JPH0248824A - 位相同期回路 - Google Patents
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- JPH0248824A JPH0248824A JP1004043A JP404389A JPH0248824A JP H0248824 A JPH0248824 A JP H0248824A JP 1004043 A JP1004043 A JP 1004043A JP 404389 A JP404389 A JP 404389A JP H0248824 A JPH0248824 A JP H0248824A
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- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 claims 2
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 abstract description 8
- 230000010354 integration Effects 0.000 abstract description 4
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 8
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 2
- 238000013016 damping Methods 0.000 description 2
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 2
- 238000012790 confirmation Methods 0.000 description 1
- 238000007599 discharging Methods 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000035945 sensitivity Effects 0.000 description 1
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N5/00—Details of television systems
- H04N5/04—Synchronising
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
- H03L7/00—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation
- H03L7/06—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a reference signal applied to a frequency- or phase-locked loop
- H03L7/08—Details of the phase-locked loop
- H03L7/10—Details of the phase-locked loop for assuring initial synchronisation or for broadening the capture range
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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- H03L7/08—Details of the phase-locked loop
- H03L7/085—Details of the phase-locked loop concerning mainly the frequency- or phase-detection arrangement including the filtering or amplification of its output signal
- H03L7/089—Details of the phase-locked loop concerning mainly the frequency- or phase-detection arrangement including the filtering or amplification of its output signal the phase or frequency detector generating up-down pulses
- H03L7/0891—Details of the phase-locked loop concerning mainly the frequency- or phase-detection arrangement including the filtering or amplification of its output signal the phase or frequency detector generating up-down pulses the up-down pulses controlling source and sink current generators, e.g. a charge pump
- H03L7/0895—Details of the current generators
-
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- H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
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- H03L7/08—Details of the phase-locked loop
- H03L7/10—Details of the phase-locked loop for assuring initial synchronisation or for broadening the capture range
- H03L7/107—Details of the phase-locked loop for assuring initial synchronisation or for broadening the capture range using a variable transfer function for the loop, e.g. low pass filter having a variable bandwidth
- H03L7/1075—Details of the phase-locked loop for assuring initial synchronisation or for broadening the capture range using a variable transfer function for the loop, e.g. low pass filter having a variable bandwidth by changing characteristics of the loop filter, e.g. changing the gain, changing the bandwidth
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- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
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Description
【発明の詳細な説明】
[産業上の利用分野]
本発明は位相同期回路に関するものであり、特にそのル
ープフィルタに関するものである。
ープフィルタに関するものである。
[従来の技術]
第2図は位相同期回路を示すブロック図である。同図に
おいて1は位相誤差検出を行なう位相比較器、2はルー
プフィルタ、3は電圧制御発振器、4は入力信号、5は
出力信号である。信号5はさらに前記1の位相比較器へ
フィードバックされ、位相同期の為のループ回路が構成
される。また6は位相進み信号、7は位相遅れ信号、1
0は前記2のループフィルタの出力信号であり、前記3
の電圧制御発振器へ入力され、発振制御信号となる。
おいて1は位相誤差検出を行なう位相比較器、2はルー
プフィルタ、3は電圧制御発振器、4は入力信号、5は
出力信号である。信号5はさらに前記1の位相比較器へ
フィードバックされ、位相同期の為のループ回路が構成
される。また6は位相進み信号、7は位相遅れ信号、1
0は前記2のループフィルタの出力信号であり、前記3
の電圧制御発振器へ入力され、発振制御信号となる。
位相同期回路は前記4と5との間に位相差を検出すると
、前記6あるいは7のいずれか一方の信号をアクティブ
にして、ループフィルタ2を介して電圧制御発振器3を
位相差が減少するように制御する。
、前記6あるいは7のいずれか一方の信号をアクティブ
にして、ループフィルタ2を介して電圧制御発振器3を
位相差が減少するように制御する。
第3図は従来の位相同期回路におけるループフィルタの
例を示す0本ループフィルタは駆動電流I0の定電流源
8および9からなるチャージポンプと、抵抗R(抵抗値
R,)とキャパシタC(容量値C,)とからなる低域フ
ィルタにより構成される。
例を示す0本ループフィルタは駆動電流I0の定電流源
8および9からなるチャージポンプと、抵抗R(抵抗値
R,)とキャパシタC(容量値C,)とからなる低域フ
ィルタにより構成される。
今、時間幅1.の進み位相差が検出されたとすると、位
相進み信号6がアクティブになり、SWlがONする。
相進み信号6がアクティブになり、SWlがONする。
この結果、ループフィルタの出力10の電圧レベルは瞬
時に(fa XRI+ )だけ上昇し、さらにキャパシ
タCが電流源8により充電される分だけの電圧上昇が徐
々に加わる。この電圧上昇分はt1時間後には(Ia
X t+ ) /C。
時に(fa XRI+ )だけ上昇し、さらにキャパシ
タCが電流源8により充電される分だけの電圧上昇が徐
々に加わる。この電圧上昇分はt1時間後には(Ia
X t+ ) /C。
になる0位相差がなくなればSWIが0FFL、キャパ
シタCの端子間に保持される電圧が、そのままループフ
ィルタの出力10になる。
シタCの端子間に保持される電圧が、そのままループフ
ィルタの出力10になる。
逆に位相遅れ信号7がアクティブになった場合には、S
W2がONして(Io xRo )の電圧降下を生じる
と共に、キャパシタCに保持される電荷も徐々に放電さ
れ1位相差を検出している期間は低下し続ける0位相差
がなくなればSW2は0FFL、再びキャパシタCの端
子間電圧がループフィルタの出力lOになる。
W2がONして(Io xRo )の電圧降下を生じる
と共に、キャパシタCに保持される電荷も徐々に放電さ
れ1位相差を検出している期間は低下し続ける0位相差
がなくなればSW2は0FFL、再びキャパシタCの端
子間電圧がループフィルタの出力lOになる。
ループフィルタは上述したように、位相比較器で検出さ
れる位相差に応じた電圧を出力する位相−電圧変換器と
してとらえることもできる。変換された電圧出力により
電圧制御発振器は制御され、位相差は絶えず補正される
ことになる。
れる位相差に応じた電圧を出力する位相−電圧変換器と
してとらえることもできる。変換された電圧出力により
電圧制御発振器は制御され、位相差は絶えず補正される
ことになる。
しかるに、前述した従来の位相同期回路は、幾つかの点
で課題を残している。第一は集積回路化する場合の問題
である。従来のループフィルタは低域フィルタとして抵
抗RとキャパシタCの構成をとるが、抵抗値にばらつき
があると、当然ながら前述の(IaXRo)の電圧変化
分にもばらつきを生じる。従って安定したループフィル
タの特性を得る為には、抵抗Rのばらつきは極力押える
必要がある。
で課題を残している。第一は集積回路化する場合の問題
である。従来のループフィルタは低域フィルタとして抵
抗RとキャパシタCの構成をとるが、抵抗値にばらつき
があると、当然ながら前述の(IaXRo)の電圧変化
分にもばらつきを生じる。従って安定したループフィル
タの特性を得る為には、抵抗Rのばらつきは極力押える
必要がある。
一方、集積化する場合に用いられる容量値としては1面
積上の制約から高さ数十PF程度になる。従って前述の
定電流I0で、キャパシタCを位相差に従いt、の期間
充放電する時の電圧レベルの変化分(re Xj、)/
coを変えることなく、従来のループフィルタの構成の
まま、これを集積化する為には、C0に合わせて工。を
小さくする必要がある。この時、前述の(Ia XR6
)も小さくなるから、この値も変えない為にはRoを大
きくせざるを得なくなる6 具体的に伝達関数H(S)が で表わされる位相同期回路について考えてみる。
積上の制約から高さ数十PF程度になる。従って前述の
定電流I0で、キャパシタCを位相差に従いt、の期間
充放電する時の電圧レベルの変化分(re Xj、)/
coを変えることなく、従来のループフィルタの構成の
まま、これを集積化する為には、C0に合わせて工。を
小さくする必要がある。この時、前述の(Ia XR6
)も小さくなるから、この値も変えない為にはRoを大
きくせざるを得なくなる6 具体的に伝達関数H(S)が で表わされる位相同期回路について考えてみる。
(3,11式において、Wnは自然角周波数、ζはダン
ピング係数と称され、各々次式で表わされる。
ピング係数と称され、各々次式で表わされる。
= −CRW n f3.31式ここでC,R
はループフィルタを構成する容量、抵抗であり、Kは位
相同期回路の閉ループ利得を示す、閉ループ利得にはチ
ャージポンプの定電流源の充放電流Iと電圧制御発振器
の変換係数Kvとの積で与えられ。
はループフィルタを構成する容量、抵抗であり、Kは位
相同期回路の閉ループ利得を示す、閉ループ利得にはチ
ャージポンプの定電流源の充放電流Iと電圧制御発振器
の変換係数Kvとの積で与えられ。
K=IXKv (3,41式である0位
相同期回路の設計は、一般に最適なWn、この値を決定
し、それに合わせてループフィルタの定数を選定する0
例えばフロッピーディスク装置において用いられるデー
タセパレータの位相同期回路では、リードデータ入力の
有するジッター(ピークシフト)に追従しないように、
Wn=30X 10” [rad/s ]ζ=0,7 程度に選ばれる。上記のWn、この値が得られるループ
フィルタ定数を求めてみる。電圧制御発振器の変換係数
Kvは、K v = 75 X 10 ” [Hw/
Vコ、C=50PFと仮定する。この時。
相同期回路の設計は、一般に最適なWn、この値を決定
し、それに合わせてループフィルタの定数を選定する0
例えばフロッピーディスク装置において用いられるデー
タセパレータの位相同期回路では、リードデータ入力の
有するジッター(ピークシフト)に追従しないように、
Wn=30X 10” [rad/s ]ζ=0,7 程度に選ばれる。上記のWn、この値が得られるループ
フィルタ定数を求めてみる。電圧制御発振器の変換係数
Kvは、K v = 75 X 10 ” [Hw/
Vコ、C=50PFと仮定する。この時。
(3,2r式より
K = CW n ”
=0.045
従って電流源電流■は
I=に/kV
=0.6 [μA]
となる、一方+3.31式より抵抗Rは=933.3
[KΩ] と求まり、かなりの高抵抗になることが導かれる。
[KΩ] と求まり、かなりの高抵抗になることが導かれる。
以上のように集積化する場合の抵抗Rとしては、ばらつ
きが少なく、高抵抗であることが要求される。ところで
集積回路で使われる抵抗として、ウェル抵抗やポリ抵抗
があるが、前者は比較的高抵抗であり、面積上有利であ
るが、ばらつきは大きくなる。一方後者の場合は、精度
は良くなるが、逆に面積的に不利になる。従っていずれ
にしても従来のループフィルタの構成のままに、位相同
期回路を集積化することには、困難を伴なうことになる
。
きが少なく、高抵抗であることが要求される。ところで
集積回路で使われる抵抗として、ウェル抵抗やポリ抵抗
があるが、前者は比較的高抵抗であり、面積上有利であ
るが、ばらつきは大きくなる。一方後者の場合は、精度
は良くなるが、逆に面積的に不利になる。従っていずれ
にしても従来のループフィルタの構成のままに、位相同
期回路を集積化することには、困難を伴なうことになる
。
第2の問題は、電源ON後のロックインに関わる。電源
ON直後は、ループフィルタのキャパシタCの端子間電
圧はゼロであるから、第2図における電圧制御発振器3
の発振制御信号lOもゼロレベルになる。従って電圧制
御発振器3は電源ON時には、いわゆるロック周波数(
中心周波数)からは大きくはずれており、この状態から
ロック状態に至るまでには、時間がかかることになる。
ON直後は、ループフィルタのキャパシタCの端子間電
圧はゼロであるから、第2図における電圧制御発振器3
の発振制御信号lOもゼロレベルになる。従って電圧制
御発振器3は電源ON時には、いわゆるロック周波数(
中心周波数)からは大きくはずれており、この状態から
ロック状態に至るまでには、時間がかかることになる。
このロックイン時間を短縮する為に、ループフィルタの
ゲインを高くすると、ロック後の入カシツタにも追従し
易くなり、好ましくない、逆に耐ジッタ感度を鈍くする
と、ロックインに時間がかかり、極端な場合には正常な
ロックインに至らないという状況も存在した。
ゲインを高くすると、ロック後の入カシツタにも追従し
易くなり、好ましくない、逆に耐ジッタ感度を鈍くする
と、ロックインに時間がかかり、極端な場合には正常な
ロックインに至らないという状況も存在した。
そこで本発明は、このような問題点を解決するものであ
り、その目的とするところは、集積回路化が容易であり
、かつ電源ON後のロックインが、高速にしかも確実に
行なわれる位相同期回路を提供することにある。
り、その目的とするところは、集積回路化が容易であり
、かつ電源ON後のロックインが、高速にしかも確実に
行なわれる位相同期回路を提供することにある。
[課題を解決するための手段]
本発明の位相同期回路は、
入力信号と電圧制御発振器の出力信号との位相誤差検出
を行なう位相比較器の出力を、ループフィルタを介して
前記電圧制御発振器の制御入力に接続するようにした位
相同期回路において、前記ループフィルタは、 a)前記ループフィルタの出力端子と正側電源電位との
間に接続された第1の容量素子、b)前記ループフィル
タの出力端子と負側電源電位との間に接続された第2の
容量素子、C)第1の信号により、前記第1、第2の容
量素子の一方に並列に接続する第3の容量素子と前記第
3の容量素子の接続を切換える切換手段、d)第2の信
号により、前記第1、第2の容量素子の一方に並列に接
続する第4の容量素子と前記第4の容量素子の接続を切
換える切換手段、e)前記第1の信号により、前記第1
、第2、第3、第4の容量素子を充電する電流源。
を行なう位相比較器の出力を、ループフィルタを介して
前記電圧制御発振器の制御入力に接続するようにした位
相同期回路において、前記ループフィルタは、 a)前記ループフィルタの出力端子と正側電源電位との
間に接続された第1の容量素子、b)前記ループフィル
タの出力端子と負側電源電位との間に接続された第2の
容量素子、C)第1の信号により、前記第1、第2の容
量素子の一方に並列に接続する第3の容量素子と前記第
3の容量素子の接続を切換える切換手段、d)第2の信
号により、前記第1、第2の容量素子の一方に並列に接
続する第4の容量素子と前記第4の容量素子の接続を切
換える切換手段、e)前記第1の信号により、前記第1
、第2、第3、第4の容量素子を充電する電流源。
f)前記第2の信号により、前記第1、第2、第3、第
4の容量素子を放電する電流源、を備えたことを特徴と
する。
4の容量素子を放電する電流源、を備えたことを特徴と
する。
以下、本発明の実施例を図面に基づいて説明する。第1
は本発明の位相同期回路におけるループフィルタの構成
を示している。同図において前述した第3図と同一部に
は、同一符号を付す。
は本発明の位相同期回路におけるループフィルタの構成
を示している。同図において前述した第3図と同一部に
は、同一符号を付す。
電源ON時には1位相誤検出信号6.7は出力されるこ
とはなく、5W1−3W4は第1図に示す状態にある。
とはなく、5W1−3W4は第1図に示す状態にある。
この時、ループフィルタの出力10は電源間(V 00
− V ss間)をC1,c4ノ並列容量と、C2、C
3の並列容量とで分圧した電圧レベルとなる。つまり、
■。。と出力10の間にC3とC4、出力10とV□の
間に02とC8が接続される。従って例えばC1=C*
、Cs=C4とすれば、電源ON時の出力10は瞬時に
v DO/ 2 (v ss = o v )となる、
電圧制御発振器は発振制御信号がV0/2である時に、
ロック周波数で発振するようにしておけば、電源ON時
に本発明の位相同期回路が速やかにロックインされるこ
とは明らかである。
− V ss間)をC1,c4ノ並列容量と、C2、C
3の並列容量とで分圧した電圧レベルとなる。つまり、
■。。と出力10の間にC3とC4、出力10とV□の
間に02とC8が接続される。従って例えばC1=C*
、Cs=C4とすれば、電源ON時の出力10は瞬時に
v DO/ 2 (v ss = o v )となる、
電圧制御発振器は発振制御信号がV0/2である時に、
ロック周波数で発振するようにしておけば、電源ON時
に本発明の位相同期回路が速やかにロックインされるこ
とは明らかである。
次に位相遅れ信号7がアクティブになった場合について
説明する。この時SW2がONL、SW4は負側電源電
位Vanに切換わる。よってV。Dと出力10の間ニC
1、出力10とv、、の間ニC1、C8、C1が接続さ
れる。つまりループフィルタの出力lOは、電源間を0
1とC1、Cz、 C4の並列容量とで分圧した電圧レ
ベルに瞬時に降下し、その後電流源9により放電し、出
力レベルはさらに下がる。この結果電圧制御発振器は、
その発振周波数を高め位相の遅れを補正することになる
。
説明する。この時SW2がONL、SW4は負側電源電
位Vanに切換わる。よってV。Dと出力10の間ニC
1、出力10とv、、の間ニC1、C8、C1が接続さ
れる。つまりループフィルタの出力lOは、電源間を0
1とC1、Cz、 C4の並列容量とで分圧した電圧レ
ベルに瞬時に降下し、その後電流源9により放電し、出
力レベルはさらに下がる。この結果電圧制御発振器は、
その発振周波数を高め位相の遅れを補正することになる
。
ここでロック状態から、位相遅れ検出による容量分圧比
の変化によって生じる電圧変化分ΔVaを求めてみる。
の変化によって生じる電圧変化分ΔVaを求めてみる。
ロック状態の発振制御信号の電圧レベルがV 、、/
2である場合について言うと、 C,=C2、C,=C
,の関係が成り立つならば、であるから、△Vaは となる。
2である場合について言うと、 C,=C2、C,=C
,の関係が成り立つならば、であるから、△Vaは となる。
第3図に示した従来のループフィルタでは、位相遅れ検
出時の上記と等価の電圧変化分△vbは、ΔVb= I
6 X Ro +3.71式と表わされ
ることは明らかである。 (3,61式と(3,7)式
とを比較すれば、等測的になる関係が成り立つことがわ
かる。 (3,41式は本発明におけるループフィルタ
では、容量比と定電流源の電流値とで、見掛は上の抵抗
値が決まることを示している。
出時の上記と等価の電圧変化分△vbは、ΔVb= I
6 X Ro +3.71式と表わされ
ることは明らかである。 (3,61式と(3,7)式
とを比較すれば、等測的になる関係が成り立つことがわ
かる。 (3,41式は本発明におけるループフィルタ
では、容量比と定電流源の電流値とで、見掛は上の抵抗
値が決まることを示している。
位相進み信号6がアクティブになった場合は。
SWlがONL、SW3は正側電源電位VDDに切換わ
る。よってVll+と出力10の間にC,、C,、C4
、出力10とV□の間にC1が接続される。この時ルー
プフィルタの出力10は、電源間をCI、+3、C4の
並列容量と62とで分圧した電圧レベルに瞬時に上昇し
、同時に電流源8により充電される。この場合の前述の
△Vaに相当する電圧変化分ΔVa′は と表わされ、Cs=C4であるから結局△vb=△Va
’となる。
る。よってVll+と出力10の間にC,、C,、C4
、出力10とV□の間にC1が接続される。この時ルー
プフィルタの出力10は、電源間をCI、+3、C4の
並列容量と62とで分圧した電圧レベルに瞬時に上昇し
、同時に電流源8により充電される。この場合の前述の
△Vaに相当する電圧変化分ΔVa′は と表わされ、Cs=C4であるから結局△vb=△Va
’となる。
従来のループフィルタにおけるΔvbの電圧変化分は、
本発明におけるループフィルタでは(3,2)式、ある
いは+3.51式で表わされることを示したが、この値
は電源電圧が一定であれば、単純に容量比だけで決まる
。集積回路において容量比は極めて精度良く実現できる
ことは周知の通りである。従ってΔVaあるいは△Va
′のばらつきは当然少なくできる。
本発明におけるループフィルタでは(3,2)式、ある
いは+3.51式で表わされることを示したが、この値
は電源電圧が一定であれば、単純に容量比だけで決まる
。集積回路において容量比は極めて精度良く実現できる
ことは周知の通りである。従ってΔVaあるいは△Va
′のばらつきは当然少なくできる。
さらにループフィルタの見掛は上の抵抗値は(3,41
式で表わされ、工。を小さ(すれば自ずとその値は大き
くなる。従って従来のループフィルタのように、抵抗値
を大きくするに合わせ抵抗部を形成する面積が比例して
増大することはない6例えば前述したWn = 30
K [rad/s ] 、 ζ=0.7の特性が得ら
れるループフィルタの選定を本発明に従い行なうものと
する。
式で表わされ、工。を小さ(すれば自ずとその値は大き
くなる。従って従来のループフィルタのように、抵抗値
を大きくするに合わせ抵抗部を形成する面積が比例して
増大することはない6例えば前述したWn = 30
K [rad/s ] 、 ζ=0.7の特性が得ら
れるループフィルタの選定を本発明に従い行なうものと
する。
チャージポンプの定電流源電流を前述の場合に比べ局の
値、つまりI=0.3 [μA]としてみる。Wnは(
3,21式で表わされる為、■を騒にした、つまり閉ル
ープ利得Kが%になったことに比例させて容量C(ここ
ではC=CI+C2+C1+C4)も小さくすればWn
の値は不変である。従ってC=25pFにする。
値、つまりI=0.3 [μA]としてみる。Wnは(
3,21式で表わされる為、■を騒にした、つまり閉ル
ープ利得Kが%になったことに比例させて容量C(ここ
ではC=CI+C2+C1+C4)も小さくすればWn
の値は不変である。従ってC=25pFにする。
一方抵抗Rは例えば(3,81式で示される。ダンピン
グ係数ζは、Wnが同じであればループフィルクの時定
数ζ=CRが同じならば不変である。
グ係数ζは、Wnが同じであればループフィルクの時定
数ζ=CRが同じならば不変である。
今、容量Cを%にした訳であるから、抵抗Rを2倍にす
れば良いことになる。 +3.81式は変形すると となるから、逆に2倍の抵抗値を実現する容量比は、上
式にI=0.3μA、R= (933,3x2)KΩ、
V D、= 5 Vを代入シテ求t6.(C,+c、+
c、+ C4) ノ総和を25pFとした時、(3,
1(l1式を解いて C4=2.8 pF と求まる。具体的にループフィルタを構成する容量値は
、C+=Ct=9. 7pF、 Cs:c4:=S2.
8pFとすれば良い、確認の為にこれらの値を+3.8
1式に代入すると抵抗Rは R=186.6 [KΩ] となり、確かに抵抗値は2倍の値を実現している。
れば良いことになる。 +3.81式は変形すると となるから、逆に2倍の抵抗値を実現する容量比は、上
式にI=0.3μA、R= (933,3x2)KΩ、
V D、= 5 Vを代入シテ求t6.(C,+c、+
c、+ C4) ノ総和を25pFとした時、(3,
1(l1式を解いて C4=2.8 pF と求まる。具体的にループフィルタを構成する容量値は
、C+=Ct=9. 7pF、 Cs:c4:=S2.
8pFとすれば良い、確認の為にこれらの値を+3.8
1式に代入すると抵抗Rは R=186.6 [KΩ] となり、確かに抵抗値は2倍の値を実現している。
本発明では、このようにループフィルタの時定数ζ=C
Rを一定にしたまま、集積化に都合が良いように容量C
を小さ(することが、容易に可能である。
Rを一定にしたまま、集積化に都合が良いように容量C
を小さ(することが、容易に可能である。
〔発明の効果]
以上述べたように、本発明によればループフィルタを含
めて位相同期回路を集積化する上で、精度的、面積的に
極めて有利であり、コストパフォーマンスが著しく向上
する。さらに電源投入時に電圧制御発振器の発振制御信
号のレベルが瞬時に決まる為、ロックイン動作が高速に
、しかも確実に行われる効果も合わせ有する。
めて位相同期回路を集積化する上で、精度的、面積的に
極めて有利であり、コストパフォーマンスが著しく向上
する。さらに電源投入時に電圧制御発振器の発振制御信
号のレベルが瞬時に決まる為、ロックイン動作が高速に
、しかも確実に行われる効果も合わせ有する。
本発明の位相同期回路はフロッピーディスク製雪のデー
タセパレータに対してだけでなく、種々の電子機器に於
ける位相同期回路に適用できる。
タセパレータに対してだけでなく、種々の電子機器に於
ける位相同期回路に適用できる。
第1図は本発明の一実施例を示す回路構成図。
第2図は位相同期回路の一例を示すブロック図。
第3図は従来のループフィルタの回路構成図。
1 ・ ・ ・ ・ ・ ・
2 ・ ・ ・ ・ ・ ・
3 ・ ・ ・ ・ ・ ・
4 ・ ・ ・ ・ ・ ・
5 ・ ・ ・ ・ ・ ・
6 ・ ・ ・ ・ ・ ・
7 ・ ・ ・ ・ ・
8、9 ・ ・ ・ ・
10 ・ ・ ・ ・ ・ ・
R・ ・ ・ ・ ・ ・
C,C,〜C4・ ・
SWI 〜5W4
vo。・ ・ ・ ・ ・
V ss・ ・ ・ ・ ・
・位相比較器
・ループフィルタ
・電圧制御発振器
・入力信号
・出力信号
・位相進み信号
・位相遅れ信号
・電流源
・発振制御信号
抵抗
・容量
スイッチ
・正側電源電位
負側電源電位
J10
12国
SS
以上
出願人 セイコーエプソン株式会社
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 入力信号と電圧制御発振器の出力信号との位相誤差検出
を行なう位相比較器の出力を、ループフィルタを介して
前記電圧制御発振器の制御入力に接続するようにした位
相同期回路において、前記ループフィルタは、 a)前記ループフィルタの出力端子と正側電源電位との
間に接続された第1の容量素子、 b)前記ループフィルタの出力端子と負側電源電位との
間に接続された第2の容量素子、 c)第1の信号により、前記第1、第2の容量素子の一
方に並列に接続する第3の容量素子と前記第3の容量素
子の接続を切換える切換手段、d)第2の信号により、
前記第1、第2の容量素子の一方に並列に接続する第4
の容量素子と前記第4の容量素子の接続を切換える切換
手段、e)前記第1の信号により、前記第1、第2、第
3、第4の容量素子を充電する電流源、 f)前記第2の信号により、前記第1、第2、第3、第
4の容量素子を放電する電流源、 を備えたことを特徴とする位相同期回路。
Priority Applications (3)
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---|---|---|---|
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---|---|---|---|
JP11521688 | 1988-05-11 | ||
JP63-115216 | 1988-05-11 | ||
JP1004043A JP2855628B2 (ja) | 1988-05-11 | 1989-01-11 | 位相同期回路 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0248824A true JPH0248824A (ja) | 1990-02-19 |
JP2855628B2 JP2855628B2 (ja) | 1999-02-10 |
Family
ID=26337746
Family Applications (1)
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Country Status (3)
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-
1989
- 1989-01-11 JP JP1004043A patent/JP2855628B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1989-05-08 KR KR1019890006112A patent/KR900012476A/ko not_active Application Discontinuation
- 1989-12-28 US US07/456,609 patent/US5021749A/en not_active Expired - Lifetime
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Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
KR900012476A (ko) | 1990-08-04 |
JP2855628B2 (ja) | 1999-02-10 |
US5021749A (en) | 1991-06-04 |
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