デ
   ータが、ＦＭ波をアナログＦＭ復調器で復調したアナロ
   グ復調信号を量子化したものである反転現象補償器。