JPH02504210A - 発振器位相雑音の減少に関する改良 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 振器電相雑音の減小に関　る　良 本発明は、発振器からの出力の位相雑音、特に相加性位相雑音を減少させるため の方法及び装置に係る９本発明の１適用例は周波数置ＴＡ　（ＦＭ）発振器であ り１本発明は更に、減少した相加性位相雑音を有する非変調（ＣＷ）出力を提供 し得る。

位相雑音は主に２つの原因に分類できる。第１の分類は「相加性（ａ、ｄｄｉｔ ｉｖｅ）Ｊ雑音であり、発振器のループ伝達間数に従って増幅後に発振器のスペ クトルバンド内の熱雑音が発振器のスペクトルに加えられるものである。この雑 音はその後、発振器内の振幅制限プロセスの結果としてＳｔ４変調〈ΔＨ）成分 の除去により瞬時発振器周波数の位相変調側波帯に間接的に変換される。この雑 音は帯域全体にわたって熱性であり、従って、この帯域でそれ自体非相関である （本発明により影響されない上記制限プロセスにより生成される成分を除く）。

位相雑音の第２の分類は「相乗性（ｍｕｌｔｉｐｌｉｃａｔｉｖｅ）」雑音であ り、これは発振器の内側で発生されるが、ループ伝達関数のスペクトルバンドよ りも十分に外側の低周波数雑音（典型的にはフリッカ雑音）を含む、この低周波 数雑音は、発振器内の非線形性の結果としてループバンドの内側に位置するよう に上位に変換される。実際にこの雑音は発振器を変調するので、発振器の直接周 波数／位相変調に対応する側波帯を生成する０発振器がそれ自体例えばｖｃｏ　 ｃ電圧制御発振器）作用により故意に変調されるならば、これらの雑音側波帯は 故意に生成された各変調側波帯の周囲に生成される。従ってこれらの個々の雑音 側波帯は、上述のように帯域全体にわたって非相関である個々の相加性雑音から の側波帯と異なり、相互に相関している。

ＦＭ発振器の場合、側波帯を生成する周波数変調メカニズムは、周波数安定度を 悪化させ、こうして相加性及び相乗性の両者に起因するスプリアス位相及び振幅 雑音（不要電波）を誘引する傾向がある。後述するように、このような位相雑音 を減少させる現行の方法は効果が制限されているので、本発明の目的は更に位相 雑音の減少をもたらすことである。この減少は相乗性位相雑音でなく（上述のよ うに、有効に相乗性位相雑音となる上述の非影響相加性成分でもなく）相加性位 相雑音のみで実施される。

本発明は発振器の全周波数帯で作用するのでなく、各側波帯の周囲の領域でのみ 作用する。しかしながら、これは情報及び雑音帯域幅が通常の場合そうであるよ うに変調周波数に比較して小さいならば十分である。別の２つの制限は、本発明 が正弦波形による周波数変調のみに影響することと、比較的短期の相加性位相雑 音を改良するという点にある。この目的のために既知の構成を追加使用すること によって、長期周波数安定化も得られる０本願の目的のために、位相雑音は後述 するように周波数不安定の短期形である。

本発明によると、少なくとも１つの規定された周波数帯内で所与の周波数の発振 器からの出力における相加性位相雑音を減少させる方法は、該周波数帯内で該所 与の周波数の周波数変調側波帯を生成するために、該周波数帯内で最高の相乗性 位相雑音周波数（非変調発振器周波数と呼称する）よりも著しく高い周波数を有 しており且つ該周波数帯内で位相雑音全体（即ち相加性プラス相乗性）の変調指 数よりも著しく大きい変調指数を生成するような周波数変調信号を発振器に加え る段階と、発振器出力中の相加性位相雑音変調を相殺する傾向のある方向及び振 幅で、位相変調以前又は以後のいずれかに発振器出力の振幅制限形を受は取る適 当な遅延を有する周波数弁別器の出力から選択された変調周波数の信号で該発振 器からの出力を位相変調する段階とを含み、こうして位相変調された発振器から の出力が、該周波数帯内で減少した相加性位相雑音を有する周波数変調出力とな るようにする。

発振器出力の該振幅制限形は、単に発振器の直接出力を振幅制限することにより 生成され得る。あるいは、該振幅制限形は、瞬時周波数に近接する側波帯以外の 変調器の直接出力を振幅制限し、更に、該周波数弁別器への直接入力を＠幅制限 することによっても生成され得る。

弁別器は該位相変調後に発振器出力を受は取ることができ、該選択された信号は 比較的高い増幅後に該位相変調を実施するようにフィードバックされる。

上記の代わりに又はこれに加えて、弁別器は該位相変調以前に発振器出力を受は 取ってもよく、該選択された信号は比較的低い増幅後に該位相変調を実施するべ くフィードフォワードされる。

選択された信号に周波数変調信号の適当な移相形を乗じることができ、相加性位 相雑音周波数の積の成分のみが選択され、非移相周波数変調信号を乗じられ、該 後者の乗算の積を使用して該位相変調を実施する。あるいは、選択された信号を 適当に移相してもよく、相加性位相雑音周波数で変調された成分のみを直接使用 して該位相変調を実施する。

好ましくは該周波数帯の外側の周波数変調パイロット信号を更に発振器に加え、 位相雑音全体の変調指数よりも大きく且つ前者周波数変調信号の変調指数よりも 小さい変調指数を生成してもよく、相加性位相雑音の減少した周波数変調発振器 出力のパイロット信号内容は検出され、該規定された周波数帯内のパイロット信 号内容、従って相加性位相雑音内容を減少させる方向に該位相変調を実施する信 号を制御するべくフィードバックされる。

次に、相加性位相雑音の減少した周波数変調出力は、逆位相で加えられる該周波 数変調信号で位相変調され得、こうして該周波数帯内で減少した相加性雑音を有 する該所与の周波数から実質的に構成される信号が得られる。

相加性位相雑音の減少した周波数変調出力は次に、該所与の周波数及び該周波数 変調側波帯の１つを除く全部を除去するようにｒ波され得、減少した相加性位相 雑音を有する該１つの周波数変調側波帯のみが実質的に残るようにする。該１つ の周波数変調側波帯は後続発振器を周波数変調するために該周波数変調信号とし て加えられ得、後続発振器の出力は上記方法により相加性位相雑音減少方法を受 ける。

発振器、又は各発振器は電圧制御発振器であり得る。

本発明は上記方法で使用するための装置も提供する。

以下、添付図面を参考に本発明を具体的に説明する。

尚、第１図は発振器の周波数を安定化するための既知の回路の概略図、第２図は 本発明の発振器の１実施例を示す同様の概略図、第３図は本発明の発振器の別の 実施例を示す同様の概略図、第４図は第２図及び第３区の実施例を組み合わせた 同様の概略図、第５図は本発明の発振器の更に別の実施例を示す同様の概略図、 第６図は第２図〜第５図の回路で使用される位相変調器を示す同様の概略図、第 ７図は第２図〜第５図の回路で使用するのに適当な移相周波数弁別器の回路図、 第８図は第２図〜第５図の回路により得られる低薙音情報帯域を示す区である。

第１図は既知の方法で周波数安定化された出力を有する電圧制御発振器（ＶＣＯ ）１を示す、出力は、例えばＴｅｒｍａｎ著”Ｅｔｅｅｔｒｏｎｉｅ　ａｎｄ　 Ｒａｄｉｏ　Ｅｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇ”、　４ｔｈ　Ｅ（１（１９５５）、　ｐ ６０６に記載されるような従来の移相周波数弁別器２に供給され、該弁別器の出 力は低域フィルタ３及び増幅器４を介してｖＣＯを制御するようにフィードバッ クされる。　ＦＭ変調がｖＣＯに加えられるとしても、その効果は弁別器の中心 周波数点（ゼロボルト）により規定される点でその中心周波数を安定化すること である。このような構成は多少異なる形態ではあるが、中間周波数（ＩＦ＞信号 を生成するために受信ＲＦ信号と混合される出力を有する局部発振器を安定化す るためにＴＶ受信器で使用される。その目的は、適切な画像表示を得るために、 受信器通過域の中心の内側にＴＶ波形を維持することである。側波帯の雑音変調 をもたらす発振器不安定（即ち位相雑音）は比較的小さいので問題ない、しかし ながら、このような不安定は、別の情報側波帯を搬送するために周波数変調によ り生成される側波帯により形成される副搬送波構造を使用するようなシステムで は盟著であり得る。

本発明の説明に先立って、発振器雑音の特徴について要約しよう、正弦波形によ り周波数変調される発振器において、発振器雑音は相加性であるか相乗性である かに関係なく、次の２つの成分に分解され得る。

（ａ）正弦波により周波数／位相変調される（本発明の関連では周波数変調と位 相変調は同義である）ような搬送波により形成される回転ベクトルと平均同位相 の雑音側波帯。これらの側波帯はＦＭ濾波形振幅変調を生じ、振幅制限とそれに 続くＰ波により除去可能である。

（ｂａａ）の回転ベクトルと平均直角移相に配置される雑音側波帯、これらの側 波帯は実際に変調指数（即ち変調周波数で除した１方向における搬送波周波数偏 差）を振幅変調し、こうして正弦波の位相変調に別の位相変調を加える。ｄＢｃ ／Ｈ２で表されるこの位相−雑音（搬送波に起因する位相雑音）は公称搬送波（ 即ち発振器周波数）からのオフセットが増加するに従って減少し、本発明が減少 しようとするのはこの位相−雑音である。

以下の本発明の説明では次の表記を使用する。

ω。＝ＲＦ搬送波角周波数（例えば２００ＭＨｚ）。

ω。。、＝固有の発振器非線形性を介して側波帯ω。±ω。１．）を生成する相 乗性雑音の角周波数（低）。

ω、＝信号変調角周波数（例えば２００ｋ）Ｉｚ）　。

ω、十ω、＝パイロットトーン角周波数（例えば２５０ｋＨｚ）。

ωゎ＝特定の場合に規定される一般雑音角周波数。

’　（ａ）　ｈ　ｔ　＊　、＝　（ｒＪ　ｅ　ｔ　＊　、が狭い帯域、例えばω 。の両ｇ１１００ｋ［ｌｚにあるときの表記。

ｋ＝相加性雑音の振幅係数。

ｔ＝時間。

６御弁別器の遅延。

ΔＰ＝信号の変調指数（例えば２０ラジアン）。

ΔＰ、＝パイロットトーンの変調指数（例えば０．１ラジアン）。

δＰ、＝例えばω、の平均値の両側１０ｋＨｚの狭い帯域内の経時変化性相加性 移相雑音変調。

別作位相−雑音側波帯の経時変化性相加性位相−靴音変調成分。

ΔＰゎ＝特定の場合に規定される一般的経時変化性位相雑音変調。

Ｊｏ、Ｊ、、Ｊ２等＝適当な引数のベラ七ル関数。

周波数変調した波形は相加性及び相乗性雑音源の両方により変調され、次のよう に表記され得る。

＾＝ｅｏｓ（ωｏＬ＋ΔＰｅａｓω、１＋ΔＰＯ＋＋＋）ＣＯ５ωｏ＋ｘ＋ｔ） ＋ｋｅｏｓωぬ（◆ｉｔ　　　　　　　　　　　　　　　、、、　（１）Ｃ１発 振器の場合、ΔＰ＝Ｏであり、式（１）は次のように表すことができる。

＾＝ｃｏｓ（ωｏｔ十ΔＰａｃｏｓω、ｔ）　　　　　　　　　　　　、、、　 　（２）ここで、相加性及び相乗性成分を表すために便宜上、一般表記ΔＰ、及 びωゎを使用する。追って詳述するように２ΔＰｃｏｓω、は除去されたので、 ｋｃｏｓω１．、ｔに含まれる相加性平均直角移相項δＰ０はｃｏｓＯ項の内側 に移動され得る。

相乗性雑音が不在であるか又は非常に小さいならば、式（２）は次のように表さ れる。

＾＝　ｅｏｓ（ωａｔ十　δＰ、）　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　 　　　　　　、、、　　（２八）式（２）及び（２＾）は搬送波に近接する相乗 性スペクトルの外側に相加性雑音を含み得るが、通常Ｐ波により除去され得るの で実際には重要でない。

式（２＾）は周波数変調発振器の式のように見えるが、実際１さ表子：２−ｓｏ ａ２１ｏ　（ｅ） にはそうでなく、単に搬送波ω。に関して直角位相の平均位相側波帯を表す、真 の雑音周波数変調発振器は次の式を有する。

Ａ＝　ｃｏｓ（ωａｔ十ΔＰｏｔｗ、Ｃ０５（ｔＪ　ｏ＋＊＋ｔ）　　　　　　 　　１１．　　（２Ｂ）相加性の状態を表す（２人）と相乗性の状態を表すく２ Ｂ）との間の差は上記の形式的計算により完全には補われないが、ΔＰがゼロよ りも大きいような状況を想定するとこの差は明確になろう、ΔＰが大きい場合、 ΔＰ変調は上記スペクトルを占める一連の所望のスペクトル線を生成するので、 相加性雑音のより高い周波数は上記Ｐ波により除去され得る。

特に、ω。±ω、の第１の側波帯は項著なω、１．．雑音成分により汚染される 傾向がある。これらの成分は、同様に他の側波帯ω。±２ω１、ω。±３ω１等 の周囲に現れるΔＰ（即ちΔＰ＋δＦ、）の低周波数振幅変調にほぼ分解され得 る０通常は、搬送波及び第１の側波帯の周囲の雑音のみが顕著であり、従って、 式〈１）は次のように書き換えられる。

複雑になり、適度に簡単な物理的解釈を得ることができないため、この移動は簡 単にはできない、このような全移動は、δＰ、の低周波数がＦＭ信号の各側波帯 を変調せず、搬送波と平均直角位相に位置する側波帯のみを生成することを意味 すると考えられる。相乗性雑音が存在する場合、これは搬送波と側波帯との両方 を直接変調し、この事実を示すためにｃｏｓ［１項の内側に適宜配置され得る。

ΔＰがゼロになると、ωおの側波帯はなく、従って、間接搬送波変調によりＴ訂 は同様にｃｏｓ［］の内側に移動され得、従って式（２）及び（２＾）となる。

本発明は、絶対方向におけるω。±ω、領域の相加性雑音（ｉ）出力周波数の周 囲の相加性雑音が望ましくは相乗性雑音のレベルに匹敵するレベルに減少するよ うなＣ１発振器、（ｉｉ）１次、及び場合によってはより高次の側波帯の周囲の 相加性雑音が望ましくは相乗性靴音のレベルに匹敵するレベルに減少するような ω、の所与の値を有するＦＭ発振器を提供することである。

本発明の作用を正しく理解するためには、特に従来の遅延（即ち移相）弁別器に より実施されるような周波数弁別原理を認識することが必要である（分かり易く するために、通常の要素記号を使用し且つ自明な第７図は、遅延ｄがＴｅｒｍａ ｎにより示される同調回路に固有でなく別の整数（例えば集中遅延線）により規 定される点において上記Ｔｅｒｓａｎ回路とやや異なる既知の弁別器回路を示す 、一方、本発明ではＴｅｒｍａｎ型の回路が使用され得る。

この場合、第１図の弁別器２の入力は上記式（２）により表される。

あるいは周波数変調信号として次のように表すこともできる。

＾＝　Ｃｏ５（ωａｔ十△ＰｒｒＣｔＪ　ｌ、ｓｉｎωｌ、ｔ）従って、弁別器 ２で生成される（２）の遅延形は次のように表される。

＾（ｃｌ）　＝　ｃｏｓ（ω、ｔ＋ｄ＋ΔＰｎｅｏｓω、を十ｄ）　　　　　　 、、、　　（４）弁別器における（２）　Ｘ　（４，）のたすき掛は及びフィル タ３による２ωゎ成分の除去後、出力は次式のようになる。

＝　ｃｏｓωｏｄ［Ｊ−（ΔＰ、　ω、ｄ）　＋　２Ｊ　２　（ΔＰ、、ω＋１ ｄ）ｅｏｓ（２ω９を十ω。ｄ）＋、、、］式（６）には因数ｓｉｎω。ｄを乗 じられる級数が含まれ、初項は周波数ω９であり、弁別器の主ＦＭ出力を表し、 その振幅は１次ベッセル成分Ｊ、により規定される。この信号は、　ｓｉｎω。

ｄが１に等しくなるように選択することにより（成分３及び４を含むフィードバ ックループの不在を一時的に仮定する）弁別器出力に連結された低域フィルタ（ 図示せず）により抽出され得る。この場合、ｅＯ５ω。ｄはゼロになり、従って 、ＤＣ（Ｊ、項により表される）又は同調（２ω、を等の項により表される）は なくなる。

他方、ＦＭ検出でなくω。の中心周波数安定化が必要とされる場合、ゼロ次のベ ッセル成分を抽出すると有利である。

これは同様に、必要な中心周波数でｅＯ５ω。ｄをゼロに等しくすることにより 得られる。このとき、安定化は第１図に示すフィードバックループを含むことに より実施され、ここでＤＣ（Ｊ、項）はＶＣＯにフィードバックされ、ＤＣ電圧 は過渡状態の消滅後にほぼゼロになる。このような安定化が実施されると、ＶＣ Ｏはこのほぼゼロの出力により規定される周波数に維持され、即ちω。がω。＋ δωに変化するに従い、ｃｏｓ［（ω。＋δω。）ｄコは次式で表される。

ｅｏｓ　（ω　ロｄ）ｅｏｓδ　ω　、ｄ−ｓｉｎ（ω　ｏｄ）ｓｉｎ　δ　ω 　ｏｄ＝　−５ｉｎ（ωａｄ）ｓｉｎ（δωａｄ）〜−δω。ｄこのように、δ ω。が公称搬送周波数ω。のいずれかの側にドリフトすると、ＤＣ出力は符号を 変える。このような構成は最終ＩＦを予備検出帯域幅内に維持することができる ので、ＶＣＯが局部発振器であり且つ混合器を介して弁別器に連結されているよ うな通常の放送受信で有益である。この場合、フィルタ３は、故意又は非故恵の 種類のＦＭ信号情報（例えば雑音）を除去するために、非常に低いカットオフを 与えられる。

しかしながら、位相雑音減少が必要な場合、１次ベッセル成分（Ｊ、項）の最適 化が必要であり、フィルタ３はＪ。及び３８項の両方を通過し且つ基本ω１信号 ｊ、を阻止するように設計される。この信号は、元の周波数／位相変調を減少す るような方法で増幅器４を介してフィードバックされる。

原則として認められることであるが、単にフィルタ３の帯域幅を増加すると周波 数安定化を長期から迅速な（位相雑音）より短期に拡張できる。

上記に：８載したような従来のフィードバック技術には次のような問題が伴う。

（ｉ）式（６）のＪ、振幅項はΔＰユωイｄに近似し、この振幅と経時変化部分 、即ち との両方は式（３）の雑音成分を表すので、このＪ、Ｓ幅項は雑音による信号の 周波数変調を表す位相検出順である。この項は全体の修正のために発振器にフィ ードバックされ得るが、実際にこのような発振器は、それ自体例えば水晶発振器 よりも位相雑音を発生し易い■ＣＯｒなければならない。

により表されるように、弁別器出力は非常に小さい、尚、高周波数（中心周波数 ω。）における時遅延が大きいと大型で高価になり、また、（７）がフィードバ ック周波数安定化を表すｓｉｎω、を項に近似するためにはω、ｄを小さい値に 維持しなければならないので、ｄは実用的な理由で小さくなければならない、実 際に、ｄの使用可能な値は（ωゎの値に依存して）因数ω９ｄを介して約８０ｃ ｌＢだけ式（７）の振幅を減少させる傾向があり、従って、増幅器４で発生され る熱雑音のレベルよりも低いレベルに検出出力を即座に減少させることが可能な 弁別器出力損失を表す。

最終的な効果は到達可能な位相雑音減少を制限することである。典型的な数字は 約２ＧＨｚで１１の搬送波からｌｋｌ’ｌｚで−８５ｃｌＢｃ／Ｈｚである。こ れは基本熱雑音の約−１７４ｄＢｍ／Ｈｚ　（即ちｌｌ１１１１搬送波）に匹敵 する。　９０ｄＢまでのギャップは大きいギャップであり、本発明の目的はこれ を減少することである。

低弁別器感度（高損失）に加えて、第１図の構成は次の３つの主な理由によりＦ Ｍ発振器の効率的な相加性位相雑音減少に不適当である。

（１）Ｊ、成分における必要な大きいＦＭ信号の存在はすぐ（こ増幅器４を飽和 するので、低レベル、即ち雑音信号を処理するように増幅器を設計しなければな らない。

（２）広域（即ち大きい変調指数）ＦＭ発振器が必要とされる場合、ｖＣＯは内 在的により非安定的であり、小さい修正周波数変調のみのために設計されたＶＣ Ｏ種よりも相加性位相雑音を発生する傾向がある。

（３）後述するように、弁別器から検出された雑音はそれ以上処理しないとｖＣ Ｏを周波数変調するには不適当である。

本発明は、周波数変調発振器と信号周波数（Ｃ−）発振器との間の差を利用する ものであり、その１実施例を第２図に示す。

第２図中、周波数ω。のｖｃｏｓは信号ｃｏｓω、ｔにより周波数変調され、式 （３）により表される位相変調信号を発生する。

ＶＣＯ５の出力はクリッピングリミタ６（一方、回路３８は無視する）とそれに 続く帯域フィルタ７（中心周波数ω。を有しており、ＶＣＯの所望のスペクトル を通過させるに十分な帯域幅を有する）により振幅制限される。クリッピングリ ミタ６それ自体は、相乗性様の特性を有するが相加性雑音に起因する別の雑音成 分を発生する。この別の成分は真の相乗性原因の成分、及び本明細書の最初から ２番目及び４番目のバラグラフに記載したＶＣＯ５内の振幅制限に起因する相加 性誘導相乗仕様成分に加えられる。リミタ６により生成される上記側の成分を許 容できない場合は、後述するような修正によりこれを除去するか又は大幅に減少 させる。フィルタフの出力は低偏差（例えば最大で約±４５°、即ち０．８ラジ アン）位相変調器８を介して遅延ｄを有する周波数弁別器９（回路６゜及び７゛ は無視する）に供給され、該弁別器の出力は中心周波数ω、を有する帯域フィル タ１０及び利得Ｃ】の増幅器】１と介して増幅器１２に供給される。成分８の適 当な回路については後述する。増幅器１２において、信号は式：を介して移相器 １３により移相されたｃｏｓω、ｔの移相形に結合され、その出力は２ω、成分 を阻止する低域フィルタ４及び減算回路１５を介して、同様にｃｏｓω、ｔを受 は取る第２の乗算器１６に供給される０回路１５は、フィルタ１４から受は取っ た信号から減算されたＤＣ入力ΔＰω、ｄを受は取る０乗算器出力は変調器８の フィルタフの出力を位相変調するべく、利得Ｃ２の増幅器１７を介して供給され る。雑音の減少した所望の出力は変調器８かち得られる。

第２図の動作を以下に説明する。　ＶＣＯ５の出力は上記式（３）により示され る波形である。雑音項δＰ１はω、変調の周囲の雑音側波帯を生成し、従って、 雑音周波数は０１周波数に関してとられ、即ち周波数ω。士ω、の雑音成分はゼ ロ周波数の情報帯雑音、又はωゎ＝＝（実際の雑音周波数−ω、）として表され る。こうしてω、の周囲のこの制限された情報帯でδＰ、を一般式δＰｍｅｏｓ ωゎｔに置き換えることができる。

情報帯域幅は例えば、５０Ｈ２以下から１ｏｋＨｚまでの範囲であり得る。

弁別器９からの出力は、式（６）のＪ、成分を求めることにより得られ、ここで δＰ、に対する小さい遅延ｄの効果を無視するならば、出力は次のように表すこ とができる。

ω、ｄ 出力−２Ｊ、（ΔＰ＋δＰｍｃｏｓωｂｔω−ｄ）ｓｉ口（０ｍ１　＋−）ω１ ｄ ζ（ΔＰ＋δＰ、ｃｏｓω、、ｔ）ω、ｄｓｉ口（ω、　１　＋　−）＋２ω等 を含む他のベッセル環 この最後の式は、変調器ωお十雑音成分ωゎを含むことが示される。フィルタ１ ０は、ω、の予想される小さい変化を通過させ且つ乗算器１２でω、どの間にう なりを生じることが可能であった２ω、の信号を阻止するように十分な帯域幅を 有する０乗算器１２は移相器１３から得られる項：を乗じることにより０１項を 除去する０乗算器１２の純出力は従って、 １　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　ω、ｄＴｘ　［ΔＰ＋δＰｓｃ ｏｓω、ｔ］ωｍｄ［１−ｃｏｓ２（ωａｔ＋−「）コ、、、　　　（９） であり、フィルタ１４が２ω１項を除去した後には次の出力を固定ＤＣ項δＰ、 ω、ｄは絶対値が等しく且っ異符号の値を減じることにより回路１５で除去され 、 出力２ω、ｄδＰｓｅｏｓωｌｌｔ　　　　　　　　　　　　、、、、　（１０ ）が残る。

Ｃｌ１１発振器で式＜１０）を式（７）に比較すると、式（７）においてωアは ほぼゼロに近くく上記（ｂ）項参照）、式（１ｏ）では対応する項はω、である ので、忌度は比ω、／ω、たけ改良されたことが認められる。ωＪωゎの比が１ ００〜１０００のとき、こうして弁別器損失を第１図に比較して４０〜２０ｄＢ に減少することができる。

また、ΔＦ及びω、が第１区に示すようにゼロであり、その２つの対応する式、 即ち弁別器後の式（７）＜式（１０）に対応）及び位相変調式（２）（式（３） に対応）で表されるときに存在する直角位相関係とは全く異なり、式＜１０）中 の経時変化項ｃｏｓωゎｔは式（３）中のδＰの元の位相雑音血■ヌｍ　（即ち δＰ。

ｅＯ９ω。ｔ）と同位相であることが理解されよう。従って、乗算器１６におけ るｃｏｓω、ｔへの再変換とそれに続く増ｔａ後に、出力（１０）は、 出力＝ω、ｄδＰｓｅｏｓω、ＬＣｏｓω、ｔ　　　　　　　　　、、、　（１ １）として、又は式（３）で使用される表記によると、出力＝ω、ｄδＰｍｅＯ ８ωｓＬ　　　　　　　　　　　　、、、　（１２）として（第１０のように周 」し見−変調ＶＣＯ５でなく）位１−変調器８にフィードバックされる。

従って、ＶＣＯ５はフィードバックルーズの外側に配置され、短期安定性を改良 するという点で有利である。これはＶ　Ｃ０へのフィードバックが大規模変調を 加えるように設計された回路エレメントへのフィードバックを含むためである。

第２図の回路は長期安定性を修正しないが、これは必ずしも重要ではない、もし そうであったら、別のＤＣＪＯ出力（式（６）参照）を弁別器９から取り出し、 第１図の従来方法で■ＣＯにフィードバックする。

説明の便宜上、増幅器１１及び１７は別個の単位として示すが、前者の増幅器は 弁別器における損失（即ち係数ω、ｄによる減衰）を克服するように機能し、後 者の増幅器は必要なフィードバック性能を与えるように機能する。しかしながら 、当業者には自明のことであるが、増幅器１７の代わりにこれらの２つの増幅器 を利得ＣＩＸに２の単一の増幅器として組み合わせてもよい、フィルタ１０は、 ２ω１項が奇数次項の選択により除去される場合には厳密には必須ではないが、 増幅器１１に到達する情報帯の外側の漂遊スプリアス及び２ω９等の信号を阻止 するように助長し得る。該フィルタは情報帯域幅を規定するようにも機能し得る が、これはフィルタ１４のほうが適している。

以上の説明において式（９）における定数ＤＣ項、δＰ、ω、ｄは減算回ｎ１５ においてＤＣ相殺により除去される。増幅器１７（単独あるいは上述のように増 幅器１１を含む）における動的範囲制限により、ΔＰがΔＰ、に比較して非常に 大きり）場合、この簡単な方法は必ずしも十分に正確ではない、この増幅器は、 熱雑音限界に匹敵する非常に低いΔＰ、のレベルに合致しなければならず、従っ て、残留ＤＣ成分は非常に小さい値に維持されなければならず、ドリフトを考慮 すると長期間にわたってこれを維持するのは困難である。必要に応じて、高域フ ィルタをカットオフ近傍のＤＣに置き換えることにより、　ＤＣ相殺を改良する ことができる。この変形例はω、に非常に近似する周波数の近傍の位相雑音修正 出力（１１）のフィードバックを減少する傾向があるが、情報帯がこの低域に延 びないならば許容可能である。上述のような別の第１図の型のフィードバックル ーズにより満足され得る長期安定性の要求が存在するとしたら、この低域である 。

上記第２図中、式（１０）により表される出力は弁別器９の出力に乗算器１２で 誘導されたｅＯｓω、を項との間にうなりを生じさせることにより得られる８式 （１１）の最終的な必要修正出力は、乗算器１６でｅＯ８ω、ｔとの間にうなり を生じることにより得られる。原則として、信号をらどの周波数ω。

に戻すこれら２つのうなり発生段階を省略しても同一の最終的結果が得られる。

この変形例によると、破線により示すように、コンポーネント１２．１４及び１ ６は省略され、増幅器１１（又は増幅器１１及び１７を組み合わせる場合は弁別 器９又はフィルタ１０）の出力は、 の移相を導入する移相器１８を介して減算回路１５に直接供給される。このとき 、式（９）は次のように表される。

ΔＰｅａｓω、を及びφωゎｔ／ω、因数を除き、式（１３）は必要な修正出力 を表す式（１１）に等しい、これらの因数の前者は回路１５でΔＰｃｏｓω、ｔ の定数ＡＣ項を減じることにより除去され得る。φが９０”に近付く傾向がある としてもω、／ωゎ比が大きいと第２の因数は小さい。しかしながら、＾Ｃ８殺 はＤＣよりも複雑であり、φω９／ω、により導入される誤差は場合によっては 問題となり得るので、結局の処２つの乗算器回路が好適である。

相乗性雑音は検出されたω、の近傍の相加性雑音側波帯と異なり、第２１２！の 回路９により検出されないことが示され得る各ω、側波帯の周囲の相関雑音を発 生するので、ω。

側波帯の周囲の位相雑音減少は相加性雑音のみに適用される。従って、■００５ は相乗性雑音を最小にするように設計されるべきである。

第２図の構成は、式（１０）により適度に良好な弁別器５度を提供し、目的によ っては十分であり得る０例えば、ω。

の周囲の情報帯域内に一８５ｄＢｃ／Ｈｚの相加性位相雑音レベルを有する発振 器、（弁別器損失を克服するために）４０ＪＢのＧ１と５０ｃｌＢのＧ２とから 合成されるループ利得、及び＋２０ｄＢｍの弁別器へのパワー人カレベルを用い ると、ＣｌｄＢｍ（即ち１１）に間して約−１５２ｃｌＢｍ／Ｈｚの位相雑音レ ベルが得られる。この減少レベルは理論的に獲得可能なレベルよりも約２０ｃｌ Ｂ近く、これを更に減少するには更に高いループ利得を使用するしかない、しか しながら、実際に９０ｄＢの上記全ループ利得は既に高く、注意深く設計しない と、ループ不安定が生じかねない、この高い利得はより長い弁別器遅延ｄを使用 すると減少し得るが、このこと自体は別のループ不安定の原因となり得る。この 点に関して性能を改良する構成を第３図に示す。

既に示したように、第２区の弁別器９からの出力、即ち式（８）は、直接位相変 調により修正できるように修正位相に雑音成分ΔＰゎｃｏｓωＩ、ｔを含む、第 ２図では、フィードパ・ンク修正を使用する。第３図はフィードフォワード修正 構成を示す、第３図はフィルタフからのｖＣＯ出力がパワーハイブリッド２４に 供給される点を除いて第２図と同様であり、該パワーハイブリッドの出力は弁別 器９と、ｄ／２Ｍ延回路２５を介して小偏差位相変調器２０とに分割され、該変 調器は利得Ｃ３の増幅器１日を介して混合器１６から変調信号を供給される。

Ｃ３自体はフィードバックｌレープよりもフィードフォワードに位置するのでほ ぼ１である（実際には損失を補償するために１よりもやや大きい）が、増幅器１ ９は前記と同様に増幅器１１を含み得、その場合該増幅器は約６１の利得を有す る。

ｖＣＯ出力はこうして図示するように直接修正される。数学的には、ｄ／２遅延 回ｎ２５を導入すると弁別器遅延ｄにより生ずる移相の効果を妨げ、従ってｄが 増加し得ると説明することができる。こうして、弁別器損失を約２０ｄＢに減少 することができる。ｄ／２遅延は経費を節減するために回路９の遅延ｄ部分（第 ７図参照）に沿って中途から取り出すことができる。

第２図に示すように、回路１２．１４及び１６を省略し、移相器１８に置き換え 、回路１５でＡＣ減算してもよい、これは、後述する第４図及び第５図について も同様である。

第３０中、■ＣＯ出力出力光の相加性位相雑音変調は理論的には、Ｃ３の手動調 節によりＣ１増帰器雑音のみを残す完全な相殺によりゼロに減少することができ る。しかしながら実際には、利得設定におけるドリフトにより、元の位相雑音レ ベルよりも２０〜４０ｃｌＢを越える改良が得られるのは短期のみである。相殺 比が２０ｄＢである場合、全体の改良は１１（ＯｄＢｍ）のＶＣＯ出力に対して −８５−２０＝　−１０５ｄＢ＋ａ／Ｈｚでしかないが＋　−８５ｄＢｍ／Ｈｚ よりも低い基本雑音レベルの発振器を使用すれば技術は十分であり得る。このよ うなフィードフォワード構成のシーケンスは、相乗性雑音により設定される極限 まで更に性能改良を得るために使用され得る。このようなシーケンスにおいて、 位相変調器２０の出力はＶＣＯ５の出力として処理され、共通移相器１３を使用 して第２のリミタ６、フィルタ７等に供給される。しかしながら、このようなシ ーケンス１３はコンポーネント、特に弁別器９及び遅延２５回路の点で経費がか かる。

第２図及び第３区のシステムを第４図に示すように組み合わせると有利である。

フィードバックループは増幅器１７と変調器８とを含み、更に１以上の第３区の フィードフォワード段を備え、更に２０〜４０ｃｌＢの改良段階を提供する。例 えば上記特徴を有する第２図の構成は、相乗性雑音の不在下で一１５２ｃｌＴｏ ／Ｈｚまでの性能を提供し得、第３図の構成はこれを更に２０ｄＢ下回る。第２ 図の構成に必要な利得が不必要に高いと見なされるならば、より低いフィードバ ック性能を採用し且つ別の第３図のフィードフォワード段によりこれを補償する ことにより利得を減らすことができる。

このような多重構成は技術的には十分であるが、低損失弁別器回路等が高価であ る。これに代わる好ましい方法は、所望の長期高相殺を自動的に得られるように フィードフォワード構成でフィードバック通銘を使用することである。

これは第５図の構成により得られる。第５図の回路は、バッファ回１！＠３７に より分離された信号変調ｃｏｓω、を以外に変調パイロットトーンｃｏｓ　（ω 、＋ω、）ｔをＶＣＯ５に加える点を除き、第３図の回路と同様である。（ω、 ＋ω、）はω、に近似し得るが、好ましくは雑音を減少すべき帯域、例えば該当 する情報帯域幅の外側に位置し、即ちω、　＝　２００ｋ）ｌｚのとき、ω。

は５０ｋ）Ｉｚであり得、（（Ｌｌ、＋０ｍ）＝２５０ｋ［Ｉｚとなる。パイロ ットトーンの変調指数ΔＰ、は約０．１ラジアンであると適当であり、即ち信号 ｃｏｓω、ｔの変調指数ΔＰ（例えば２０ラジアン）よりも小さく且つ雑音変調 指数ΔＰ１よりも大きい、ω、は正でなく負の増分であり得る。

第５図では、第３図のように乗算器１６は単独の増幅器１９を介して変調器２０ に連結されるのでなく、利得Ｇ４の増幅器２６、乗算器２７及び加算器２８を介 して該変調器に連結される。

変調器２０の出力はフィードバックループを介して乗算器２７に連結され、この ループは＠幅すミタ２９及び帯域フィルタ３０（回路６及び７と同様）、周波数 弁別器３１、利得Ｇ５ｘＣ６の増幅器３２、乗算器３３及び適当には約２Ｈｚよ りも高い周波数を阻止する低域フィルタ３４を含む０乗算器３３は更にパイロッ トトーンｃｏｓ（ω、＋ω、）ｔを供給され、フィルタ３４と共に相関器として 機能する。

動作中、第３図の基本フィードフォワード構成は、回路２６．２７及び２８によ り改良された長期間雑音相殺が得られるように制御され、乗算器２７の制御入力 は上記フィードバックループから得られる。該ループはフィルタ３４の出力とし て（発振器の最終出力でもある）変調器２０の出力の残留パイロットトーン変調 内容を検出し、該フィルタの振幅及び極性は上記パイロットトーン内容の振幅及 び位相の変化に伴って変化する。

フィルタ３４の出力は増幅器２６の利得Ｃ４により強化された元のフィードフォ ワードルーズの出力を回路２７において乗じられ、上記内容と同様に変化する乗 算器２７からの出力を発生する。こうしてフィードバックループは乗算器２７か ら出力を発生し、該出力は加算器２８（ここで出力はフィードフォワードルーズ の出力と加算される）を介して変調器２０に供給されると、フィードフォワード ループの２０ｄＢの相殺誤差に反作用して、最終出力のパイロットトーン内容を 規定レベルまで減少させる。実際に、回路２６．２７及び２８は、第３図の手動 利得制御１９に替わる自動利得制卸を構成し、必要に応じて規定の相殺を発生す るようにほぼ１単位の利得を調整する。このパイロットトーン内容の減少は同一 比率で位相雑音内容を減少させる。

上記に変えて増幅器２６５：回路３４及び２７の間に連結してもよいが、図面の ように配置すると異なる周波数の回路間に利得を分配すると共に、フィードバッ クルーズにおける大きなループ利得を避けることができ、これらはいずれも安定 性に望ましい要因であるので、当業者には自明のように図面のように構成したほ うが好適である。又、利得Ｇ６及びＣ４は交換可能であることも自明である。

第５図中、フィルタ１０及び１４は更に夫々（ω、十ω、）及びω、を通過させ なければならない、これは帯域を適当に選択することにより、あるいは必要に応 じて第３図の帯域フィルタと並列に適当な帯域フィルタ（図示せず）を連結する ことにより実施され得る。

ΔＰ、が０．１ラジアンで且つ初期フィードフォワードループ相殺が２０ｄＢで しかないとき、［；６ＸＧ４で９０ｄＢのループ利得として第５図の構成を使用 すると、約９０ｄＢのΔＰ９、従って位相雑音の最終相殺が得られる。Ｇ５の役 割は弁別器３１の損失を克服することである。フィードバック利得はＧ４ＸＧ８ ｘにＬＸに５でなくに５ＸＧ６でしかないので、必要な高い利得は第２図の構成 はど不安定である可能性は高くなく、更に、フィードバックループ（Ｇ５ＸＧ６ を含む）の周波数は非常に低く、約２１１１ｚの相関器帯域幅により制限される 。このループの周波数弁別器３１はかなり単純であり得、例えば５０ｄＢの損失 であり、即ち弁別器９の遅延よりも小さい遅延な有しており、このフィードバッ クルーズの相対安定性を利用することができる。

パイロットトーンを導入する目的は１乗算器２７により規定されるように、単に 相殺の制御を設定することである。

信号偏差ΔＰ及び雑音偏差δＰ、はこの機能に使用するには夫々前者は大き過ぎ 、後者は小さ過ぎる。残留パイロットトーンが特定の用途で発振器出力で許容さ れ得る場合、パイロットトーン周波数は情報帯域幅の（上記の説明のように外側 でなく）内側に配置され得る。あるいは、後続する位相変ｍ段階を使用してパイ ロットトーン周波数を許容可能なレベルに減少させることもできる。しかしなが ら、この段階はそれ自体ドリフト等の問題を生じる可能性があるので、このよう な構成は好ましくない。

低偏差位相変調器８及び２０は発振器の動作周波数帯に適当であり且つ相対的に 相乗性雑音を含まない場合、市販の型であり得る。より一般的には該変調器は、 説明の目的で純理論的に雑音のない変ｚ　ｖｃｏ出力が９０°（直角位相）ハイ ブリッド２１に供給される第６図に示す種類のものであり得、該ハイブリッドの 第１の出力は１８０°ハイブリツド（加算器又は減算器）２２の１つの入力に直 接連結され、第１の出力に対して直角位相に配置された第２の出力は平衡変調器 として使用するのに適当なように十分な動的範囲を有するように選択され且つ変 調信号を受信する型の乗算器２３を介して１８０°ハイブリツド２２の第２の入 力に連結される。動作理論を以下に述べる。

ハイブリッド２１からの２つの出力は、ｅｏｓ（ｓｏｔ十Ｐ）　　　　　　　　 　　　　　　　　　、、、　　（１４）及び５ｉｎ（ωｏｔ＋Ｐ）　　　　　　 　　　　　　　　・−＜１５）（式中、Ｐは６般変調項を表す）として表される 。

乗算器２３で６般変調項Ｍ（Ｍ＜　＜　１）を乗じた後の出力（１５）は、 ＭＸｓｉｎ（ωｏｔ十Ｐ）　　　　　　　　　　　　　　　　　　、、、　　（ １６）となる。

従って、変調器の最終出力は、Ｍ（ラジアンで表す）〈＜１のとき、 （１４）＋（１６）＝ｅｏｓ（ωｏｔ＋Ｐ）＋ＭＸｓｉｎ（ωｏｔ＋Ｐ）＝　ｃ ｏｓ（ω＊ｔ＋Ｐ＋ｔａｎ−’Ｍ）’ｋｃｏｓ（ωｏｔ＋Ｈ）　　　　　　　　 　　、、、　（１７）により与えられる。

式（１７）は、式（１）におけると同様に、Ｐ；ΔＰｃｏｓω、ｔ＋δＰｃｏｓ ω、を及びＭ＝（、ω−ｄδＰｃｏｓω、１、即ちＣＸ式（１２）とすることに より、式（１）の雑音で擾乱されたｖＣＯ波形の修正に適用可能な形悪で表現す ることができる。

従って、Ｇ＝Ｇ１×Ｇ３．　にω、ｄζ１であり且つフィードフォワード信号が 適当な位相を与えられるようなフィードフォワードの場合を考慮すると、修正し たｖＣＯ出力は次式で表＝ｃｏｓ（ωｏｔ＋ΔＰｅｏｓω、ｔ）　　　　、、、 　（１ｇ＞同様にしてフィードバック修正が得られることは当業者に認識されよ う、 Ｈが約３０″に達した後に関係は徐々に非線形になるので、Ｈが約３０’に達す るまでＨ〈く１でｔａｎ−’　＝　Ｍ（ラジアン）の条件は維持される。この場 合、等式が厳密であるならば雑音は一般に非常に小さいのでＨ＜１０°、例えば 約２°である。

第６図の乗算器２３は相乗性雑音の源であり得る。もしそうであるならば、その 効果は例えば増幅器を介してより高いレベルの入力を使用し、得られた出力をハ イブリッド２２に加える前に減衰することにより減少され得る。

式（１８）は、修正方法及び該方法と小偏差位相変調器との関係を理解し易くす るために含まれる。この式は内部雑音を無視したものであり、完全な相殺を仮定 しているので正確ではない、実際に、−１７４ｄＭｂ／！（ｚよりも低い限界は 得られず、更に、残留相乗性雑音は通常ではもっと高く、こうして獲得可能な限 界を設定する。上述のように、この相乗性雑音は夫々ω、側波帯の周囲で相間さ れ、周波数ω１の遅延弁別器９では検出されない、従って、該雑音は本明細書中 に記載されるフィードバック／フィードフォワード構成により修正することはで きない１以上の理論は、ｖＣＯ信号が比較的大きい変調指数項ΔＰを含むＰによ り既に位相変調されている場合でさえも、小さい変調指数位相変調Ｈ１即ち雑音 修正信号をｖＣＯ信号に加えることができ、即ち第２区〜第５図で使用される位 相変調修正方法を使用可能であることを立証している。

以上の説明は、■ＣＯに加えられる周波数／位相変調を中心とする規定の情報帯 の周囲の位相雑音減少に関するものである。上記に説明したように、このために は、適用される変調周波数（ω、）は該当帯域で情報／雑音周波数ω、（変調周 波数と呼称する）よりも著しく大きくなければならず、適用される変調周波数の 変調指数ΔＰは情報／雑音変調の変調指数ΔＰゎよりも著しく大きくなければな らない、こうすると上記目的（ｉｉ）を実現することができるが、これは通常で は目的（ｉ＞を実現するほどには重要ではない。

上述のように、目的（ｉ）は式（２＾）におけるように固定出力周波数の周囲の 帯域で低い相加性雑音を有するＣｌ１１発振器である。相乗性雑音は、実際に発 振器の最終的位相雑音性能を通常設定する許容可能なレベルにあると仮定され、 従って、一般に相加性位相雑音レベルを相乗性位相雑音よりも低いレベルに減少 するようにすることはほとんど無益である。従って、目的（ｉ）を実現するには 、上記基準に従い位相雑音の変調指数よりはまだは大きいが、例えば１．０ラジ アン未満の小さい変調指数の周波数／位相変調を故意に導入すればよい、しかし ながら、相加性雑音減少が行われるのは変調周波数の周囲の規定の情報帯域のみ である。この制限は第８図に示され、同図は搬送波ω。（即ち発振器の公称中心 層波数）の周囲に適当な側波帯を生成する小偏差周波数／位相変調ω、を示す、 更に、第２図〜第７図に示す手段による処理後に（斜線部に示すような）減少し た位相雑音内容を有する主要な上下の情報帯域３５及び３６も示される。

Ｃ−用途によっては、低雑音情報帯域３５及び３６を得るためにこうして導入さ れた小偏差指数周波数／位相変調ω。＋ω、の存在は許容され得る。しかしなが ら、必要に応じて別の位相変調器（図示せず）に低雑音帯域を得るために導入し た変調と逆位相の変調信号、即ち付加的修正後の位相変調信号 ＝　ｅｏｓ（ωｏｔ十ΔＰｅｏｓωａＬ−ΔＰｃｏｓω５ｔ）＝ｅＯ８ω、１ （式中、ω。はここでは搬送波ω。十位相雑音を示す）を加え、この別の位相変 調器を介して信号を供給し且つ２つの低雑音帯域３５及び３６を維持することに より、この変調を除去することができる。この波形は、これらの低雑音帯域内で 情報を含む信号と混合するためにＣＭ発振器波形として有用である。但し低雑音 情報帯域を例えばゼローＩＦ／直流変換受信器で使用する場合のように搬送波に 近くする必要がある場合は、あまり有用ではない。

しかしながらこの最後の要件は、第Ｓ図の完全側波帯構造を維持し、次に例えば 帯域フィルタ（口承せず）により低雑音側波帯の１つを抽出し且つ搬送波と他の 主側波帯、及び使用される変調指数値に由来するその他の側波帯を棄却すること により満足され得る。抽出した側波帯を増幅し、発振器信号として使用すること ができる。この方法に間しては、元の搬送波が比Ｊ、（ΔＰ）／Ｊ、（ΔＰ）（ ΔＰは小さく、Ｊｏ及びＪ、は夫々ゼロ次及び１次のベッセル関数である）だけ 側波帯の周波数よりも大きい周波数を有するという点に小さい問題がある。（こ の比は位相変調波形を表す式の通常の展開により得られる。）例えば約０．５ラ ジアンのΔＰの値は４．７５の振幅比を与え、これには不要な搬送波ω。の高い 棄却が必要である。、：のためには、ω。とω。＋ω１（又はω。

−ω、）との間に十分な一波が得られるようにω、を比較的大きくするｅ・要が ある。しかしながら、ω１が大き過ぎると、その発生は固有の位相雑音の問題を 生じ得る。

この問題は、第２図〜第５図の方法により、即ち信号ω、／Ｒ（Ｒ＞　＞　１） でω、を位相変調することによりω、それ自体を発生することにより克服できる 。ω、の位相雑音の問題はこうして、第２図〜第５図中ωからω、への移動と全 く同様にこのより低い周波数ω、／Ｒに移される。ω、／Ｒは必要な情報帯域幅 よりも更に大きくなければならない。

このように、第８図に関して説明した方法は、通常著しく低い周波数の発信器か らしか期待されなかった相加性位相雑音性能を高周波数発信器から得る方法を提 供するものであり、このような性能は、発信器を使用すすべきｒ液量に依存する １以上の位相変調段階のシーケンス、即ち夫々れた出力を有する第２図〜第５図 の回路の系列により得られる。

更に、第８図に間して説明した方法は、ω、が大きく、従ってそれ自体の高い位 相雑音レベルを生成する傾向がある場合に、完全な低雑音側波帯構造が必要な第 ２図〜第５図の精成でω１を安定化させるためにも使用することができることが 理解されよう。

第８図に関して説明したＣＭ出力を得るために第５図の回路を使用する場合、ω １それ自体をパイロットトーンにできることが予想されよう、これは原則として は可能であるが、出力中のω、内容を維持する必要があると同時にこれを減少す るようにしなければならないので、実際には困難である。

第２図の説明で上述したように、第２図〜第５図のクリッピングリミタ６はその 作用により、次のように生じる別の相関雑音成分と発生する。瞬時周波数の近傍 のＶＣＯ５、即ち変調周波数ω、よりも著しく小さいこの周波数の周囲の帯域幅 内で発生された相加性雑音側波帯は、Ｓ幅変調及び位相変調成分の両方を有する 。理想的にはＳ幅変調成分はリミタ６により振幅制限されるべきでなく、このよ うな制限があると、周波数置１ＶｃＯ５の各ω、の周囲の側波帯の周囲に上記の 別の相関雑音成分を生じる。上述のように、この相関雑音は相乗性雑音に等しく １発振器自体の内側で任意の制限方法により発生された相乗性雑音及び発振器自 体の内側で乗法的方法により発生された相乗性雑音に付加的である。これらの全 形態の相関雑音は本発明により減少されず、従って、このような雑音の全体のレ ベルを最小にする必要がある場合は、リミタ６によりこのような雑音が発生しな いようにするか又はこれを減少するようにしなければならない、これは次のよう にして達せられる。

上述のように、理想的にはリミタ６は、第２図〜第５図の回路の最終出力におけ る対応する相聞側波帯が存在できないように、上記近接側波帯の振幅を制限すべ きでない。

しかしながら、本発明を実施するためには、これらの近接側波帯以外の側波帯は 振幅制限しなければならない、また、近接側波帯の振幅制限は、周波数弁別器９ が適正に機能するためにも不可欠である。これらの要件は、クリッピングリミタ ６とこれに後続する帯域フィルタ７を（第２図の破線６′及び７′で示すように ）弁別器９の直前に移動することにより満足され得る。前者のクリッピングリミ タ６は、上記近接側波帯以外の雑音側波帯のみを振幅制限するように精成された 周波数選択リミタ３８（同様に示す）により置き換えられる。

周波数選択リミタ３８の好適例は、例えば周波数選択的に修正された本出願人名 義の同時係属英国出願第８７１２５５６号（英国特許出願公開第２１９１３２１ Ａ号）に記載されているような正規化回路により形成される。この正規化回路（ 例えば第１図の回路）は、入力信号（この場合ＶＣＯ５からの入力信号）を受は 取り且つ除算器回路に分母として供給される出力を有する線形検出器を備える。

除算器は分子として基準電圧（この目的では、適当なレベルに設定された固定電 圧を目的とする）を受は収り、除算弱出力は、同様に入力信号を受は取る乗算器 に供給される。混合器出力は正規化（この場合制＠）された入力信号である０周 波数選択修正は上記近接周波数が除算器に送られないように、検出器と除算器と の間にフィルタを連結することから成る。このフィルタ回路はＤＣ近傍から適当 には１／４ω、までの周波数を阻止し且つそれよりも高い周波数を通過させるよ うに精成されている。

（本出願人名義の同時係属英国出願第８７２８５７７号は出願第８７１２５５６ 号に基づく周波数選択正規化回路についてより詳細に記載している。）このよう に、正規化回路出力は上記近接周波数しか振幅変調されない、正規化回路はクリ ・ンビングリミタのように出力を歪ませないので、リミタ６に後続する帯域フィ ルタ７はこのような歪みを除去するために正規化回路出力に不要であるが、他の 理由から望ましいと認められる。

第２図の上記変形は第３図〜第５区でも同様に実施され得る。

（＃：わ１４） （４Ｌ才授噴°） 国際調査報告 国際調査報告

Claims (32)

【特許請求の範囲】
1. １．少なくとも１つの規定された周波数帯域で所与の周波数の発振器からの出力 における相加性位相雑音を減少させる方法であって、該帯域で最高の相乗性位相 雑音周波数（非変調発振器周波数と呼称する）よりも著しく高い周波数を有して おり且つ該帯域で位相雑音全体（即ち相加性プラス相乗性）の変調指数よりも著 しく大きい変調指数を生成する周波数変調信号を発振器に加え、該帯域内で該所 与の周波数の周波数変調側波帯を生成する段階と、発振器出力における相加性位 相雑音変調を相殺する傾向のある方向及び振幅で、位相変調以前又は以後のいず れかに発振器出力の振幅制限形を受け取る適当な遅延を有する周波数弁別器の出 力から選択された変調周波数の信号で該発振器からの出力を位相変調する段階と を含んでおり、こうして位相変調した発振器からの出力が、該帯域で減少した相 加性位相雑音を有する周波数変調出力となるようにする前記方法。
2. ２．単に発振器の直接出力を振幅制限することにより、発信器出力の該振幅制限 形を生成することを特徴とする請求項１に記載の方法。
3. ３．発振器の瞬時周波数に近接する側波帯以外の発振器の直接出力を振幅制限し 、更に該周波数弁別器への直接入力を振幅制限することにより、発信器出力の該 振幅制限形を生成することを特徴とする請求項１に記載の方法。
4. ４．弁別器が該位相変調後に発振器出力を受け取り、該選択された信号を比較的 高い増幅後に該位相変調を実施するべくフィードバックすることを特徴とする請 求項１から３のいずれか一項に記載の方法。
5. ５．弁別器が該位相変調の前に発振器出力を受け取り、該選択された信号を比較 的低い増幅後に該位相変調を実施するべくフィードフォワードすることを特徴と する請求項１から３のいずれか一項に記載の方法。
6. ６．選択された信号に周波数変調信号の適当な移相形を乗じ、相加性位相雑音周 波数のみにおける積の成分を選択して非移相周波数変調信号を乗じ、該後者の乗 算の積を適用して該位相変調を実施することを特徴とする請求項４又は５に記載 の方法。
7. ７．選択された信号を適当に移相し、相加性位相雑音周波数で変調された成分の みを直接適用して該位相変調を実施することを特徴とする請求項４又は５に記載 の方法。
8. ８．請求項４に記載の方法及び請求項５に記載の方法の両方をを含むことを特徴 とする請求項１から３のいずれか一項に記載の方法。
9. ９．請求項６に記載の方法又は請求項７に記載の方法を含む請求項８に記載の方 法。
10. １０．位相雑音全体の変調指数よりも大きく且つ前者の周波数変調信号の変調指 数よりも小さい変調指数を生成するべく発振器に更に周波数変調パイロット信号 を加え、相加性位相雑音の減少した周波数変調発振器出力のパイロット信号内容 を検出し、該規定の周波数帯域内における該パイロット信号内容、即ち相加性位 相雑音内容を減少する方向に、該位相変調を実施する信号を制御するためにフィ ードバックすることを特徴とする請求項５から７のいずれか一項に記載の方法。
11. １１．パイロット信号周波数が該規定周波数帯の外側に位置することを特徴とす る請求項１０に記載の方法。
12. １２．該相加性位相雑音の減少した周波数変調出力を次に、逆位相で加えられる 該前者周波数変調で位相変調し、こうして該帯域で減少した相加性雑音を有する 該所与の周波数から実質的に構成される出力を得るようにすることを特徴とする 請求項１から１１のいずれか一項に記載の方法。
13. １３．該相加性位相雑音の減少した周波数変調出力を次にろ波し、該所与の周波 数及び該周波数変調側波帯の１つを除く全部を除去し、減少した相加性位相雑音 を有する該１つの周波数変調側波帯のみが実質的に残るようにすることを特徴と する請求項１から１１のいずれか一項に記載の方法。
14. １４．該１つの周波数変調側波帯を該周波数変調信号として加え、請求項１から １３のいずれか一項に記載の方法による相加性位相雑音減少方法を実施される出 力を有する後続する発振器を周波数変調することを特徴とする請求項１３に記載 の方法。
15. １５．発振器、又は各発振器が電圧制御発振器であることを特徴とする請求項１ から１４のいずれか一項に記載の方法。
16. １６．少なくとも１つの規定された周波数帯域内で所与の周波数の発振器からの 出力における相加性位相雑音を減少させるための装置であって、発信器と、該帯 域で最高の相乗性位相雑音周波数（非変調発振器周波数と呼称する）よりも著し く高い周波数を有しており且つ該帯域で位相雑音全体（即ち相加性プラス相乗性 ）の変調指数よりも著しく大きい変調指数を生成する周波数変調信号を発振器に 加え、該帯域内で該所与の周波数の周波数変調側波帯を生成するための手段と、 発振器出力における相加性位相雑音変調を相殺する傾向のある方向及び振幅で、 位相変調以前又は以後のいずれかに発振器出力の振幅制限形を受け取るように適 当な遅延を有しており且つ振幅制限手段を介して連結された周波数弁別器の出力 に連結されたフィルタ手段により選択された変調周波数の信号で該発振器からの 出力を位相変調するための位相変調器とを備えており、こうして位相変調した発 振器からの出力が、該帯域内で減少した相加性位相雑音を有する周波数変調出力 となるようにする前記装置。
17. １７．該振幅制限手段が発振器の直接出力のみを振幅制限するように連結されて いることを特徴とする請求項１６に記載の装置。
18. １８．該振幅制限手段が、発振器の瞬時周波数に近接する側波帯以外の発振器の 直接出力を振幅制限するように連結及び構成された第１の振幅制限手段と、該周 波数弁別器への直接入力を振幅制限するように連結された第２の振幅制限手段と を備えることを特徴とする請求項１６に記載の装置。
19. １９．該第１の振幅制限手段が、同時係属英国出願第８７１２５５６号（公開第 ２１９１３２１Ａ号）に記載されているような正規化回路を備えており、該正規 化回路は更に、該近接周波数が除算器回路に到達するのを実質的に阻止するため にその検出器と除算器回路との間に連結されたフィルタ手段を有することを特徴 とする請求項１８に記載の装置。
20. ２０．弁別器が位相変調後に発振器出力を受け取るように連結されており、該選 択された信号が比較的高い利得の増幅器を介して該位相変調を実施するように該 位相変調器にフィードバックされることを特徴とする請求項１６から１９のいず れか一項に記載の装置。
21. ２１．弁別器が該位相変調以前に発振器出力を受け取るように連結されており、 該選択された信号が比較的低い利得の増幅器を介して該位相変調を実施するよう に該位相変調器にフィードフォワードされることを特徴とする請求項１６から１ ９のいずれか一項に記載の装置。
22. ２２．選択された信号が、同様に移相器を介して周波数変調信号の適当な移相形 を受け取る第１の乗算器に供給され、相加性位相雑音周波数のみにおける積の成 分が第１の乗算器に連結されたフィルタ手段をを介して選択され、同様に非移相 周波数変調信号を受け取る第２の乗算器に供給され、該第２の乗算器の出力が該 位相変調を実施するように該位相変調器に供給されることを特徴とする請求項２ ０又は２１に記載の装置。
23. ２３．該フィルタ手段からの選択された信号が適当な移相器を介して該増幅器に 供給され、こうして相加性位相雑音周波数で変調された成分のみが該位相変調を 実施するために直接加えられることを特徴とする請求項２０又は２１に記載の装 置。
24. ２４．請求項２０に記載の装置及び請求項２１に記載の装置の両方を備えること を特徴とする請求項１６から１９のいずれか一項に記載の装置。
25. ２５．請求項２２に記載の装置又は請求項２３に記載の装置を備えることを特徴 とする請求項２４に記載の装置。
26. ２６．位相雑音全体の変調指数よりも大きく且つ前者周波数変調信号の変調指数 よりも小さい変調指数を生成するべく周波数変調パイロット信号を発振器に付加 的に加えるための手段と、相加性位相雑音の減少した周波数変調発振器出力のパ イロット信号内容を検出するための手段と、該規定の周波数帯域内で該パイロッ ト信号内容、即ち相加性位相雑音内容を減少させる方向に該位相変調を実施する 信号を制御するために該パイロット信号内容をフィードバックするための手段と を備えることを特徴とする請求項２１から２３のいずれか一項に記載の装置。
27. ２７．パイロット信号周波数が該規定の周波数帯域の外側に位置することを特徴 とする請求項２６に記載の装置。
28. ２８．該相加性位相雑音の減少した周波数変調出力が別の位相変調器に供給され 、該変調器には該前者周波数変調信号が位相変調信号として逆位相で供給され、 こうして該帯域内で減少した相加性雑音を有する該所与の周波数から実質的に構 成される出力が得られるようにすることを特徴とする請求項１４から２７のいず れか一項に記載の装置。
29. ２９．該相加性位相雑音の減少した周波数変調出力が、該所与の周波数及び該周 波数変調側波帯の１つを除く全部を除去するように構成されたフィルタ手段に供 給され、こうして濾波された出力が減少した相加性位相雑音を有する該１つの周 波数変調側波帯のみから実質的に構成されるようにすることを特徴とする請求項 １４から２７のいずれか一項に記載の装置。
30. ３０．周波数変調信号を該発振器に加えるための手段が、請求項２９に記載の装 置を備えており、該周波数変調信号が該周波数変調側波帯出力により構成される ことを特徴とする請求項１４から２９のいずれか一項に記載の装置。
31. ３１．発振器又は各発振器が電圧制御発振器であることを特徴とする請求項１４ から３０のいずれか一項に記載の装置。
32. ３２．添付図面の第２図から第８図に関して実質的に上記に記載したような、発 振器の出力における位相雑音を減少させるための方法又は装置。