JP3160718B2 - 通信システムにおける符号曖昧性を有する擬似乱数シーケンスに対する同期方法 - Google Patents
通信システムにおける符号曖昧性を有する擬似乱数シーケンスに対する同期方法Info
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Description
【発明の詳細な説明】 発明の分野 本発明は、例えば、スペクトル拡散セルラ・システ
ム、あるいは他の無線ディジタル通信システムのような
通信システムの同期に関し、特に、長い擬似乱数シーケ
ンスを用いる通信システムにおける同期に関するもので
ある。
ム、あるいは他の無線ディジタル通信システムのような
通信システムの同期に関し、特に、長い擬似乱数シーケ
ンスを用いる通信システムにおける同期に関するもので
ある。
発明の背景 スペクトル拡散通信システムにおいて、長い擬似乱数
シーケンス、あるいは疑似雑音シーケンス（簡単のため
PNシーケンスと呼ぶ）に対して高速に同期をとることが
重要である。PNシーケンスの自動相関特性を用いて、PN
シーケンスの同期をとることは知られている。実際に広
く用いられているPNシーケンスの１つに、ｍシーケンス
と呼ばれる最大長シーケンスがあり、これは、線形フィ
ードバック・シフトレジスタによって生成される。これ
がｋ段のシフトレジスタであれば、ｍシーケンスの長さ
は、2k−１シンボルとなる。
シーケンス、あるいは疑似雑音シーケンス（簡単のため
PNシーケンスと呼ぶ）に対して高速に同期をとることが
重要である。PNシーケンスの自動相関特性を用いて、PN
シーケンスの同期をとることは知られている。実際に広
く用いられているPNシーケンスの１つに、ｍシーケンス
と呼ばれる最大長シーケンスがあり、これは、線形フィ
ードバック・シフトレジスタによって生成される。これ
がｋ段のシフトレジスタであれば、ｍシーケンスの長さ
は、2k−１シンボルとなる。
スペクトル拡散通信システムには、しばしば長いPNシ
ーケンスが用いられるが、それを用いると、同期を確立
するための時間が長くなる。この時間を短縮するため
に、再帰的探索同期法を使用することが知られている。
これには、SNR（信号対雑音比）が低くないとき、非常
に長いシーケンスのわずかな部分のみに基づいて、同期
を達成できるという利点がある。しかしながら、これら
の方法も、シーケンスのわずかな部分だけを同期に使用
するので、SNRが低いとき、例えば、0dBより小さいとき
には効果的ではない。SNRが低いのは、スペクトル拡散
通信システムでは一般的なことである。
ーケンスが用いられるが、それを用いると、同期を確立
するための時間が長くなる。この時間を短縮するため
に、再帰的探索同期法を使用することが知られている。
これには、SNR（信号対雑音比）が低くないとき、非常
に長いシーケンスのわずかな部分のみに基づいて、同期
を達成できるという利点がある。しかしながら、これら
の方法も、シーケンスのわずかな部分だけを同期に使用
するので、SNRが低いとき、例えば、0dBより小さいとき
には効果的ではない。SNRが低いのは、スペクトル拡散
通信システムでは一般的なことである。
以下、ロシア語の雑誌「ラジオテクニカ（Radiotekhn
ika）」の1994年，第６巻に掲載された、Ｍ バクーリ
ン（Bakouline）等による「雑音環境から線形再帰シー
ケンスをフィルタリングするアルゴリズム」と題する論
文について述べる。以降、簡潔かつ便宜上、この論文を
引例Ａと呼ぶ。また英語で書かれた同様なものが、「通
信システムにおける位相曖昧性（phase ambiguity）を
有する擬似乱数シーケンスの同期」と題する、本出願の
優先権主張の基礎となっているアメリカ特許仮出願第60
/001,881号（1995年８月３日、ギャン リー（Gang L
i）等による）の記載、並びに添付資料中に、便宜のた
め掲載されている。
ika）」の1994年，第６巻に掲載された、Ｍ バクーリ
ン（Bakouline）等による「雑音環境から線形再帰シー
ケンスをフィルタリングするアルゴリズム」と題する論
文について述べる。以降、簡潔かつ便宜上、この論文を
引例Ａと呼ぶ。また英語で書かれた同様なものが、「通
信システムにおける位相曖昧性（phase ambiguity）を
有する擬似乱数シーケンスの同期」と題する、本出願の
優先権主張の基礎となっているアメリカ特許仮出願第60
/001,881号（1995年８月３日、ギャン リー（Gang L
i）等による）の記載、並びに添付資料中に、便宜のた
め掲載されている。
引例Ａは、PNシーケンスに対する改善された同期方法
を開示している。この方法は、SNRが低く、PNシーケン
スがｍシーケンスでないときでも、長いPNシーケンスに
対して高速に同期を施すことができる。しかしながら、
受信されたシンボル・シーケンスが符号曖昧性を有する
（例えば、符号反転を含む）ときには、この方法は適正
に働かない。符号反転は、キャリア（搬送波）の位相曖
昧性から生じるもので、その場合、受信された全シンボ
ル・シーケンスを通して一定となる。符号反転はまた、
通信システムが通常の動作状態にあるときのデータ・シ
ンボルによってシーケンスが変調されることにより、比
較的ランダムに起こる。
を開示している。この方法は、SNRが低く、PNシーケン
スがｍシーケンスでないときでも、長いPNシーケンスに
対して高速に同期を施すことができる。しかしながら、
受信されたシンボル・シーケンスが符号曖昧性を有する
（例えば、符号反転を含む）ときには、この方法は適正
に働かない。符号反転は、キャリア（搬送波）の位相曖
昧性から生じるもので、その場合、受信された全シンボ
ル・シーケンスを通して一定となる。符号反転はまた、
通信システムが通常の動作状態にあるときのデータ・シ
ンボルによってシーケンスが変調されることにより、比
較的ランダムに起こる。
本発明の目的とするところは、符号曖昧性があると
き、PNシーケンスに対して同期をとるための改善された
方法を提供することである。
き、PNシーケンスに対して同期をとるための改善された
方法を提供することである。
発明の概要 本発明は、ｋ段構成をとり、ｐ個の中間タップを有す
る線形フィードバック・シフトレジスタ（k,pは正の整
数であり、かつｋ＞ｐ）によって生成されるPN（擬似乱
数）シーケンスに同期をとる同期方法において、このシ
ーケンスは、2k−１のシンボルからなる最大長シーケン
スであり、また、 Ａ＝［1a1a2…ak-11］ で与えられる係数ベクトルＡを持つ、ｋオーダの特性多
項式を有し（係数a1からak-1は、中間タップの位置に対
してそれぞれ１で、そうでない場合は０である）、当該
同期方法は、 Ain＝［１１（a1a2）（a2a3）…（ak-2ak-1）k-11］ で与えられる係数ベクトルAin（1,k-1は、それぞれ
a1,ak-1を反転したものであり、は、モジュロ２の総
和を示す）において、最初と最後の１の間の１で規定さ
れる各位置に中間タップを有する、Ｋ＝ｋ＋１段のシフ
トレジスタ（このシフトレジスタは、Ｐ個の中間タップ
（ＰはＫより小さい正の整数）を有することになる）の
入力に、符号曖昧性を有する受信シンボル・シーケンス
を供給し、また、このシフトレジスタを介して、前記シ
ーケンスをシフトさせる工程と、上記シフトレジスタの
入力と各中間タップにおいて、各相関信号を再帰的に加
算する工程と、上記各相関信号が加算される信号以外
の、上記シフトレジスタの入力、中間タップ、および出
力からのＰ＋１の信号の相関をとることによって各相関
信号を生成する工程とを備える同期方法を提供する。
る線形フィードバック・シフトレジスタ（k,pは正の整
数であり、かつｋ＞ｐ）によって生成されるPN（擬似乱
数）シーケンスに同期をとる同期方法において、このシ
ーケンスは、2k−１のシンボルからなる最大長シーケン
スであり、また、 Ａ＝［1a1a2…ak-11］ で与えられる係数ベクトルＡを持つ、ｋオーダの特性多
項式を有し（係数a1からak-1は、中間タップの位置に対
してそれぞれ１で、そうでない場合は０である）、当該
同期方法は、 Ain＝［１１（a1a2）（a2a3）…（ak-2ak-1）k-11］ で与えられる係数ベクトルAin（1,k-1は、それぞれ
a1,ak-1を反転したものであり、は、モジュロ２の総
和を示す）において、最初と最後の１の間の１で規定さ
れる各位置に中間タップを有する、Ｋ＝ｋ＋１段のシフ
トレジスタ（このシフトレジスタは、Ｐ個の中間タップ
（ＰはＫより小さい正の整数）を有することになる）の
入力に、符号曖昧性を有する受信シンボル・シーケンス
を供給し、また、このシフトレジスタを介して、前記シ
ーケンスをシフトさせる工程と、上記シフトレジスタの
入力と各中間タップにおいて、各相関信号を再帰的に加
算する工程と、上記各相関信号が加算される信号以外
の、上記シフトレジスタの入力、中間タップ、および出
力からのＰ＋１の信号の相関をとることによって各相関
信号を生成する工程とを備える同期方法を提供する。
他の観点からは、本方法は、 Ain＝［１１（a1a2）（a2a3）…（ak-2ak-1）k-11］ で与えられる係数ベクトルAin（1,k-1は、それぞれ
a1,ak-1を反転したものであり、は、モジュロ２の総
和を示す）において、最初と最後の１の間の１で規定さ
れる各位置に中間タップを有する、Ｋ＝ｋ＋１段のシフ
トレジスタ（このシフトレジスタは、Ｐ個の中間タップ
（ＰはＫより小さい正の整数）を有することになる）を
介して、上記受信シンボル・シーケンスをシフトさせる
工程と、上記シフトレジスタの入力と各中間タップにお
いて、上記シフトレジスタの内容に各相関信号を再帰的
に加算する工程と、上記シフトレジスタのＰ個の中間タ
ップと出力からのＰ＋１の信号の相関をとることによっ
て、このシフトレジスタの入力において加算する相関信
号を生成する工程と、上記シフトレジスタの入力、出
力、Ｐ−１個の他の中間タップからのＰ＋１の信号の相
関をとることによって、上記Ｐ個の中間タップ各々にお
いて加算する相関信号を生成する工程とを備える同期方
法を提供する。
a1,ak-1を反転したものであり、は、モジュロ２の総
和を示す）において、最初と最後の１の間の１で規定さ
れる各位置に中間タップを有する、Ｋ＝ｋ＋１段のシフ
トレジスタ（このシフトレジスタは、Ｐ個の中間タップ
（ＰはＫより小さい正の整数）を有することになる）を
介して、上記受信シンボル・シーケンスをシフトさせる
工程と、上記シフトレジスタの入力と各中間タップにお
いて、上記シフトレジスタの内容に各相関信号を再帰的
に加算する工程と、上記シフトレジスタのＰ個の中間タ
ップと出力からのＰ＋１の信号の相関をとることによっ
て、このシフトレジスタの入力において加算する相関信
号を生成する工程と、上記シフトレジスタの入力、出
力、Ｐ−１個の他の中間タップからのＰ＋１の信号の相
関をとることによって、上記Ｐ個の中間タップ各々にお
いて加算する相関信号を生成する工程とを備える同期方
法を提供する。
便宜上、上記各相関信号を生成する工程は、上記Ｐ＋
１の信号の符号の積と、上記Ｐ＋１の信号の最小絶対値
の積を生成する工程を備える。また、上記受信シンボル
・シーケンスを上記シフトレジスタの入力に供給する工
程は、この受信シンボル・シーケンスを、非線形関数に
従って修正する工程を備える。
１の信号の符号の積と、上記Ｐ＋１の信号の最小絶対値
の積を生成する工程を備える。また、上記受信シンボル
・シーケンスを上記シフトレジスタの入力に供給する工
程は、この受信シンボル・シーケンスを、非線形関数に
従って修正する工程を備える。
このように、本発明に係る方法は、引例Ａの方法を、
Ｋ＝ｋ＋１オーダの非最大長PNシーケンスに効果的に適
用して、符号曖昧性（すなわち、符号反転）を有するｋ
オーダのPN ｍシーケンスと同期をとるものである。本
発明は、引例Ａに係る方法の利点を大部分保持している
ため、負の値をとるSNRに対しても、また、PNシーケン
ス全体のわずかな部分だけを処理した後であっても、確
実に同期をとることができる。
Ｋ＝ｋ＋１オーダの非最大長PNシーケンスに効果的に適
用して、符号曖昧性（すなわち、符号反転）を有するｋ
オーダのPN ｍシーケンスと同期をとるものである。本
発明は、引例Ａに係る方法の利点を大部分保持している
ため、負の値をとるSNRに対しても、また、PNシーケン
ス全体のわずかな部分だけを処理した後であっても、確
実に同期をとることができる。
本発明は、特にダイレクト・シーケンス・スペクトル
拡散通信システムのように、SNRが比較的低い状態のと
き、PN ｍシーケンスと高速に同期をとる必要がある通
信システムに有用であり、例えば、IS−95 CDMA端末に
おいて、パイロット・チャネル中のパイロットPNシーケ
ンスとの同期確立に有益である。
拡散通信システムのように、SNRが比較的低い状態のと
き、PN ｍシーケンスと高速に同期をとる必要がある通
信システムに有用であり、例えば、IS−95 CDMA端末に
おいて、パイロット・チャネル中のパイロットPNシーケ
ンスとの同期確立に有益である。
図面の簡単な説明 図１は、無線ディジタル通信受信機の部分を概略的に
示すブロック図である。
示すブロック図である。
図２は、PNシーケンスを生成するための線形フィード
バック・シフトレジスタを概略的に示す図である。
バック・シフトレジスタを概略的に示す図である。
図３は、本発明に係る方法を実施するための同期装置
を概略的に示す図である。
を概略的に示す図である。
図４は、図３の同期装置の相関ブロックをより詳細に
示す図である。
示す図である。
図５は、シミュレーション結果によって示される、本
装置の性能を示す図である。
装置の性能を示す図である。
発明の詳細な説明 以下の説明では、一般的なチャネル条件のアルゴリズ
ムを提示した後、実際に実行される簡略化されたアルゴ
リズムを示す。そして、本方法に係る実施の形態を実行
するための装置を詳細に説明する。
ムを提示した後、実際に実行される簡略化されたアルゴ
リズムを示す。そして、本方法に係る実施の形態を実行
するための装置を詳細に説明する。
一般的なチャネル条件 ランダム値シーケンスynによって表される雑音を有す
る受信入力信号Yn（ｎは、各標本化点（sampling poin
t）を示す整数）より、長さＭシンボルのPNシーケンス
について、整数ｉで数えられ、シンボル継続時間T0を有
するシンボルbi＝±１を抽出するための処理状態は、式
（１）によって与えられる。
る受信入力信号Yn（ｎは、各標本化点（sampling poin
t）を示す整数）より、長さＭシンボルのPNシーケンス
について、整数ｉで数えられ、シンボル継続時間T0を有
するシンボルbi＝±１を抽出するための処理状態は、式
（１）によって与えられる。
ここで、受信された信号は、便宜上、単一の振幅を持
つと仮定し、θは、受信されたシンボル・シーケンスの
符号を表すとともに±１の値を有しており、Δｔは標本
化間隔である。また、τｎは、標本化点ｎに対するPNシ
ーケンスの遅延で、全標本化点に対して一定であると仮
定され、ｆ（ ）は、間隔（0,1）においてのみ０でな
い値を有するパルス形状を表す関数である。そして、Ψ
（，）は、信号と雑音との相互作用を表す関数である。
つと仮定し、θは、受信されたシンボル・シーケンスの
符号を表すとともに±１の値を有しており、Δｔは標本
化間隔である。また、τｎは、標本化点ｎに対するPNシ
ーケンスの遅延で、全標本化点に対して一定であると仮
定され、ｆ（ ）は、間隔（0,1）においてのみ０でな
い値を有するパルス形状を表す関数である。そして、Ψ
（，）は、信号と雑音との相互作用を表す関数である。
標本化間隔Δｔ＝T0と雑音サンプルとが、この標本化
間隔に対して相互に関係がないと仮定した場合、式
（１）は、以下のように表される。
間隔に対して相互に関係がないと仮定した場合、式
（１）は、以下のように表される。
ここでｑは、間隔［0,M−１］に均等に配分される離
散的なランダム変数である。シンボル・タイミング（す
なわち、クロック）の回復は完全であると仮定した場
合、パルス形状関数ｆ［ｎ−ｉ＋１−ｑ］は、ｎ−ｉ＋
１−ｑ＝０に対して１の値をとり、そうでなければ０の
値を有するデルタ関数である。表記法として、 を用いると、Bn＝bn-q+1 （４） Yn＝Ψ（θBn,yn） （５） という結果を得る。
散的なランダム変数である。シンボル・タイミング（す
なわち、クロック）の回復は完全であると仮定した場
合、パルス形状関数ｆ［ｎ−ｉ＋１−ｑ］は、ｎ−ｉ＋
１−ｑ＝０に対して１の値をとり、そうでなければ０の
値を有するデルタ関数である。表記法として、 を用いると、Bn＝bn-q+1 （４） Yn＝Ψ（θBn,yn） （５） という結果を得る。
図２に示すような、ｋ段構成をとり、L1,L2,…Lp段に
おいてＰ個のタップを有する線形フィードバック・シフ
トレジスタが用いられ、以下に説明するように、 で与えられる、ｋオーダの多項式Ｇ（Ｄ）に従ってシー
ケンスを生成する（i,p,kは整数である）。このような
シーケンスのｎ番目のシンボルは、このｎ番目のシーケ
ンスに先行するｋ個のシンボルからなるシーケンスによ
って決定される。よって、 Bn＝Bn-kBn-L1Bn-L2…Bn-Lp （７） となる。
おいてＰ個のタップを有する線形フィードバック・シフ
トレジスタが用いられ、以下に説明するように、 で与えられる、ｋオーダの多項式Ｇ（Ｄ）に従ってシー
ケンスを生成する（i,p,kは整数である）。このような
シーケンスのｎ番目のシンボルは、このｎ番目のシーケ
ンスに先行するｋ個のシンボルからなるシーケンスによ
って決定される。よって、 Bn＝Bn-kBn-L1Bn-L2…Bn-Lp （７） となる。
式（６）で表される多項式が原始多項式であるなら
ば、生成されたシーケンスは、Ｍ＝2k−１シンボルの長
さ、あるいは周期を持つｍシーケンス（最大長シーケン
ス）である。
ば、生成されたシーケンスは、Ｍ＝2k−１シンボルの長
さ、あるいは周期を持つｍシーケンス（最大長シーケン
ス）である。
式（７）に新規な離散変数Cn＝θBnを組み込むと、 Cn-kCn-L1Cn-L2…Cn-Lp＝θp+1Bn-kBn-L1Bn-L2…B
n-Lp （８） が得られる。ｍシーケンスに対して、中間タップ出力Ｐ
＋１の数は偶数であるから、どのｍシーケンスに対して
も、θp+1＝１となる。従って、ダイレクト・シーケン
スと反転シーケンスの両方に共通な生成式は、 Cn＝θCn-kCn-L1Cn-L2…Cn-Lp （９） の形で表される。そして、それよりも前の（ｎ−１）番
目のステップは、 Cn-1＝θCn-k-1Cn-L1-1Cn-L2-1…Cn-Lp-1 （10） と表され、これより、 θ＝Cn-1Cn-k-1Cn-L1-1Cn-L2-1…Cn-Lp-1 （11） となる。
n-Lp （８） が得られる。ｍシーケンスに対して、中間タップ出力Ｐ
＋１の数は偶数であるから、どのｍシーケンスに対して
も、θp+1＝１となる。従って、ダイレクト・シーケン
スと反転シーケンスの両方に共通な生成式は、 Cn＝θCn-kCn-L1Cn-L2…Cn-Lp （９） の形で表される。そして、それよりも前の（ｎ−１）番
目のステップは、 Cn-1＝θCn-k-1Cn-L1-1Cn-L2-1…Cn-Lp-1 （10） と表され、これより、 θ＝Cn-1Cn-k-1Cn-L1-1Cn-L2-1…Cn-Lp-1 （11） となる。
式（11）のθを式（９）に代入すると、ダイレクト・
シーケンスと反転シーケンス両方のシンボルに対する再
帰式 Ｃ＝Cn-kCn-L1Cn-L2…Cn-LpCn-1Cn-k-1Cn-L1-1Cn-L2-1…Cn-Lp-1 （12） が得られ、これより、Ｃ＝Cn-KCn-R1Cn-R2…Cn-Rpとな
る。ここで、Ｋ＝ｋ＋１は、ダイレクト・シーケンスと
反転シーケンス両方の生成シフトレジスタの段数であ
り、このシフトレジスタは、R1,R2,…Rp段においてＰ個
の中間タップを有する。
シーケンスと反転シーケンス両方のシンボルに対する再
帰式 Ｃ＝Cn-kCn-L1Cn-L2…Cn-LpCn-1Cn-k-1Cn-L1-1Cn-L2-1…Cn-Lp-1 （12） が得られ、これより、Ｃ＝Cn-KCn-R1Cn-R2…Cn-Rpとな
る。ここで、Ｋ＝ｋ＋１は、ダイレクト・シーケンスと
反転シーケンス両方の生成シフトレジスタの段数であ
り、このシフトレジスタは、R1,R2,…Rp段においてＰ個
の中間タップを有する。
この数Ｐと、ダイレクト・シーケンスおよび反転シー
ケンス用の生成シフトレジスタの中間タップの位置R1,R
2,…Rpは、容易に決定できる。最初のシーケンスが、 Ａ＝［1a1a2…ak-11］ （13） で与えられる係数ベクトルＡ（ここで、係数ai（ｉは、
１からｋ−１までの整数）各々は、中間タップの位置
L1,L2,…Lpに対して１であり、そうでない場合は０であ
る）を有する、ｋオーダの特性多項式によって生成され
ると仮定した場合、ダイレクト・シーケンスと反転シー
ケンス両方の特性多項式に対するＫ＝ｋ＋１オーダの係
数ベクトルAinは、 で与えられる２つの係数ベクトルA1,A2のベクトル・モ
ジュロ２の総和によって決定される。よって、 Ain＝［１１（a1a2）（a2a3）…（ak-2ak-1）k-11］ （15） となる。ここで１は、a1の反転を示し、は、モジュ
ロ２の総和である。
ケンス用の生成シフトレジスタの中間タップの位置R1,R
2,…Rpは、容易に決定できる。最初のシーケンスが、 Ａ＝［1a1a2…ak-11］ （13） で与えられる係数ベクトルＡ（ここで、係数ai（ｉは、
１からｋ−１までの整数）各々は、中間タップの位置
L1,L2,…Lpに対して１であり、そうでない場合は０であ
る）を有する、ｋオーダの特性多項式によって生成され
ると仮定した場合、ダイレクト・シーケンスと反転シー
ケンス両方の特性多項式に対するＫ＝ｋ＋１オーダの係
数ベクトルAinは、 で与えられる２つの係数ベクトルA1,A2のベクトル・モ
ジュロ２の総和によって決定される。よって、 Ain＝［１１（a1a2）（a2a3）…（ak-2ak-1）k-11］ （15） となる。ここで１は、a1の反転を示し、は、モジュ
ロ２の総和である。
そこでチャネル・モデルは、上記の式（12）と、 Yn＝Ψ（Cn,yn） （16） によって与えられる。
このモデルは、式（15）の（非最大長）線形再帰シー
ケンスに対して、引例Ａに規定されたモデルと同じ形式
を有する、ということが分かる。以下に示すのは、引例
Ａに記載された論拠であり、符号曖昧性あるいは符号反
転を有する、シンボルの離散PNシーケンスをフィルタリ
ングするための再帰アルゴリズムは、引例Ａより得られ
た以下の式で表される。
ケンスに対して、引例Ａに規定されたモデルと同じ形式
を有する、ということが分かる。以下に示すのは、引例
Ａに記載された論拠であり、符号曖昧性あるいは符号反
転を有する、シンボルの離散PNシーケンスをフィルタリ
ングするための再帰アルゴリズムは、引例Ａより得られ
た以下の式で表される。
（なお、本明細書において、例えばn,▲ｎ ｎ−τ▼
およびΛCn,ΛCn ｎ−τが混在しているが、これらは表
記の都合上、生じたもので、内容的には同一である。） ここで、ΛCn ｎ−τは、シンボルＣｎ−τの再帰非線
形最小二乗平均推定値のｎ番目の反復を示し、その最初
の状態は、C0 １−τ（τは、１からＫまでの整数）であ
る。便宜上、最初の状態は、τのすべての値についてC0
１−τ＝０に設定されている。
およびΛCn,ΛCn ｎ−τが混在しているが、これらは表
記の都合上、生じたもので、内容的には同一である。） ここで、ΛCn ｎ−τは、シンボルＣｎ−τの再帰非線
形最小二乗平均推定値のｎ番目の反復を示し、その最初
の状態は、C0 １−τ（τは、１からＫまでの整数）であ
る。便宜上、最初の状態は、τのすべての値についてC0
１−τ＝０に設定されている。
ｎ番目のシンボルCnの最大確率外挿推定値ΛCnは、 で与えられる。
引例Ａと同様に式（17）は、双曲線関数と以下の表記
を用いて簡略化できる。
を用いて簡略化できる。
近似式 を使用すると、 が得られる。ここで、最初の状態はU0 １−τ（τは、１
からＫまでの整数）である。
からＫまでの整数）である。
γｎ＝Yn/σn 2 （22） で表される加法性白色ガウス性雑音（AWGN）のみを有す
るチャネルに対して、式（21）は、以下の式（23）の形
に簡略化できる。
るチャネルに対して、式（21）は、以下の式（23）の形
に簡略化できる。
ここで、最初の状態はν０ −τ（τは、１からＫまで
の整数）であり、 である。また、σ2 yは未知数である。
の整数）であり、 である。また、σ2 yは未知数である。
物理的な実施例 図１は、例えば、IS−95標準と互換性のあるスペクト
ル拡散セルラ通信システムに用いる無線ディジタル通信
機の受信機の部分を示すブロック図である。ここでは、
受信機のRF（無線周波数）回路20を介して、ダウンコン
バータ22に無線ディジタル通信信号が供給され、そこで
は、標本化器（sampler）24で標本化される信号が生成
される。標本化された信号は、利便性を考慮したDSP集
積回路の構成をとるディジタル回路28で処理するため
に、A/D（アナログ／ディジタル）コンバータ26によっ
てディジタル形式に変換される。このディジタル回路28
は、キャリア回復ブロック30、タイミングあるいはクロ
ック回復ブロック32、そして、PNシーケンス同期ブロッ
ク34からなり、これらによって、ディジタル信号の処理
が行われる。PNシーケンス同期ブロック34へは、A/Dコ
ンバータ26の出力により、標本化並びにディジタル化さ
れた受信シンボル・シーケンスが供給される。これは、
上記の式（１）の入力信号Ynを構成し、以下、図３を参
照して示す同期装置に対する入力となる。
ル拡散セルラ通信システムに用いる無線ディジタル通信
機の受信機の部分を示すブロック図である。ここでは、
受信機のRF（無線周波数）回路20を介して、ダウンコン
バータ22に無線ディジタル通信信号が供給され、そこで
は、標本化器（sampler）24で標本化される信号が生成
される。標本化された信号は、利便性を考慮したDSP集
積回路の構成をとるディジタル回路28で処理するため
に、A/D（アナログ／ディジタル）コンバータ26によっ
てディジタル形式に変換される。このディジタル回路28
は、キャリア回復ブロック30、タイミングあるいはクロ
ック回復ブロック32、そして、PNシーケンス同期ブロッ
ク34からなり、これらによって、ディジタル信号の処理
が行われる。PNシーケンス同期ブロック34へは、A/Dコ
ンバータ26の出力により、標本化並びにディジタル化さ
れた受信シンボル・シーケンスが供給される。これは、
上記の式（１）の入力信号Ynを構成し、以下、図３を参
照して示す同期装置に対する入力となる。
図２は、同期用のPNシーケンスを生成するのに用いら
れる線形フィードバック・シフトレジスタ装置を示す。
この装置は、１からｋまでの番号が付されたｋ段のシフ
トレジスタ36からなり、このシフトレジスタ36は、ｋ番
目の段の出力と、L1,L2,Lp段の出力端において、シフト
レジスタに一直線に中間タップ出力を有し、それらが、
モジュロ２加算器38の入力に供給される。加算器38の出
力は、シフトレジスタの第１段の入力にフィードバック
され、また、この出力は、上記の式（７）に従うPNシー
ケンス出力信号からなる。
れる線形フィードバック・シフトレジスタ装置を示す。
この装置は、１からｋまでの番号が付されたｋ段のシフ
トレジスタ36からなり、このシフトレジスタ36は、ｋ番
目の段の出力と、L1,L2,Lp段の出力端において、シフト
レジスタに一直線に中間タップ出力を有し、それらが、
モジュロ２加算器38の入力に供給される。加算器38の出
力は、シフトレジスタの第１段の入力にフィードバック
され、また、この出力は、上記の式（７）に従うPNシー
ケンス出力信号からなる。
例えば、同期が確立されるべきPNシーケンスが、ｋ＝
10のオーダを有するｍシーケンスであるとすれば、生成
多項式は、 となる。
10のオーダを有するｍシーケンスであるとすれば、生成
多項式は、 となる。
シーケンスの周期または長さは、2k−１＝1023シンボ
ルであり、このシーケンスの生成に用いることができる
線形フィードバック・シフトレジスタの中間タップの数
は、ｐ＝７である。このシーケンス用の生成多項式の係
数ベクトルは、式（13），（25）より、 Ａ［10011111111］ （26） であることが分かる。
ルであり、このシーケンスの生成に用いることができる
線形フィードバック・シフトレジスタの中間タップの数
は、ｐ＝７である。このシーケンス用の生成多項式の係
数ベクトルは、式（13），（25）より、 Ａ［10011111111］ （26） であることが分かる。
式（14）より、係数ベクトルA1,A2、および、Ｋ＝ｋ
＋１＝11のオーダの特性多項式の係数ベクトルAinを構
成する、これらの要素ごとのモジュロ２の総和は、 A1＝［010011111111］ A2＝［100111111110］ （27） Ain＝［110100000001］ となる。これより、Ｐ＝２であり、ダイレクト・シーケ
ンスと反転シーケンスの両方に対する生成多項式は、 Ain＝１＋Ｄ＋D3＋D11 （28） となることが分かる。
＋１＝11のオーダの特性多項式の係数ベクトルAinを構
成する、これらの要素ごとのモジュロ２の総和は、 A1＝［010011111111］ A2＝［100111111110］ （27） Ain＝［110100000001］ となる。これより、Ｐ＝２であり、ダイレクト・シーケ
ンスと反転シーケンスの両方に対する生成多項式は、 Ain＝１＋Ｄ＋D3＋D11 （28） となることが分かる。
図３は、上記の結果に対応する同期装置を示してお
り、この装置は、Ｐ＝２の場合、以下に示すように３つ
の相関器と加算器より構成され、式（21）を実行するよ
うになっている。図４は、各相関器の構成を示す。
り、この装置は、Ｐ＝２の場合、以下に示すように３つ
の相関器と加算器より構成され、式（21）を実行するよ
うになっている。図４は、各相関器の構成を示す。
図３に示す同期装置は、３つのシフトレジスタ部90〜
92からなり、それらは、式（27），（28）の係数ベクト
ルAinに応じて、シフトレジスタの１段および３段の後
の中間タップと、シフトレジスタのＫ＝11段の後とにお
いて出力を行う。シフトレジスタ部90〜92の入力には、
加算器94〜96それぞれの出力が与えられる。計算器93
は、式（19）の第１行に従い、受信シンボル・シーケン
スより構成される入力信号Ynから、出力信号γｎを生成
する。３つの相関器97〜99各々は、以下において、図４
を参照して説明されている。それぞれの相関器は、個々
の加算器94〜96によって各相関信号が加算される信号以
外の上記入力、中間タップ、および出力からの３つの信
号の相関をとることによって、上記相関信号を生成す
る。
92からなり、それらは、式（27），（28）の係数ベクト
ルAinに応じて、シフトレジスタの１段および３段の後
の中間タップと、シフトレジスタのＫ＝11段の後とにお
いて出力を行う。シフトレジスタ部90〜92の入力には、
加算器94〜96それぞれの出力が与えられる。計算器93
は、式（19）の第１行に従い、受信シンボル・シーケン
スより構成される入力信号Ynから、出力信号γｎを生成
する。３つの相関器97〜99各々は、以下において、図４
を参照して説明されている。それぞれの相関器は、個々
の加算器94〜96によって各相関信号が加算される信号以
外の上記入力、中間タップ、および出力からの３つの信
号の相関をとることによって、上記相関信号を生成す
る。
このように、相関器97は、計算器93が入力信号Ynより
得た信号γｎに対して、加算器94が加算を行う相関信号
を生成するものであり、シフトレジスタの出力と２つの
中間タップからの信号の相関をとる。相関器98は、シフ
トレジスタの最初の段（90）からの出力信号に対して、
加算器95が加算を行う相関信号を生成するもので、入力
信号Ynから得た信号γｎ、シフトレジスタの出力および
第３段（91）からの信号の相関をとる。同様に相関器99
は、シフトレジスタの第３段（91）からの出力信号に対
して、加算器96が加算を行う相関信号を生成するもので
あり、入力信号Ynより得られた信号γｎ、シフトレジス
タの出力および第１段（90）からの信号の相関をとる。
得た信号γｎに対して、加算器94が加算を行う相関信号
を生成するものであり、シフトレジスタの出力と２つの
中間タップからの信号の相関をとる。相関器98は、シフ
トレジスタの最初の段（90）からの出力信号に対して、
加算器95が加算を行う相関信号を生成するもので、入力
信号Ynから得た信号γｎ、シフトレジスタの出力および
第３段（91）からの信号の相関をとる。同様に相関器99
は、シフトレジスタの第３段（91）からの出力信号に対
して、加算器96が加算を行う相関信号を生成するもので
あり、入力信号Ynより得られた信号γｎ、シフトレジス
タの出力および第１段（90）からの信号の相関をとる。
図４に示すように、相関器97〜99各々は、以下の構成
をとる。すなわち、その出力端において、相関器へ与え
られた３つの入力信号の符号を表す符号信号を生成する
３つの符号関数部（SGN）74〜76と、その出力端におい
て、相関器へ与えられた３つの入力信号の絶対値を表す
信号を生成する３つの絶対値関数部（ABS）78〜80と、
その出力端に、これら関数部78〜80より入力端に供給さ
れた絶対値の最小値を生成する最小関数部（MIN）82
と、２つの乗算器84,86とから構成される。この乗算器8
4は、その出力端に、関数部74〜76より入力端に供給さ
れた符号信号の積を生成し、乗算器86は、この出力と、
関数部82によって生成された最小値とを乗算して、相関
器の出力信号を生成する。ここで分かることは、これら
の機能すべてが、除算あるいは多数桁の乗算演算を必要
とせずに、DSP集積回路内で容易に実行できる、という
ことである。
をとる。すなわち、その出力端において、相関器へ与え
られた３つの入力信号の符号を表す符号信号を生成する
３つの符号関数部（SGN）74〜76と、その出力端におい
て、相関器へ与えられた３つの入力信号の絶対値を表す
信号を生成する３つの絶対値関数部（ABS）78〜80と、
その出力端に、これら関数部78〜80より入力端に供給さ
れた絶対値の最小値を生成する最小関数部（MIN）82
と、２つの乗算器84,86とから構成される。この乗算器8
4は、その出力端に、関数部74〜76より入力端に供給さ
れた符号信号の積を生成し、乗算器86は、この出力と、
関数部82によって生成された最小値とを乗算して、相関
器の出力信号を生成する。ここで分かることは、これら
の機能すべてが、除算あるいは多数桁の乗算演算を必要
とせずに、DSP集積回路内で容易に実行できる、という
ことである。
また、相関器は分離した形で記載されているが、符号
関数部74〜76および絶対値関数部78〜80は、これら相関
器間で共通に用いることができる、ということも分か
る。すなわち、３つの相関器97〜99は、相関をとる４つ
の信号の符号と絶対値を生成するのに、合計４つの、こ
のような符号関数部と絶対値関数部を必要とするだけで
ある。
関数部74〜76および絶対値関数部78〜80は、これら相関
器間で共通に用いることができる、ということも分か
る。すなわち、３つの相関器97〜99は、相関をとる４つ
の信号の符号と絶対値を生成するのに、合計４つの、こ
のような符号関数部と絶対値関数部を必要とするだけで
ある。
図3,図４に示す同期装置が、上記の式（21）に従って
動作するということが容易に分かる。最初、シフトレジ
スタの内容は０となっており、同期が確立したときに、
シフトレジスタ部90〜92の内容より、同期PNシーケンス
を得ることができる。また、非線形な計算関数部93を単
に定数で置換することによって、この装置が、AWGNを有
するチャネルに対して、簡略化された式（23）に従って
動作する、ということも分かる。
動作するということが容易に分かる。最初、シフトレジ
スタの内容は０となっており、同期が確立したときに、
シフトレジスタ部90〜92の内容より、同期PNシーケンス
を得ることができる。また、非線形な計算関数部93を単
に定数で置換することによって、この装置が、AWGNを有
するチャネルに対して、簡略化された式（23）に従って
動作する、ということも分かる。
図３はまた、オプションとしての符号関数部（SGN）8
8をさらに含む同期装置を示しており、この関数部へ
は、相関器97より付加的に出力が与えられている。な
お、この出力は、図４において破線で示すように、相関
器97内の乗算器84の出力から取ったものである。関数部
88の出力は、式（18）に従う符号推定値ΛCnからなるの
で、これは、同期処理の副産物として容易に提供でき
る。
8をさらに含む同期装置を示しており、この関数部へ
は、相関器97より付加的に出力が与えられている。な
お、この出力は、図４において破線で示すように、相関
器97内の乗算器84の出力から取ったものである。関数部
88の出力は、式（18）に従う符号推定値ΛCnからなるの
で、これは、同期処理の副産物として容易に提供でき
る。
図５は、シミュレーション結果から予想される、上記
の例示した同期方法および装置の性能を概略的に示して
いる。これは、0dBと−3dBのSNRについて、受信シーケ
ンスのシンボル数に対する同期確率をプロットしたもの
である。前者（0dB）の場合、200シンボル以内で同期が
確立する。後者（−3dB）の場合には、200シンボル以内
で同期が達成される確率は、およそ0.7まで減少する。
これらの結果から分かるように、SNRが低く、位相曖昧
性があっても、PNシーケンスの一部のみで同期が達成さ
れ、同期の速度は、SNRが高くなるに従って急速に改善
される。
の例示した同期方法および装置の性能を概略的に示して
いる。これは、0dBと−3dBのSNRについて、受信シーケ
ンスのシンボル数に対する同期確率をプロットしたもの
である。前者（0dB）の場合、200シンボル以内で同期が
確立する。後者（−3dB）の場合には、200シンボル以内
で同期が達成される確率は、およそ0.7まで減少する。
これらの結果から分かるように、SNRが低く、位相曖昧
性があっても、PNシーケンスの一部のみで同期が達成さ
れ、同期の速度は、SNRが高くなるに従って急速に改善
される。
従って、上述の同期装置は、SNRが低い（例えば、約0
dB、あるいはそれ以下）場合に特に有利に働く。非常に
低いSNRに対して、本装置を多段システムの１段に用い
ることができる。さらに特記すべきことは、本装置の複
雑さは、大部分、PNシーケンスの長さとは無関係であ
り、それは、PNシーケンスの生成レジストの長さに比例
した関係を持つ、という利点を有することである。
dB、あるいはそれ以下）場合に特に有利に働く。非常に
低いSNRに対して、本装置を多段システムの１段に用い
ることができる。さらに特記すべきことは、本装置の複
雑さは、大部分、PNシーケンスの長さとは無関係であ
り、それは、PNシーケンスの生成レジストの長さに比例
した関係を持つ、という利点を有することである。
本発明については、特定の実施例が詳細に説明されて
いるが、請求の範囲に述べられた本発明の範囲から逸脱
することなく、多くの改造、変形、および改良をなし得
ることが分かる。
いるが、請求の範囲に述べられた本発明の範囲から逸脱
することなく、多くの改造、変形、および改良をなし得
ることが分かる。
フロントページの続き (72)発明者 ワング・ルイ カナダ国，ケイ２シー ３エル６，オン タリオ，オタワ，ダイネス ロード 1204−900 (72)発明者 トロフィモフ・イオウリ ロシア国，113035，ジ．モスクワ，ナベ レツナヤ，40／42−84，エム．ゴルコゴ (72)発明者 クロマ・アレグザンドレ ロシア国，140160，モスコフスカヤ オ ブル，ジ．ツコフスキー，63−27，ユー エル．ガガリナ (72)発明者 バコーリン・ミカエル ロシア国，142110，モスコフスカヤ オ ブル，ジ．ポドルスク 35−31，ユーエ ル．キロバ (72)発明者 クレインデリン・ビタリ ロシア国，109518，ジ．モスクワ，８− １−87，ユーエル．グラジボロノフスカ ヤ (56)参考文献 特開 平９−18386（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−202753（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−323926（ＪＰ，Ａ) Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ ｓ ａｎｄ Ｒａｄｉｏ Ｅｎｇｉｎｅ ｅｒｉｎｇ，Ｖｏｌ．48，Ｎｏ．９，Ｓ ｅｐｔｅｍｂｅｒ 1993 (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04L 7/00 H04B 7/26 H04J 13/00
Claims (8)
- 【請求項１】ｋ段構成をとり、ｐ個の中間タップを有す
る線形フィードバック・シフトレジスタ（k,pは正の整
数であり、かつｋ＞ｐ）によって生成されるPN（擬似乱
数）シーケンスに同期をとる同期方法において、このシ
ーケンスは、2k−１のシンボルからなる最大長シーケン
スであり、また、 Ａ＝［1a1a2…ak-11］ で与えられる係数ベクトルＡを持つ、ｋオーダの特性多
項式を有し（係数a1からak-1は、中間タップの位置に対
してそれぞれ１で、そうでない場合は０である）、当該
同期方法は、 Ain＝［１１（a1a2）（a2a3）…（ak-2ak-1）k-11］ で与えられる係数ベクトルAin（1,k-1は、それぞれ
a1,ak-1を反転したものであり、は、モジュロ２の総
和を示す）において、最初と最後の１の間の１で規定さ
れる各位置に中間タップを有する、Ｋ＝ｋ＋１段のシフ
トレジスタ（このシフトレジスタは、Ｐ個の中間タップ
（ＰはＫより小さい正の整数）を有することになる）の
入力に、符号曖昧性を有する受信シンボル・シーケンス
を供給し、また、このシフトレジスタを介して、前記シ
ーケンスをシフトさせる工程と、 前記シフトレジスタの入力と各中間タップにおいて、各
相関信号を再帰的に加算する工程と、 前記各相関信号が加算される信号以外の、前記シフトレ
ジスタの入力、中間タップ、および出力からのＰ＋１の
信号の相関をとることによって各相関信号を生成する工
程とを備えることを特徴とする同期方法。 - 【請求項２】前記各相関信号を生成する工程は、前記Ｐ
＋１の信号の符号の積と、前記Ｐ＋１の信号の最小絶対
値の積を生成する工程を備えることを特徴とする請求項
１記載の同期方法。 - 【請求項３】前記受信シンボル・シーケンスを前記シフ
トレジスタの入力に供給する工程は、この受信シンボル
・シーケンスを、非線形関数に従って修正する工程を備
えることを特徴とする請求項１あるいは２記載の同期方
法。 - 【請求項４】前記ＰはＰ＝２であることを特徴とする請
求項１乃至３のいずれかに記載の同期方法。 - 【請求項５】ｋ段構成をとり、ｐ個の中間タップを有す
る線形フィードバック・シフトレジスタ（k,pは正の整
数であり、かつｋ＞ｐ）によって生成されるPN（擬似乱
数）シーケンス対して、符号曖昧性を有する受信シンボ
ル・シーケンスの同期をとる同期方法において、このシ
ーケンスは、2k−１のシンボルからなる最大長シーケン
スであり、また、 Ａ＝［1a1a2…ak-11］ で与えられる係数ベクトルＡを持つ、ｋオーダの特性多
項式を有し（係数a1からak-1は、中間タップの位置に対
してそれぞれ１で、そうでない場合は０である）、当該
同期方法は、 Ain＝［１１（a1a2）（a2a3）…（ak-2ak-1）k-11］ で与えられる係数ベクトルAin（1,k-1は、それぞれ
a1,ak-1を反転したものであり、は、モジュロ２の総
和を示す）において、最初と最後の１の間の１で規定さ
れる各位置に中間タップを有する、Ｋ＝ｋ＋１段のシフ
トレジスタ（このシフトレジスタは、Ｐ個の中間タップ
（ＰはＫより小さい正の整数）を有することになる）を
介して、前記受信シンボル・シーケンスをシフトさせる
工程と、 前記シフトレジスタの入力と各中間タップにおいて、前
記シフトレジスタの内容に各相関信号を再帰的に加算す
る工程と、 前記シフトレジスタのＰ個の中間タップと出力からのＰ
＋１の信号の相関をとることによって、このシフトレジ
スタの入力において加算する相関信号を生成する工程
と、 前記シフトレジスタの入力、出力、Ｐ−１個の他の中間
タップからのＰ＋１の信号の相関をとることによって、
前記Ｐ個の中間タップ各々において加算する相関信号を
生成する工程とを備えることを特徴とする同期方法。 - 【請求項６】各相関信号を生成する工程は、符号の積
と、相関がとられる前記Ｐ＋１の信号の最小絶対値の積
とを生成する工程を備えることを特徴とする請求項５記
載の同期方法。 - 【請求項７】前記受信シンボル・シーケンスを、非線形
関数を介して前記シフトレジスタの入力に供給する工程
を備えることを特徴とする請求項５あるいは６記載の同
期方法。 - 【請求項８】前記ＰはＰ＝２であることを特徴とする請
求項５乃至７のいずれかに記載の同期方法。
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US188195P | 1995-08-03 | 1995-08-03 | |
| US60/001,881 | 1995-08-03 | ||
| PCT/CA1996/000428 WO1997006609A1 (en) | 1995-08-03 | 1996-06-26 | Synchronization to pseudo random number sequence with sign ambiguity in communications systems |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10510693A JPH10510693A (ja) | 1998-10-13 |
| JP3160718B2 true JP3160718B2 (ja) | 2001-04-25 |
Family
ID=21698254
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP50797097A Expired - Fee Related JP3160718B2 (ja) | 1995-08-03 | 1996-06-26 | 通信システムにおける符号曖昧性を有する擬似乱数シーケンスに対する同期方法 |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5754604A (ja) |
| EP (1) | EP0842567B1 (ja) |
| JP (1) | JP3160718B2 (ja) |
| CA (1) | CA2224990C (ja) |
| DE (1) | DE69601946T2 (ja) |
| RU (1) | RU2172074C2 (ja) |
| WO (1) | WO1997006609A1 (ja) |
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|---|---|---|---|---|
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| US6503271B2 (en) | 1998-01-09 | 2003-01-07 | Cordis Corporation | Intravascular device with improved radiopacity |
| US6129755A (en) * | 1998-01-09 | 2000-10-10 | Nitinol Development Corporation | Intravascular stent having an improved strut configuration |
| US6342067B1 (en) | 1998-01-09 | 2002-01-29 | Nitinol Development Corporation | Intravascular stent having curved bridges for connecting adjacent hoops |
| US6519299B1 (en) * | 1999-02-24 | 2003-02-11 | Industrial Technology Research Institute | Methods and apparatus to despread dual codes for CDMA systems |
| KR100339337B1 (ko) * | 1999-08-18 | 2002-06-03 | 서평원 | 최적의 파일럿 패턴을 이용한 프레임 동기 장치 및 방법 |
| WO2000057569A1 (en) * | 1999-03-22 | 2000-09-28 | Texas Instruments Incorporated | Multistage pn code acquisition circuit and method |
| US6831929B1 (en) | 1999-03-22 | 2004-12-14 | Texas Instruments Incorporated | Multistage PN code aquisition circuit and method |
| US6647054B1 (en) | 1999-12-29 | 2003-11-11 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Multiple mask arrangement for jumping in pseudo-noise sequences |
| US6647051B1 (en) | 1999-12-29 | 2003-11-11 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Zero delay mask for galois LFSR |
| CA2429080A1 (en) * | 2000-11-15 | 2002-05-23 | Advanced Communications Technologies (Australia) Pty Ltd. | A method of updating a shift register |
| RU2542900C2 (ru) * | 2013-06-04 | 2015-02-27 | Открытое акционерное общество "Российский институт мощного радиостроения" | Способ установления синхронизации псевдослучайных последовательностей |
| TWI581579B (zh) * | 2015-12-30 | 2017-05-01 | 義守大學 | 通訊接收裝置、其訊號接收方法、訊號處理方法及訊號傳送方法 |
| RU2636094C1 (ru) * | 2016-11-15 | 2017-11-20 | Публичное акционерное общество "Российский институт мощного радиостроения" (ПАО "РИМР") | Способ установления битовой синхронизации псевдослучайных последовательностей с использованием принципов декодирования |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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1996
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Non-Patent Citations (1)
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