JPH025619A - チャージポンプ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 く本発明の産業上の利用分野〉 本発明は、ディジタル位相比較器からの位相差パルスに
応じて低域通過フィルタのコンデンサを充放電するため
のチャージポンプ装置に関する。

〈従来技術〉（第３図） 例えばＰＬＬ信号発生器等では、電圧制御発振器（ＶＣ
Ｏ）からの信号を分周あるいはへテロダイン変換した信
号と所定の基準信号との位相差を検出し、この検出信号
を制御信号として電圧制御発振器に帰還することにより
、基準信号と同等の周波数安定度をもつ発振信号を出力
するようにしている。

２つの信号の位相差を検出するための手段とじて各種の
位相比較器が従来より用いられているが、２信号の周波
数差および位相差を検出できロックレンジを非常に広く
することができることからディジタル位相比較器が多く
用いられている。

このようなｆイジタル位相比較器を用いたＰＬＬ回路で
は、２信号の周波数差および位相差に応じた位相比較器
からのパルス（８号を、電圧制６′Ｉ１発振器の周波数
を制御するための制御信号として取出すためにループフ
ィルタおよびこのループフィルタに対する充放電を行う
チャージポンプＨｔｆｆが設けられている。

第３図は、従来よりＰＬＬ回路に用いられている位相差
検出回路である。

図において、１はディジタル位相比較器であり、安定な
基準信号「２に対する入力信号ｒ１の位相差および周波
数差に対するパルス信号を２つの出力端子Ｕ、Ｄから出
力する。

即ち、出力端子Ｕには、基準信号「２に対して入力信号
ｆ１の位相が遅れている場合および周波数が低い場合に
、″゛Ｈ″Ｈ″レベルス信号がその位相差に応じた時間
だけ出力され、逆に出力端子りには、基準信号「２に対
して入力信号「１の位相が進んでいる場合および周波数
が高い場合に″ＨＩＩレベルのパルス信号がその位相差
に応じた時間だけ出力される。

２は、チャージポンプ装置であり、一方の端子側がそれ
ぞれ電源＋Ｖ、アース電位に接続された２つのスイッチ
回路Ｓ１、Ｓ２を直列接続して構成している。

スイッチ回路＄１は、ディジタル位相比較器１の出力端
子Ｕから″Ｈ″レベルのパルス信号が出力されると、そ
の間だけ閉じ、スイッチ回路Ｓ２は出力端子りから”　
Ｈ”レベルのパルス信号が出力されると、その間だけ閉
じるように、トランジスタやアナログスイッチ等によっ
て構成されている。

３は、ＰＬＬ回路のループ応答を決定するラグリード型
のループフィルタであり、２つの抵抗Ｒ１、Ｒ２とコン
デンサＣ１とが直列接続されて構成されている。

したがって、ディジタル位相比較器１の出力端子Ｕに“
Ｈ″レベルパルス信号が出力されると、その間だけチャ
ージポンプ２のスイッチ回路Ｓ１が閉じ、抵抗Ｒ１、Ｒ
２を介してコンデンサＣ１に対する充電が行なわれるた
め、コンデンサＣ１の端子電圧が上昇し、ループフィル
タ３の出力電圧（制御電圧）も上昇することになる。

また、出力端子りに“１」”レベルのパルス信号が出力
されるとその間だけスイッチ回路Ｓ２が閉じ、コンデン
サＣ１の電荷が抵抗Ｒ１、Ｒ２を介して放電されるため
、制６１１電圧が下がることになる。

この制御］雷電圧入力信号の位相（周波数）を常に制御
すれば、入力信号ｆ１の位相は、基準信号「２に同期す
ることになり、ＶＣＯ（図示せず）の発振周波数は常に
基準信＠ｆ２と同程度の安定度を有することになる。

しかして、前記のような従来のチャージポンプＲ１ｆｆ
では、ループフィルタ３のコンデンサＣ１の端子電圧の
大小によって、このコンデンサＣ１に対する充放電特性
が大きく異なる。

即ち、コンデンサＣ１の端子電圧が電源電圧＋Ｖ近くま
ですでに達している状態でのチャージポンプ装置！　２
からの充電電流は、同一状態の放電電流に比べ非常に小
さく、またコンデンサＣ１の端子電圧が低い状態での充
電電流は、同一状態の放電電流に比べて非常に大きいも
のとなり、２信号の位相差に比例した変化電圧がループ
フィルタから得られない。

このことは、ＰＬＬ回路であればそのループ伝達特性の
変化となって表われ、回路の最適化が困難となり、単に
位相差検出回路（ＦＭ、ＰＭ復調器など）としては、復
調歪となって表われることになる。

このため、前記のようなチャージポンプ装置を用いた回
路では、ループフィルタの充放電特性がほぼ一様となる
ように、ループフィルタの出力電圧をほぼ十Ｖ／２の近
傍の範囲でのみ使用するようにしている。

く本発明が解決しようとする課題〉 しかしながら、信号発生器等では広い周波数範囲にわた
って安定な信号を出力する必要があり、前記のような位
相差検出では、＋■／２近傍の狭い範囲の出力電圧しか
利用できず、ＶＣＯの可変範囲を充分に大きくすること
は困難であった。

このため、前記のような受動型のループフィルタ３の代
りに、増幅率が大きく入力インピーダンスの大きな反転
増幅器に十Ｖ／２のバイアスをかけて構成した能Ｖノ型
のループフィルタを用いることも考えられるが、能動束
子自身による雑音が出力電圧に含まれてしまい、この出
力電圧を制御ｌｌ電圧としてＶＣＯに与えた場合、■Ｃ
Ｏ出力信号の信号純度が著しく悪化するという問題があ
り、特に測定用の信号発生器等に対する使用は困難であ
った。

本発明は前記課題を解決するためになされたもので、受
動型低域通過フィルタに対して一定の充放電を行なうチ
ャージポンプ装置を提供することを目的としている。

〈前記課題を解決するための手段〉 前記課題を解決するために本発明のチャージポンプ装置
は、 受動型低域通過フィルタのコンデンサを所定電流で充放
電するための第１の定電流源と、このコンデンサを所定
電流で放電させるための第２の定電流源と、 ディジタル位相比較手段からの位相差パルスによって、
第１の定電流源または第２の定電流源と受動型低域通過
フィルタとの接続切離しを行なうスイッチ手段とを備え
ている。

く作用〉 したがって、スイッチ手段によって第１の定電流源が受
動型低域通過フィルタに接続されると、そのコンデンサ
は所定の電流で充電され、第２の定電流源が接続される
とそのコンデンサは所定電流で放電される。

く本発明の実施例〉（第１図） 以下、図面に基づいて本発明の一実施例を説明する。

第１図は本発明の一実施例を適用した位相差検出回路を
示す回路図である。

図において、１０は前述同様のディジタル位相比較器で
あり、人力信号ｆ１が基準信号ｆ２に対して位相差をも
つとその位相の進み、遅れおよびその位相差に応じて出
力端子Ｕ１Ｄに′１」”レベルの位相差パルス信号を出
力する。

１１は、出力端子Ｕからの位相差パルスを反転するオー
ブンコレクタ型のインバータである。

インバータ１１の反転出力は、チャージポンプ８置２０
の一方のトランジスタＱ１のベースに抵抗ＲＢ１を介し
て接続され、ディジタル位相比較器１０の出力端子りは
、チャージポンプ装置２０の他方のトランジスタＱ２の
ベースに接続されている。

ＰＮＰ型のトランジスタＱ１のエミッタは抵抗ＲＥＩを
介して電源電圧＋■に接続され、ベースはツェナダイオ
ードＺＤを介して電源電圧子Ｖに接続されている。

したがって、インバータ１１の出力が“Ｌルベルになる
と、電源電圧子■とベース間の電位がツェナ電圧Ｖｚと
なり、トランジスタＱ１のエミッタから１１．／フタに
（Ｖｚ　−Ｖｂｅ１　）　／ＲＥ　１の一定の電流１１
が流れることになる。即ち、この部分は定電流源および
スイッチ回路を兼ねていることになる。

トランジスタＱ１のコレクタはＮＰＮ型のトランジスタ
Ｑ２のコレクタに接続されており、このトランジスタＱ
２の１ミツタは抵抗ＲＥ２を介してアース電位に接続さ
れている。

したがって、ディジタル位相比較器１０の出力端子りが
Ｈ”レベル（電圧をｖｈとする）になると、トランジス
タＱ２のコレクタからエミッタ側に（Ｖｈ　−Ｖｂｅ２
　＞　／ＲＥ　２の一定の電流■２が流れることになる
。即ち、この部分も定電流源およびスイッチ回路を兼ね
ていることになる。なおＶｂｅ１　、　Ｖｂｅ２はトラ
ンジスタＱｌ、Ｑ２のペースエミッタ間電圧である。

また、電流■１と１２は同等になるように各定数が設定
されている。

トランジスタＱｌ、Ｑ２のコレクタ接続部には、受動型
の低域通過フィルタ３０（以下、フィルタと記す）が接
続されている。このフィルタ３０は、前述のラグリード
型フィルタの抵抗Ｒ２とコンデンサＣ１のみから構成さ
れているが、チャージポンプ装置２０からの充放電電流
１１．１２を前述の抵抗Ｒ１を考慮して、＋Ｖ／（２・
Ｒ１）となるように設定しているため、抵抗Ｒ１は実際
には接続されていない。

〈前記実施例の動作〉（第２図） 次に前記実施例の動作について説明する。

第２図は、前記実施例の動作を説明するための信号図で
あり、基２Ｉ！信号ｆ２より入力信号ｆ１の位相が遅れ
て入力されると、基準信号ｆ２の立上り（ｔ１時）から
入力信号「２の立上り（し２時）の間、出力端子Ｕに″
Ｈ”レベルの位相差パルスが出力され、このため、チＰ
−ジボンブ￥装置２０のトランジスタＱ１からフィルタ
３０に対して一定の電流１１が流れ、コンデンサＣ１が
この電流１１で充電される。

したがって、フィルタ３０の出力電圧ＶＣは、ｔ１時か
らし２時の間一定の傾き（コンデンサＣ１の容量をＣと
すると１１／Ｃの傾き）で上昇する。なお、出力電圧の
し１時における僅かな立上りおよびし２時にＪ）ける僅
かな立下りは、抵抗Ｒ２による電圧降下分である。

この出力電圧ＶＣは、この出力に接続される回路（例え
ばＶＣＯ＞によるコンデンサＣ１の放電がなければ、は
ぼ一定に維持されることになる。

基準信号「２に対して入力信号ｆ１の位相が進んだ場合
、入力信号ｆ１の立上がり（ｔ３時）から基準信号「２
の立上がり（ｔ４時）までの間、ディジタル位相比較器
１０の出力端子りには゛Ｈ″レベルのパルス信号が出力
される。

このため、ｔ３時からｔ４時にわたってコンデンサＣ１
から一定の電流１２＜＝１１）がトランジスタＱ２を介
して放電され、フィルタ３０の出力電圧Ｖｃは、充電時
と逆の傾き（変化率は同一）で下降して所定電圧に保持
される。

したがって、このフィルタ３０の出力電圧は、入力信号
「１と基準信＠ｒ２どの位相差に比例した分だけ常に変
化することになる。

なお、上記のように構成した場合のフィルタ３０の伝達
特性Ｆ（ｓ）は、 ＜１＋Ｒ２・Ｃ−５）Ｖ／２・Ｒ１・Ｃ−８となり前述
の能動型のフィルタと同等（ただし符号はマイナス）に
なる。

く本発明の他の実施例〉 なお、前記実施例では、第１、第２の定電流源としてそ
れぞれトランジスタＱ１、Ｑ２による定電流回路を構成
していたが、これは本発明を限定するものでなく、従来
の他の定電流回路を用いることが可能であり、スイッチ
手段についてもディジタル位相比較の位相差パルスに応
じて種々の変形が可能であり、例えばインバータ１１を
省略してアナログスイッチ等を用いてもよい。

また、前記実施例では、能動型のフィルタの伝達関数と
同等の伝達関数を得るように、充放電電流を決定してい
たが、これは上記実施例に限定されず、使用条件に応じ
て任意に設定することができる。

く本発明の効果〉 本発明のチセージボンブ装置は前記説明のように、受動
型低域通過フィルタのコンデンサに対して常に一定電流
での充放電を行なうことができ、コンデンサの端子電圧
に関係なく位相差に比例した充放電が可能となる。

このため、ＰＬＬ回路に用いた場合、ループの伝達特性
が安定となり、回路を最適条件に設定できる。

また、フィルタの出力電圧を広い範囲で利用でさるため
、ＶＣＯ等の周波数可変範囲を茗しく広くすることがで
きる。

さらに、信号発生器等のＰＬＬ回路に用いた場合、能動
型フィルタを使用しないで済むため、出力電圧がその雑
音の影響を受けずに済み、純度の高い信号が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明の一実施例を適用した位相差検出回路
を示す回路図、第２図は一実施例の動作を説明する信号
図である。 第３図は、従来装置を用いた位相差検出回路を示す回路
図である。 １０・・・・・・ｆイジタル位相比較器、２０・・・・
・・チセージボンブ装置、３０・・・・・・低域通過フ
ィルタ。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 受動型低域通過フィルタのコンデンサを所定電流で充電
   するための第１の定電流源と、 前記コンデンサを所定電流で放電させるための第２の定
   電流源と、 ディジタル位相比較手段からの位相差パルスによつて、
   前記第１の定電流源または第２の定電流源と前記受動型
   低域通過フィルタとの接続切離しを行なうスイッチ手段
   を備えたことを特徴とするチャージポンプ装置。