JPH0255967B2 - - Google Patents
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- JPH0255967B2 JPH0255967B2 JP57156719A JP15671982A JPH0255967B2 JP H0255967 B2 JPH0255967 B2 JP H0255967B2 JP 57156719 A JP57156719 A JP 57156719A JP 15671982 A JP15671982 A JP 15671982A JP H0255967 B2 JPH0255967 B2 JP H0255967B2
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- sequence
- signal
- circuit
- output
- shift register
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- 230000007274 generation of a signal involved in cell-cell signaling Effects 0.000 claims description 9
- 239000011159 matrix material Substances 0.000 claims description 9
- 230000017105 transposition Effects 0.000 claims description 2
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 6
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 2
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 2
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 1
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
- H04J13/00—Code division multiplex systems
- H04J13/0007—Code type
- H04J13/0022—PN, e.g. Kronecker
- H04J13/0025—M-sequences
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K3/00—Circuits for generating electric pulses; Monostable, bistable or multistable circuits
- H03K3/84—Generating pulses having a predetermined statistical distribution of a parameter, e.g. random pulse generators
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
- H04J13/00—Code division multiplex systems
- H04J13/10—Code generation
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
Description
この発明は多重通信システムに使用する凝似雑
音符号(Pseudo Noise符号、以下単にPN符号
という)の中で、特にM系列(Maximum
length sequence、最大長系列)を発生させるM
系列発生装置に関するもので、部品点数を増やす
ことなく効率的に任意の遅延特性を有するM系列
を発生させることのできる装置に係る。 近年PN符号を用いた多重通信システムの研究
が盛に行なわれてきている。このようなPN符号
の系列としては現在4種類程度知られているが、
これらの系列のうちM系列はシフトレジスタを用
いて容易に生成できるので実用上最も重要視され
ている。ところで多重通信システムで用いるM系
列を選定するためには、予め多数個のM系列間の
相関特性を試験し、特性の良好なものを選ぶ必要
がある。このためにはまず基準となるM系列(以
下基準系列という)に対して任意の遅延特性を有
するM系列(以下遅延系列という)を生成するこ
とが必要とされる。 そしてこのような遅延系列を発生させる従来の
装置としては、複数個のシフトレジスタを何段か
カスケードに接続して所望の遅延時間に相当する
タツプから遅延系列を取り出すようにしたものが
ある。 しかしながらこのような従来の装置にあつて
は、遅延時間が長くなるにつれて必要とするシフ
トレジスタの数がかなり増大してしまうため装置
構成上実用的とは言えないという問題点があつ
た。また遅延時間を変更するためには遅延系列出
力端子をその都度入れ換えなければならず操作性
が悪いという問題点があつた。 この発明はこのような従来の問題点を解決する
ことを目的としている。 以下この発明を図面に基づいて説明する。第1
図〜第4図はこの発明の実施例を示す図である。 まず全体構成を説明すると、第1図に示すよう
に基準M系列信号m(k)を発生する基準M系列
信号発生回路U1、所要の遅延時間(d)等の設
定操作を行ないこの遅延時間値(d)に対応した
後述のn次元ベクトルQを演算する演算回路U2、
基準M系列信号m(k)における状態ベクトルX
(k)ならびに演算回路U2の出力ベクトルQの内
積演算をして遅延M系列信号m(k−d)を出力
する内積回路U3、および基準M系列信号m(k)
ならびに遅延M系列信号m(k−d)の両信号を
CLOCKに同期させてとり出すための同期回路U4
を主体として構成されている。同図中2は
RESET信号入力端子、3はCLOCK信号入力端
子、4は基準系列信号出力端子、5は遅延系列信
号出力端子である。 そして基準M系列信号発生回路U1には、第2
図に示すように縦続接続した複数個のシフトレジ
スタSR1〜SRoと、各シフトレジスタSR1〜SRo
の出力を初段のシフトレジスタSR1に帰還するた
めの帰還系回路が並設されている。帰還系回路
は、排他的オア回路EOR1〜EORo-1およびアン
ドゲートAND1〜ANDoにより構成される。h1〜
hoはアンドゲートAND1〜ANDoの開閉を制御す
るための入力端子で演算回路U2に接続される。
T1〜Toはこの基準M系列信号発生回路U1におけ
る各出力端子で、基準系列出力はこれらの出力端
子T1〜Toのいずれからでも取り出すことができ
る。 また演算回路U2には第4図に示すように入力
手段たるキーボードK、マイクロプロセツサU2a
およびインターフエース回路U2bが備えられてい
る。キーボードKは所要の基準系列を発生させる
ために必要とするシフトレジスタの段数nの設定
および帰還系回路の制御端子h1〜hoのレベルの設
定を行ない、これらの設定信号を基準M系列信号
発生回路U1に向けて送出する。またキーボード
Kは所要の遅延系列を発生させるための遅延時間
dの設定を行なう。マイクロプロセツサU2aはこ
の設定された遅延時間dに基づいて後述のベクト
ルQを演算する。 次いで内積回路U3には第3図に示すように乗
算用のアンドゲートAND1′〜ANDo′、および加
算用の排他的オアゲートEOR2′〜EORo′がそれぞ
れ所要の複数個備えられている。各アンドゲート
AND1′〜ANDo′における入力端子には、基準M
系列信号発生回路U1における対応した出力端子
T1〜To、および演算回路における出力ベクトル
Qの各出力端子がそれぞれ導かれている。 次に各構成回路の原理作用を説明することによ
り、その構成をさらに詳細に説明する。 まず第2図により基準M系列信号発生回路U1
を説明する。同図において制御入力端子hj(j=
1,…,n)は、基準系列のパターンをどのよう
に選ぶかによりキーボードKからの設定信号によ
つて“H”レベルまたは“L”レベルに設定され
るもので、ここでは hj△=1(“H”レベル時) 0(“L”レベル時) … ただしho=1(常に“H”レベル) と定義する。なおnはシフトレジスタSR1〜SRo
の数を表わしている。基準系列出力は、前記のよ
うに出力端子T1〜Toのいずれから取り出しても
よい(位相が異なるのみで符号パターンは同じ)
が、ここでは出力端子T1から取り出すものとす
る。 さて、各シフトレジスタSR1〜SRoは1ビツト
の遅延線と考えることができるので、第1のシフ
トレジスタSR1への入力信号をx(k)(kは離散
時間を表わす)とすれば、各シフトレジスタSR1
〜SRoの出力信号は、 SR1の出力信号=x(k−1) SR2の出力信号=x(k−2) 〓 SRoの出力信号=x(k−n) となる。したがつてx(k)は x(k)=h1x(k−1)+h2x(k−2) +…+hox(k−n) =o 〓j=1 hjx(k−j) ただし、ho=1 と表現することができる。そこでいま次のような
変数変換を行なう。 x(k−1)△=x1(k) x(k−2)△=x2(k) 〓 〓 x(k−n)△=xo(k) 即ち、 x(k−j)△=xj(k)(j=1,…,n) … とする。このとき前記式は x(k)=x1(k+1)=o 〓j=1 hjxj(k) … ただしho=1 となり、また x2(k+1)=x1(k) x3(k+1)=x2(k) 〓 〓 xo(k+1)=xo-1(k) … なる関係のあることが分る。そして上記式を
ベクトルと行列を用いて表現すれば次式を得る。 X(k+1)=AX(k) … ただし X(k)=x1(k) x2(k) 〓 xo(k)A=h1h2…ho-1 Io-1 1 O 〓 O … である(Io-1は(n−1)×(n−1)の単位行
列)。 上記式は、基準系列に関する状態方程式を表
わしており、X(k)は状態ベクトル、Aは状態
遷移行列である。 基準系列を生成する場合、状態ベクトルX(k)
が0/ベクトルとなることはないので、式を次の
ように書き改める。 X(k+1)=AX(k),X(0/)≠0/ …′ さて、ここでは前記のように基準系列出力を第
2図の出力端子T1から取り出すこととしている
から、次のようなn次元定数ベクトルP P=p1 p2 〓 po=1 0/ 〓 0/ … を用いて、基準系列出力m(k)(=x1(k))は m(k)=x1(k) =PT・X(k) … と書き表わすことができ(Tは転置を表わす)、
基準M系列信号発生回路U1からはこの式で表
わされるような基準系列信号m(k)を出力する。 次に第3図により内積回路U3を説明する。 基準M系列信号m(k)をdビツトだけ遅延さ
せた遅延M系列信号m(k−d)は式より m(k−d)=x1(k−d) =PT・X(k−d) … と書くことができる。ところで′式よりX(k−
d)は X(k−d)=A-d・X(k) … となるから、前記式は m(k−d)=PT・A-d・X(k) ={(A-d)T・P}T・X(k) … となる。即ち Q△=q1 q2 〓 qo=(A-d)T・p … Qはn次元ベクトル とおけばm(k−d)は m(k−d)=QT・X(k) … と表わされ、基準M系列信号m(k)をdビツト
だけ遅延させた遅延M系列信号m(k−d)を得
るには、基準系列の状態ベクトルX(k)と式
で定義されるn次元ベクトルQの内積をとればよ
いことがわかる。内積回路U3はこのような内積
操作をするもので、式に示す内積操作のうち、
乗算操作を各アンドゲートAND′1〜AND′oで行
ない、加算操作を各排他的オアゲートEOR′2〜
EOR′oで行なわせている。 次いで第4図により演算回路U2を説明する。 演算回路U2におけるキーボードKは、基準M
系列信号発生回路U1におけるシフトレジスタSR1
〜SRoのうち必要とする段数nの設定、制御入力
端子hjのレベルの設定、および出力される遅延系
列の遅延時間d等の諸設定を行なう。そしてこの
ような遅延時間dの設定に伴つてマイクロプロセ
ツサU2aで前記式で示されるベクトルQの演算
を行なう。 以下においてベクトルQを演算するための方法
を2例示す。 〈ベクトルQの演算方法()〉 M系列の性質より次式が成り立つ。 A-d=AN-d … ただし、NはM系列の符号長で N=2n−1 … である。 よつて、式のQは式より Q=(AN-d)T・P となり、次のようなアルゴリズムで計算できる。
音符号(Pseudo Noise符号、以下単にPN符号
という)の中で、特にM系列(Maximum
length sequence、最大長系列)を発生させるM
系列発生装置に関するもので、部品点数を増やす
ことなく効率的に任意の遅延特性を有するM系列
を発生させることのできる装置に係る。 近年PN符号を用いた多重通信システムの研究
が盛に行なわれてきている。このようなPN符号
の系列としては現在4種類程度知られているが、
これらの系列のうちM系列はシフトレジスタを用
いて容易に生成できるので実用上最も重要視され
ている。ところで多重通信システムで用いるM系
列を選定するためには、予め多数個のM系列間の
相関特性を試験し、特性の良好なものを選ぶ必要
がある。このためにはまず基準となるM系列(以
下基準系列という)に対して任意の遅延特性を有
するM系列(以下遅延系列という)を生成するこ
とが必要とされる。 そしてこのような遅延系列を発生させる従来の
装置としては、複数個のシフトレジスタを何段か
カスケードに接続して所望の遅延時間に相当する
タツプから遅延系列を取り出すようにしたものが
ある。 しかしながらこのような従来の装置にあつて
は、遅延時間が長くなるにつれて必要とするシフ
トレジスタの数がかなり増大してしまうため装置
構成上実用的とは言えないという問題点があつ
た。また遅延時間を変更するためには遅延系列出
力端子をその都度入れ換えなければならず操作性
が悪いという問題点があつた。 この発明はこのような従来の問題点を解決する
ことを目的としている。 以下この発明を図面に基づいて説明する。第1
図〜第4図はこの発明の実施例を示す図である。 まず全体構成を説明すると、第1図に示すよう
に基準M系列信号m(k)を発生する基準M系列
信号発生回路U1、所要の遅延時間(d)等の設
定操作を行ないこの遅延時間値(d)に対応した
後述のn次元ベクトルQを演算する演算回路U2、
基準M系列信号m(k)における状態ベクトルX
(k)ならびに演算回路U2の出力ベクトルQの内
積演算をして遅延M系列信号m(k−d)を出力
する内積回路U3、および基準M系列信号m(k)
ならびに遅延M系列信号m(k−d)の両信号を
CLOCKに同期させてとり出すための同期回路U4
を主体として構成されている。同図中2は
RESET信号入力端子、3はCLOCK信号入力端
子、4は基準系列信号出力端子、5は遅延系列信
号出力端子である。 そして基準M系列信号発生回路U1には、第2
図に示すように縦続接続した複数個のシフトレジ
スタSR1〜SRoと、各シフトレジスタSR1〜SRo
の出力を初段のシフトレジスタSR1に帰還するた
めの帰還系回路が並設されている。帰還系回路
は、排他的オア回路EOR1〜EORo-1およびアン
ドゲートAND1〜ANDoにより構成される。h1〜
hoはアンドゲートAND1〜ANDoの開閉を制御す
るための入力端子で演算回路U2に接続される。
T1〜Toはこの基準M系列信号発生回路U1におけ
る各出力端子で、基準系列出力はこれらの出力端
子T1〜Toのいずれからでも取り出すことができ
る。 また演算回路U2には第4図に示すように入力
手段たるキーボードK、マイクロプロセツサU2a
およびインターフエース回路U2bが備えられてい
る。キーボードKは所要の基準系列を発生させる
ために必要とするシフトレジスタの段数nの設定
および帰還系回路の制御端子h1〜hoのレベルの設
定を行ない、これらの設定信号を基準M系列信号
発生回路U1に向けて送出する。またキーボード
Kは所要の遅延系列を発生させるための遅延時間
dの設定を行なう。マイクロプロセツサU2aはこ
の設定された遅延時間dに基づいて後述のベクト
ルQを演算する。 次いで内積回路U3には第3図に示すように乗
算用のアンドゲートAND1′〜ANDo′、および加
算用の排他的オアゲートEOR2′〜EORo′がそれぞ
れ所要の複数個備えられている。各アンドゲート
AND1′〜ANDo′における入力端子には、基準M
系列信号発生回路U1における対応した出力端子
T1〜To、および演算回路における出力ベクトル
Qの各出力端子がそれぞれ導かれている。 次に各構成回路の原理作用を説明することによ
り、その構成をさらに詳細に説明する。 まず第2図により基準M系列信号発生回路U1
を説明する。同図において制御入力端子hj(j=
1,…,n)は、基準系列のパターンをどのよう
に選ぶかによりキーボードKからの設定信号によ
つて“H”レベルまたは“L”レベルに設定され
るもので、ここでは hj△=1(“H”レベル時) 0(“L”レベル時) … ただしho=1(常に“H”レベル) と定義する。なおnはシフトレジスタSR1〜SRo
の数を表わしている。基準系列出力は、前記のよ
うに出力端子T1〜Toのいずれから取り出しても
よい(位相が異なるのみで符号パターンは同じ)
が、ここでは出力端子T1から取り出すものとす
る。 さて、各シフトレジスタSR1〜SRoは1ビツト
の遅延線と考えることができるので、第1のシフ
トレジスタSR1への入力信号をx(k)(kは離散
時間を表わす)とすれば、各シフトレジスタSR1
〜SRoの出力信号は、 SR1の出力信号=x(k−1) SR2の出力信号=x(k−2) 〓 SRoの出力信号=x(k−n) となる。したがつてx(k)は x(k)=h1x(k−1)+h2x(k−2) +…+hox(k−n) =o 〓j=1 hjx(k−j) ただし、ho=1 と表現することができる。そこでいま次のような
変数変換を行なう。 x(k−1)△=x1(k) x(k−2)△=x2(k) 〓 〓 x(k−n)△=xo(k) 即ち、 x(k−j)△=xj(k)(j=1,…,n) … とする。このとき前記式は x(k)=x1(k+1)=o 〓j=1 hjxj(k) … ただしho=1 となり、また x2(k+1)=x1(k) x3(k+1)=x2(k) 〓 〓 xo(k+1)=xo-1(k) … なる関係のあることが分る。そして上記式を
ベクトルと行列を用いて表現すれば次式を得る。 X(k+1)=AX(k) … ただし X(k)=x1(k) x2(k) 〓 xo(k)A=h1h2…ho-1 Io-1 1 O 〓 O … である(Io-1は(n−1)×(n−1)の単位行
列)。 上記式は、基準系列に関する状態方程式を表
わしており、X(k)は状態ベクトル、Aは状態
遷移行列である。 基準系列を生成する場合、状態ベクトルX(k)
が0/ベクトルとなることはないので、式を次の
ように書き改める。 X(k+1)=AX(k),X(0/)≠0/ …′ さて、ここでは前記のように基準系列出力を第
2図の出力端子T1から取り出すこととしている
から、次のようなn次元定数ベクトルP P=p1 p2 〓 po=1 0/ 〓 0/ … を用いて、基準系列出力m(k)(=x1(k))は m(k)=x1(k) =PT・X(k) … と書き表わすことができ(Tは転置を表わす)、
基準M系列信号発生回路U1からはこの式で表
わされるような基準系列信号m(k)を出力する。 次に第3図により内積回路U3を説明する。 基準M系列信号m(k)をdビツトだけ遅延さ
せた遅延M系列信号m(k−d)は式より m(k−d)=x1(k−d) =PT・X(k−d) … と書くことができる。ところで′式よりX(k−
d)は X(k−d)=A-d・X(k) … となるから、前記式は m(k−d)=PT・A-d・X(k) ={(A-d)T・P}T・X(k) … となる。即ち Q△=q1 q2 〓 qo=(A-d)T・p … Qはn次元ベクトル とおけばm(k−d)は m(k−d)=QT・X(k) … と表わされ、基準M系列信号m(k)をdビツト
だけ遅延させた遅延M系列信号m(k−d)を得
るには、基準系列の状態ベクトルX(k)と式
で定義されるn次元ベクトルQの内積をとればよ
いことがわかる。内積回路U3はこのような内積
操作をするもので、式に示す内積操作のうち、
乗算操作を各アンドゲートAND′1〜AND′oで行
ない、加算操作を各排他的オアゲートEOR′2〜
EOR′oで行なわせている。 次いで第4図により演算回路U2を説明する。 演算回路U2におけるキーボードKは、基準M
系列信号発生回路U1におけるシフトレジスタSR1
〜SRoのうち必要とする段数nの設定、制御入力
端子hjのレベルの設定、および出力される遅延系
列の遅延時間d等の諸設定を行なう。そしてこの
ような遅延時間dの設定に伴つてマイクロプロセ
ツサU2aで前記式で示されるベクトルQの演算
を行なう。 以下においてベクトルQを演算するための方法
を2例示す。 〈ベクトルQの演算方法()〉 M系列の性質より次式が成り立つ。 A-d=AN-d … ただし、NはM系列の符号長で N=2n−1 … である。 よつて、式のQは式より Q=(AN-d)T・P となり、次のようなアルゴリズムで計算できる。
【表】
STEP(I)−1のAN-dの計算アルゴリズムをフ
ローチヤートで第5図に示す。 〈ベクトルQの演算方法()〉 今、式の行列Aに対して次のような関係にあ
る行列Bを考える。 B=(A-1)T … 式の関係を満たすような行列Bは、Aが同伴
形式となつていることから容易に求めることがで
き B=0 0 … 0 Io-1 1 h1 〓 ho-1 … となる。 さて、式より A-d=(BT)d =(Bd)T … が成立するから、式のQは Q=Bd・P … となり次のようなアルゴリズムで計算できる。
ローチヤートで第5図に示す。 〈ベクトルQの演算方法()〉 今、式の行列Aに対して次のような関係にあ
る行列Bを考える。 B=(A-1)T … 式の関係を満たすような行列Bは、Aが同伴
形式となつていることから容易に求めることがで
き B=0 0 … 0 Io-1 1 h1 〓 ho-1 … となる。 さて、式より A-d=(BT)d =(Bd)T … が成立するから、式のQは Q=Bd・P … となり次のようなアルゴリズムで計算できる。
【表】
(Bm−1の第1列)+○Σ hl−1・(Bm−1の
第l〓〓〓
l=2
第l〓〓〓
l=2
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1 縦続接続した複数n個のシフトレジスタ、お
よび当該各シフトレジスタの出力を初段のシフト
レジスタに帰還する帰還系回路を備えて基準M系
列信号m(k)を出力する基準M系列発生回路と、 入力手段およびマイクロプロセツサを備え、前
記入力手段による所要の遅延時間dの設定入力に
伴い前記マイクロプロセツサによつて前記dに対
応したn次元ベクトル信号 Q(Q△=q1 q2 〓 qn=(A-d)T・P)を演算する 演算回路と、 なお、Tは行列の転置、またAは上記基準M系
列信号発生回路における帰還系回路に対応して定
まる次のようなn×n行列 A=h1h2h3……ho-1 Ih-1 1 O 〓 O Io-1は(n−1)x(n−1)の単位行列、h1、
h2、h3……ho-1は1または0の上記帰還系回路の
帰還設定信号、Pはn時限定数ベクトルを表わ
す。 乗算用および加算用の各ゲート回路を複数個備
えて上記基準M系列信号発生回路の各シフトレジ
スタ出力たるn次元ベクトル信号X(k)と上記
n次元ベクトル信号Qとの内積演算をして遅延M
系列信号m(k−d)を出力する内積回路とを具
備してなることを特徴とするM系列発生装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP57156719A JPS5947833A (ja) | 1982-09-10 | 1982-09-10 | M系列発生装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP57156719A JPS5947833A (ja) | 1982-09-10 | 1982-09-10 | M系列発生装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS5947833A JPS5947833A (ja) | 1984-03-17 |
JPH0255967B2 true JPH0255967B2 (ja) | 1990-11-28 |
Family
ID=15633837
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP57156719A Granted JPS5947833A (ja) | 1982-09-10 | 1982-09-10 | M系列発生装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS5947833A (ja) |
Families Citing this family (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN1160888C (zh) * | 1997-11-19 | 2004-08-04 | Ntt移动通信网株式会社 | 同时多代码序列产生器和采用其的码分多址无线接收机 |
BRPI0006898B1 (pt) | 1999-07-07 | 2016-03-29 | Samsung Electronics Co Ltd | aparelho e processo para gerar códigos primário e secundário de embaralhamento de sinais em sistema de comunicação móvel umts |
-
1982
- 1982-09-10 JP JP57156719A patent/JPS5947833A/ja active Granted
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS5947833A (ja) | 1984-03-17 |
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