JPH0247952A - 信号復調装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 Ａ、産業上の利用分野 この発明は、位相変調搬送波（キャリア）信号を復調す
るための復調機構に関する。この発明は、電話回線など
の公衆回線を介してディジタル・データを送受信するた
めに使用されるタイプのモデム装置に特に有用であるが
、この発明の用途はそれに限定される訳ではない。

Ｂ、従来技術 現在、位相変調データ伝送システムとしてさまざまな形
式のものが知られている。そのようなシステムにおいて
は、搬送波信号の位相が、送られるべきデータの符号化
に従い変化される。しかし、伝送されるデータを受信す
る受信機は、絶対的な意味での位相をもたない、従って
、システムの送信の終了時の位相を発生するために何ら
かの方法で受信信号自体を使用するか、または生じた位
相の変化を検出することによって動作を行うことが必要
である。その第１の技法は、送信機によって使用される
基準位相を識別するために受信機側で一定の基準信号を
必要とする。送信された信号から基準位相を回復するた
めに数々の巧妙な技法が今までに提案されている。

次に、差分的（ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ）検出方法と
呼ばれる第２の技法は、受信機側で一定位相基準信号を
発生しようとは試みない。そうではなく、データは位相
の変化によって符号化される。すなわち、受信機側の検
出器または復調器は、単に１つの期間から次の期間へ至
る位相の変化を探すだけであって、位相基準信号を必要
としない、この場合、ある特定の位相で符号化を開始さ
せる必要はない。

もし干渉によりキャリア信号の位相がずれ、あるいはシ
フトしても、システムは自ら回復することになる。この
ように、差分的検出方法は、装置が簡単であるという点
で敵る程度有利である。

尚、位相変調データ伝送システムの一般的な説明は、プ
レンティス−ホール社（Ｐｒｅｎｔｉｃｅ−Ｈａｌ　１
Ｉｎｃ、）刊、ジェームス・マーチン（Ｊａｍｅｓ　Ｍ
ａｒｔｉｎ）著、１９７６年発行の「通信とコンピュー
タ（Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ　’Ａｎｄ　
Ｔｈｅ　Ｃｏｍｐｕｔｅｒ）１第２版２２４ないし２２
８ページに与えられている。

今までに、差分的位相変調キャリア信号を復調するため
に２つの基本的な方法が提案されている。その１つはい
わゆるコヒーレント的な方法（絶対位相エンコード信号
に使用されるものと同じ）であり、もう１つは非コヒー
レント的な方法である。コヒーレント的な方法では、同
相及び直角位相基準信号を構成するためにキャリア回復
回路が使用され、これらが受信信号と受信信号の位相シ
フト信号に掛は合わされ、その結果が一次結合されて受
信信号の２つの変調成分をあられす一対の復調信号が生
成される。一方、非コヒーレント的な復調方法では、キ
ャリア回復回路は使用しないで、受信信号を遅延した信
号が受信信号に掛は合わされて復調信号が作成される。

通常、非コヒーレント復調方法は、キャリア回復回路を
使用する必要がないゆえに実施がより簡単である。さら
に、複雑な形式の受信信号を発生するための位相分割フ
ィルタが必要でないので、入力フィルタ動作もより簡単
である。

しかし、非コヒーレント方法は典型的には、乗算処理に
よって倍周波数環を除去するために後段検出フィルタを
必要とする。このように、どちらの方法にも長所と短所
がある。

復調機能が、受信信号を周期的にサンプリングすること
から得られたディジタル数値を使用して実施されるディ
ジタル的な構成においては、上記２つの方法のうちコヒ
ーレントな方法の方がより魅力的であるように思われる
。というのは、計算のうちの多くのものは、サンプリン
グ・レートでなくシンボルまたはボー・レートで実行す
ることができるからである。すなわち、もし非コヒーレ
ント方法の場合のように後段検出フィルタが必要である
なら、復調処理によって発生された倍周波数項を正確に
濾過するために受信機全体がサンプリング・レートで動
作しなくてはならないからである。

典型的なコヒーレント復調機構は、ＩＥＥＥ通信会報（
Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎ　ｏｎ　Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔ
ｉｏｎｓ）、Ｃ０Ｍ−２５巻、番号２．１９７７年２月
、ｐｐ、２３８−２５０の、「高速データ・モデムのマ
イクロプロセッサによる実現（Ｍｉｅｒｏｐｒｏｃｅｓ
ｓｏｒ　Ｉｍｐｌｅｍｅｎｔａｔｉｏｎｏｆ　Ｈｉｇｈ
−３ｐｅｅｄ　Ｄａｔａ　Ｍｏｄｅｍｓ）　Ｊと題する
Ｐ、Ｊ。

ヴアン・ガーウエン（Ｖａｎ　Ｇｅｒｗｅｎ）による記
事に記載されている。典型的な非コヒーレント復調機構
は、ジョン・ワイリー＆サンズ社（Ｊｏｈｎ　Ｗｉｌｅ
ｙ　＆５ｏｎｓ）、１９７９年刊の、Ｋ、Ｓ、シャンム
ガム（Ｓｈａｎｍｕｇａｍ）著の、「ディジタル及びア
ナログ通信システム（Ｄｉｇｉｔａｌ　ａｎｄ　Ａｎａ
ｌｏｇ　ＣｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎＳｙｓｔｅｍｓ）
　Ｊと題する教科書に記載されている。

Ｃ１発明が解決しようとする問題点 この発明の目的は、差分位相変調キャリア信号を復調す
るための改良された復調あるいは構出機構を提供するこ
とにある。

Ｄ１問題点を解決するための手段 この発明の復調機構は、コヒーレント及び非コヒーレン
ト復調器の長所の多くを結合する。その復調機構は基本
的には典型的なコヒーレント復調器の構成を有するが、
キャリア回復機能はもたず、その代わりにキャリア信号
の瞬間的な評価値を使用する。そのため、この復調器を
「擬似コヒーレント」復調器と呼んでもよい。キャリア
の評価値は、キャリアの評価値の計算と、それを復調器
で使用することの間の１ボーの遅延時間で受信キャリア
信号から直接得られる。この結果は、復調器の出力に直
接、差分的位相シフト復調信号をもたらす。そして、こ
の復調器の構造は、倍周波数項がキャンセルされて除か
れるという意味でコヒーレント復調器の構造に類似して
いるので、後段検出フィルタは不要である。

以下では、本発明のアナログとディジタルの両方の実施
例が示される。ディジタル的な実施例では、人力または
受信キャリア信号を周期的にサンプルして、各サンプル
毎に、そのサンプリングの瞬間の入力キャリア信号の振
幅値をあられす多重ビツト入力キャリア数を生成するた
めの手段が設けられる。また、サンプリング機構によっ
て生成された入力キャリア数を記憶するための記憶機構
も設けられる。さらに、マイクロプロセッサが設けられ
、これは、記憶された入力キャリア数から、入力キャリ
ア信号の位相シフトされた信号の振幅値をあられす位相
シフト・キャリア数を生成する。

マイクロプロセッサはまた、第１のボー期間の入力キャ
リア数及び位相シフト・キャリア数を、第２のボー期間
の入力キャリア数及び位相シフト・キャリア数と結合し
て、入力キャリア信号の変調成分の振幅値をあられす復
調信号値を生成する。

Ｅ、実施例 Ｅｌ、アナログ的実施例 第１図を参照すると、差分位相変調キャリア信号を復調
するために本発明に従い構成される復調機構のアナログ
的実施例が図示されている。この復調機構は、位相変調
された入力゛キャリア信号Ｒを供給するための入力線１
０によってあられされる入力手段を有する。この実施例
では、このキャリア信号は４位相タイプの信号であり、
それは任意の瞬間にその位相角が４つの異なる値のうち
の１つであることを意味する。

受信キャリア信号Ｒはサイン曲線であり、次のような数
式であられすことができる。

１＝（Ａｃｏｓθ）＋（Ｂｓｉｎθ）＝Ｃｅｏｓ（θ＋
φ）（１）ここでθ＝２πｆ　ｔ　　　　　　　　　　
　（２）”ｆ”というシンボルは、キャリア信号の周波
数をあられし、′ｔ”は時間をあられす。

第２図は、この入力キャリア信号凡のベクトル図である
。ベクトル凡の先端は、θが２πの係数である任意の瞬
間かに４つの点１１．１２．１３及び１４のうちの任意
の１つに位置する。ベクトル凡のピークの大きさ”Ｃ”
は、ベクトルの長さ（円の半径）によってあられされ、
凡の瞬間的な振幅は、ベクトルの実軸（水平軸）への投
影によってあられされる。また、角度”φ”は伝送信号
Ｒと基準信号ｃｏｓθの闇の位相差をあられす。

式（１）の左辺は、受信キャリア信号凡の同相成分と直
角位相成分をあられす、同相成分（ｃｏｓθ）は第２図
の水平軸上にあり、その瞬間に伝送されつつあるデータ
の値に応じて＋１または−１に等しい”Ａ”というピー
ク振幅値をもつ。直角位相成分（ｓｉｎθ）は第２図の
垂直軸に沿い、伝送されつつあるデータのコードに応じ
て、＋１または−１に等しい”Ｂ”というピーク振幅値
をもつ。第２図から見てとれるように、同相成分と直角
位相成分のベクトル和が受信キャリア信号Ｒをもたらす
。

この４位相タイプのシステムにおいては、伝送すべきデ
ータ・ビットがビット対に分けられあるいは構成され（
そのビット対は「ダイビット（ｄｉｂｉｔｓ）Ｊと呼ば
れることもある）、各伝送期間またはボー期間毎に１つ
のビット対が伝送される。

各データ・ビット対の第１のビットが同相成分ＣＯＳθ
の振幅値Ａを決定し、第２のビットが直角位相成分ｓｉ
ｎθの振幅値Ｂを決定する。めいめいの振幅値Ａ及びＢ
は本来＋１または−１のどちらかの値をもつ２値的であ
るので、キャリア信号Ｒには４つの可能な位相角または
位相値があり、これらの位相角は第２図に示す４つの点
１１．１２．１３．１４に対応する。実際、各ダイビッ
ト中の第１のデータ・ビットがキャリア信号Ｒの同相成
分を変調し、各ダイビット中の第２のデータ・ビットが
直角位相成分を変調する。

固定基準タイプの位相変調システムにおいては、キャリ
ア信号Ｒの４つの可能な位相角の各々が異なる２ビツト
２進値をあられすことになる。しかし、この実施例は、
差分的（ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ）位相変調方法を使
用する。この場合、２ビツト２進値を決定するのが任意
の瞬間の実際の位相角でなく、むしろ２ビツト２進値を
決定するのがある伝送期間（ボー期間）からの位相角の
変化である。以下に示す表１は、伝送されつつある２ビ
ツト値と、そのような２ビツト値をあられすために使用
される結果の位相変化（Δφ）の間の関係をあられすも
のである。

表１ 例えばキャリア信号Ｒが、直前のボー期間と同一の値を
もつなら（位相変化０”　　）、このことは、”１１”
という２ビツト２値データ値をあられす。

同様に、あるボー期間から次のボー期間へ＋９０＠の位
相変化は”０１”という２ビツト２進値をあられす、こ
のように、あるボー期間から次のボー期間への位相変化
の量が２ビツトの対の２進値を決定する。

入力キャリア信号Ｒ（第１図）は、帯域フィルタ１５に
よって信号分配４１［１６に供給される。この分配線１
６上の信号はＲ２で示され、これは帯域フィルタ１５に
よって除去される無関係な周波数成分以外はキャリア信
号Ｒと同じである。フィルタ１５の通過帯域の中心周波
数は、キャリア信号凡のキャリア周波数に対応する。

第３図の一番上の波形は、３つのボー期間ＢＰ１、ＢＦ
２及びＢＦ２に亘る入力キャリア信号Ｒ２の代表的な信
号パターンをあられす。ここで「ボー」とは、信号速度
の単位であり、信号線の状態が１秒間に変化する回数の
ことである。また、ボー期間は、信号の状態が同一にと
どまるのに必要な期間である。この実施例では、離散的
な位相信号を与えるためにキャリア信号の位相が一定に
保たれるのがこの期間である。すなわち、キャリアの位
相は異なるボー期間では異なっていてもよいが、任意の
ボー期間内では同一でなくてはならない。換言すると、
ボー期間が基本要素的信号期間である。

第３図に示すように、ボー期間は、この実施例のキャリ
ア周波数の２サイクルの期間に対応する。

第１図の復調機構はまた、遅延回路１７によってあられ
される第１の遅延手段を含む、これは入力キャリア信号
Ｒ２に応答して遅延された入力キャリア信号Ｒ１ｅ発生
するものである。遅延回路１７によって発生された出力
信号Ｒ１は、遅延回路１７の入力に来る入力信号Ｒ２に
対して１ボ一期間分遅延される。この遅延された入力信
号Ｒ１は本来サイン曲縁であり第３図の第２の波形によ
ってあられされる。これは波形Ｒ２に対して１ボ一期間
分右にシフトされていることを除けば波形Ｒ２と同一で
ある。換言すると、第２ボー期間のＲ１信号は第１ボー
期間のＲ２信号に同一である。

この遅延信号はＲ１と呼ばれる。なぜなら、任意のボー
期間にそれはＲ２信号よりも先に発生する何らかの信号
をあられすがらである。

入力キャリア信号Ｒ２の数式表現は次のようである。

Ｒ２＝Ａ２・ｃｏｓθ＋Ｂ２・ｓｉｎθ　　　　　（３
）ここでＡ２及びＢ２は成分のピーク振幅値であり、ド
ツト・は掛算をあられす、遅延された入力キャリア信号
Ｒ１の数式表現は、 Ｒ１＝Ａ１・ｃｏｓθ＋Ｂ１・ｓｉｎθ　　　　　（４
）ここでＡ１及びＢ１は遅延された入力キャリア信号Ｒ
１の数式表現である。

第１図の復調機構はさらに、入力キャリア信号Ｒ２に応
答して位相シフトされたキャリア信号Ｓ２を発生する位
相シフト手段を有する。この位相シフト手段は、９０°
位相シフト手段によってあられされる。位相シフトされ
たキャリア信号Ｓ２は、第３図の第３番目の波形で示さ
れている。この波形Ｓ２は、入力キャリア信号Ｓ２に対
して９０°シフトされている。この位相シフトされたキ
ャリア信号Ｓ２の数式表現は、 ５２＝Ａ２・ｓｉｎθ−Ｂ２・ｃｏｓθ　　　　　（５
）第１図の復調機構はさらに、位相シフト・キャリア信
号Ｓ２に応答して遅延された位相シフト・キャリア信号
５ｌｔ−発生するための第２の遅延手段を含む。この第
２の遅延手段は遅延回路によってあられされる。出力信
号Ｓ１は入力信号Ｓ２に対して１ボ一期間だけ遅延され
ている。遅延された位相シフト・キャリア信号Ｓ２の代
表的な波形は、波形Ｓ２の１ボ一期間右側ヘシフトさせ
ることによって得られる。遅延された位相シフト・キャ
リア信号Ｓ１の数式表現は、 ５ｉ＝Ａｌ・ｓｉｎθ−Ｂｌ　−ｅｏｓθ　　　　　（
６）第１図の復調機構はさらに、遅延入力キャリア信号
Ｒ１と遅延された位相シフト・キャリア信号Ｓ１の両方
に結合的に応答して少くとも１つのキャリア基準信号を
発生するための信号結合手段を含む。この信号結合手段
は、遅延キャリア信号Ｒ１の振幅を半分に減少させる第
１の減衰器２０と、遅延信号Ｓ１の振幅を半分に減少さ
せる第２の減衰器２１を有する。この信号結合手段はま
た、遅延入力キャリア信号０．５ＦＬ１と遅延された位
相シフト・キャリア信号０．５８１に応答して第１のキ
ャリア基準信号Ｙｔ！：発生するための信号減算手段を
もつ。この信号減算手段は差分回路２２によってあられ
され、これはサイン曲線的０．５Ｒ１信号からサイン曲
線的０．５Ｒ１信号を差し引くように動作する。結果の
キャリア基準信号Ｙは、Ｙ＝０．５　（Ｒ１−５１）　
＝Ｍｃｏｓθ　　　　（７）この基準信号Ｙを場合によ
りコサイン基準信号と呼ぶことにする。この基準信号Ｙ
は以前のあるいは直前のボー期間の入力キャリア信号の
コサイン成分（同相成分）の瞬間的な評価値をあられす
。

信号結合手段はざらに、遅延入力キャリア信号０．５Ｒ
１と遅延された位相シフト・キャリア信号０．５８１に
応答して第２のキャリア基準信号Ｘを発生するための信
号加算手段を含む。この信号加算手段は、２つのサイン
曲線信号０．５Ｒ１及び０．５Ｓ１を加算あるいは結合
して第２のキャリア基準信号Ｘを発生するように動作す
る加算回路２３によってあられされる。この第２のキャ
リア基準信号Ｘの数式表現は、 Ｘ＝０．５（Ｒ１＋５１）＝Ｎｓｉｎθ　　　（８）こ
の基準信号Ｘは場合によりサイン基準信号と呼ぶ。これ
は、以前または直前のボー期間の受信キャリア信号のサ
イン成分（直角位相成分）の瞬間的な評価値をあられす
。

第１図の回路の残りの部分は、ヴアン・ガーウエンらに
よる前述のＩＥＥＥの記事に記述されているコヒーレン
ト復調器の構成に類似しており、ヴアン・ガーウエンら
によって説明されている回復されたキャリア信号の代わ
りに、ここではＹ及びＸ基準信号によってあられされる
コサイン及びサイン・キャリア評価値が使用される。

第１図の復調機構はまた、第１及び第２の信号変調手段
を有し、その各々がそれぞれ入力キャリア信号Ｒ２と、
第１のキャリア基準信号Ｙと、位相シフト・キャリア信
号Ｓ２と、第２のキャリア基準信号Ｘに応答して第１及
び第２の復調信号Ｕ及び■を発生する。信号Ｕ及び■は
それぞれ、人力キャリア信号Ｒの同相及び直角位相ベー
スバンド成分をあられす。

これらの信号変調機構のうちの第１のものは、入力キャ
リア信号Ｒ２と、第１のキャリア基準信号Ｙに応答して
第１の積信号Ｒ２・Ｙ七発生する第１の変調回路２４で
ある。第１の信号変調機構はまた、位相シフト・キャリ
ア信号Ｓ２と第２のキャリア基準信号に応答して第２の
積信号Ｓ２・Ｘｔ！：発生する第２の変調回路２５ｆ：
も含む。この第１の信号変調機構は追加的に、第１及び
第２の積信号に応答して第１の復調信号Ｕを発生するた
めの信号結合手段を有する。この信号結合手段は信号加
算回路２６によってあられされ、これは、変調回路２４
及び２５によって発生された積信号を加え合わせる機能
を果たす。

復調信号Ｕは次の数式であられされる。

Ｕ＝Ｒ２・Ｙ＋Ｓ２・Ｘ（９） 式（９）に式（７）及び（８）を代入すると、Ｕ＝０．
５・Ｒ２（Ｒ１−５ｌ）＋０．５・Ｂ２　（Ｆｔｌ＋Ｓ
　１　）（１０）この式は、サイン曲線信号Ｒ１、Ｓｌ
、及びＢ２により復調信号Ｕを決定する。

Ｒ１、Ｓｌ、Ｒ２及びＢ２に式（３）ないしく６）を代
入してまとめることにより、次のような復調信号Ｕの表
現が得られる。

Ｕ＝０．５（ＡＩ・Ａ２＋Ａ２・Ｂ１−Ａｌ・Ｂ２＋８
１・Ｂ２）（１１）この式は、式（３）ないしく６）に
与えられたさまざまのサイン曲線信号成分のピーク振幅
値として復調信号Ｕを定義する。これらの振幅値Ａ１、
Ａ２、Ｂ１及びＢ２のおのおのは、伝達されつつあるデ
ータ・ビットの符号化状況に応じて＋１または−１のど
ちらかの値をとるる 復調信号Ｕは伝送キャリア信号の同相ベースバンド成分
をあられす。この例では、Ｕが各伝送ビット対中の第１
のデータ・ビットの２進値なあられす。復調された信号
Ｕの典型的な波形セグメントが第３図の第５の波形によ
ってあられされている。第３図に示されたＵの値は、第
３図に示すＲ１、Ｓｌ、Ｒ２及びＳ２サイン信号として
与えられた対応する位相角度値のためのものである。尚
、Ｕの値は位相の変化をあられすのであって、絶対的な
位相をあられすのでないことに注意されたい。

このため、Ｒ１とＲ２の間の位相差が同一である限りＲ
１、Ｓｌ、Ｒ２、Ｂ２の異なる組み合わせが同一のＵ値
をもたらすこともあることに注意されたい。

２つの変調回路２４及び２５と加算回路２６を使用する
ことは、変調回路２４及び２５内で行なねれる乗算によ
って発生される倍周波数項をキャンセルする働きをする
。換言すると、加算回路２６は、変調回路２４の出力に
あられれる。倍周波数項をして、変調回路２５の出力に
あられれる倍周波数項をキャンセルさせるものである。

これにより出力信号Ｕが、変調キャリア信号のコサイン
成分のベースバンド環しか含まないようにすることが可
能になる。よって、倍周波数項を除去するための後段検
出フィルタは不要である。第１図に示す第２の信号変調
機構は、入力信号Ｒ２と第２のキャリア基準信号Ｘに応
答して第１の積信号Ｒ２・Ｘを発生するための第１の変
調回路２７を含む。第２の信号変調機構はまた、位相シ
フトされたキャリア信号Ｓ２と第１のキャリア基準信号
Ｙに応答して第２の積信号Ｓ２・Ｙを発生する第２の変
調回路２Ｅｌ含む。第２の変調機構はさらに、第１及び
第２の積信号の差をとって、伝送キャリア信号の直角位
相ベースバンド成分をあられす復調信号■を発生する差
分回路２９によってあられされる信号減算回路を含む。

第３図の一番下の波形は、第３図中のＲ１、Ｒ２、Ｓｌ
及びＢ２のサイン曲線信号として示されている特定の位
相角の値の復調値■の波形をあられす。復調された信号
Ｖは次の式であられされる。

Ｖ＝Ｒ２・Ｘ−５２・Ｙ　　　　　　　　　（１２）式
（７）及び（８）を式（１２）に代入することによりＶ
＝０．５・Ｒ２（Ｒ１＋８１’）−０，５・５２（Ｒ１
−５１）　　（１３）という式が得られる。

式（３）ないしく６）　ｅ　Ｒ１、Ｓｌ、Ｒ２及びＢ２
に代入してまとめることにより、 Ｖ＝０．５（ＡＩ・Ａ２−Ａ２・Ｂ１＋Ａ１・Ｂ２＋Ｂ
１・Ｂ２）（１４）という式が得られる。

式（１４）は、サイン曲線信号成分のピーク振幅値によ
り信号Ｖを記述するものである。これらの振幅値Ａ１、
Ａ２、Ｂ１及びＢ２の各々は、伝送されつつあるデータ
・ビットの符号化に応じて＋１または−１のどちらかの
値をとり得る。

前記衣１の右側列は、Δφ列に示すボー期間からボー期
間への異なる位相変化のめいめいに対応するＵ及び■の
さまざまな値を示す。このＵ値は、伝送されたビット対
の第１ビツトの２進値をあられし、■値は、伝送された
ビット対の第２ビツトの２進値をあられす。

もし第１図に示す回路が無限に速い応答時間をもつなら
（実際にはそのようなことはあり得ないが）、第３図に
示すＵ及び■の復調信号波形はより長方形に近くなるで
あろう、しかし不幸にして実際の応答時間は有限であっ
て、よってボー期間の境界で生じる突然の変化に対する
応答は復調信号の丸め込み及び歪みをもたらすのである
。それでも、伝送される２進値の識別を可能ならしめる
程度には十分な情報は残される。

Ｒ２，ディジタル的実施例 第４図は、本発明に従い構成されるディジタル復調機構
のさまざまな機能ブロックを示すブロック図である。第
４図は、ディジタル的構成によって実行されるさまざま
な機能を示す。これらの機能は、第１図のアナログ的実
施例によって実行される機能とほぼ同一である。第５図
は、第４図の機能を実行するために使用することができ
る典型的なマイクロプロセッサのハードウェアを示して
いる。

アナログ実施例とディジタル実施例の主要な相違点は、
ディジタル実施例が一連の多重ビツト２進数により動作
するのに対し、アナログ実施例が連続的なアナログ波形
で動作するという点にある。

このため、第４図のディジタル復調機構は、入力キャリ
ア信号Ｒを周期的にサンプリングして各サンプル毎に、
サンプリングの瞬間の人力キャリア信号凡の振幅値をあ
られす多重ビツト入力キャリア数を発生する。このサン
プリング手段は、キャリア信号凡の瞬間的な振幅値を周
期的に多重ビツト２進数に変換するアナログ−ディジタ
ル変換器３０によってあられされる。第５図に示すよう
に、アナログ−ディジタル変調器３０の出力は、多重導
体マイクロプロセッサ・バス３１に接続されている。こ
のバス３１は多重導体データ・バス３１ａ（第４図にの
み図示）、多重導体アドレス・バス３１ｂ（図示せず）
及び多重導体制御バス３１Ｃ（図示せず）を含む。多重
導体データ・バス３１ａが第４図に示されている唯一の
バスである。

というのは、第４図はデータ値のみを扱うからである。

ある特殊なディジタル信号処理（Ｄ　Ｓ’Ｐ　）マイク
ロプロセッサは、命令とデータに同時にアクセスするこ
とを可能ならしめるべくより高性能を達成するために命
令データ・バスと命令アドレス・バスを別個にもつ。ア
ナログ−ディジタル変換器３０の出力には多重ビツト２
進数の連続的なストリームがあられれ、各２進数の複数
のビットが並列的に多重導体データ・バス３１ａに配置
される。この定常的な数のストリーム中の数の値は、入
力位相変調キャリア信号Ｒの振幅が変化するのと同様に
変化する。このようにして、一連のアナログ値が、アナ
ログ波形上の周期的に離隔する振幅値をあられす一連の
離散的なディジタル数値によって置き換えられる。

尚、説明の便宜の目的のみであるが、ここでは、アナロ
グ−ディジタル変換器３０は入力キャリア波形を、各キ
ャリア信号サイクル毎に８サンプルの割合でサンプリン
グすると仮定する。例えば、キャリア周波数が１２００
ヘルツの場合、このことは、毎秒９６００回のサンプリ
ングを与える。

このディジタル復調機構は、サンプリング手段８０によ
って作成された入力キャリア数を記憶するための記憶手
段をさらに有している。この記憶手段は第５図では、マ
イクロプロセッサ・パス３１に接続されたランダム・ア
クセス読み書きメモリ（ＲＡＭ）３２によってあられさ
れる。変換器３０からの入力キャリア数はこのＲＡＭ３
２の順次的な記憶位置に記憶される。

このディジタル復調機構はさらに、多重ビツト２進数上
で算術及び論理演算を実行するためのプロセッサ手段を
有する。このプロセッサ手段は第５図では、マイクロプ
ロセッサ・パス３１に接続されたマイクロプロセッサ３
３によりあられされる。とりわけ、マイクロプロセッサ
３３は、アナログ−ディジタル変換器３０からＲＡＭ３
２へのキャリア数の移動を制御する。典型的には、ＤＳ
Ｐアルゴリズムの計算を支援するために、このタイプの
マルチプレクサにはハードウェア・マルチプレクサ（図
示しない）が付加される。

マイクロプロセッサには、第４図に示されている異なる
機能を実行させるためにさまざまな制御プログラム・ル
ーチンが与えられている。これらの制御プログラム・ル
ーチンは、マイクロプロセッサ・パス３１に接続されて
いる読取専用メモリ（ＲＯＭ）３４に恒久的に記憶され
ている。これらの制御プログラムのうちの第１のものは
、第４図で参照番号３５で示されているディジタル帯域
フィルタ機能である。このディジタル帯域フィルタ３５
は例えば、有限インパルス応答（ＦＩＲ）タイプのもの
である。この場合、制御プログラム・ルーチンは、マイ
クロプロセッサ３３をして、ＲＡＭ３２から一連の入力
キャリア数を取得して各数値に適当な重み付は係数を掛
は合わせ、重み付けられたすべての値を結合または加算
して特定のサンプリング期間に対応する単一の「フィル
タされた」入力キャリア数を与えるように動作させる。

この処理は、入力キャリア信号凡の異なるサンプリング
期間に対応する一連のフィルタされたキャリア数を発生
°するように連続して重なり合う組の入力キャリア数に
対して反復される。これらのフィルタされた入力キャリ
ア数はＲＡＭ３２に記憶され、それは後で第４図に示す
機能によって使用されることになる。

ディジタル復調機構はさらに、記憶されている入力キャ
リア数から、入力キャリア信号Ｒの位相シフトされた信
号の多重ビット・シフト・キャリア数を発生するように
マイクロプロセッサ３３を動作させる制御プログラムも
含む。この位相シフト制御手段は、マイクロプロセッサ
３３に、第４図のディジタル帯域フィルタ３６によって
あられされる機能を実行させるＲＯＭ３４中の制御プロ
グラム・ルーチンによってあられされる。この位相シフ
トの量は９０°である。ディジタル帯域フィルタ３６は
有限インパルス応答（ＦＩＲ）タイプのものであり、こ
れにおいては、フィルタされた入力キャリア数に対して
９０”の位相シフトを与えるように重み付は係数が変更
されていることを除けば、手続はディジタル帯域フィル
タ３５と同一である。

これらのフィルタされ位相シフトされたキャリア数８２
も、第４図の機能により後で使用するためにＦＬＡＭ３
２に記憶する。

フィルタされた数Ｒ２及びＳ２についての重要な考慮点
は、Ｓ２という数が、Ｒ２という数の９０°位相シフト
した数に対応するということである。言いかえると、フ
ィルタ３５及び３６によって与えられる位相シフトの差
が９０°である限りは、フィルタ３５及び８６の絶対的
な位相シフト値は重要ではない。

このディジタル復調機構はさらに、マイクロプロセッサ
３３をして、第１のボー期間の入力キャリア数Ｒ１と位
相シフト・キャリア数８１を第２のボー期間の入力キャ
リア数Ｒ２及び位相シフト・キャリア数８２と結合して
、入力キャリア信号Ｒの復調成分のうちの１つの振幅値
をあられす多重ビツト復調信号（ＵまたはＶ）を発生さ
せる制御手段を含む。Ｕ変調成分の場合、この制御手段
は、マイクロプロセッサ３４に、次の数式に従いさまざ
まな数を結合させるＲＯＭ３４中の制御プログラム・ル
ーチンによってあられされる。

Ｕ＝Ｋ［Ｆｔ２（Ｒ１−Ｓｌ）＋５２（Ｒ１＋３１）］
　　（１５）ここでＵは復調された信号数をあられし、
Ｋは比例定数′ｆ：あられし、Ｒ１及びＳｌはそれぞれ
第１のボー期間の所与のサンプリング期間の入力キャリ
ア数と位相シフトされたキャリア数をあられし、Ｒ２及
びＳ２はそれぞれ、次のボー期間の対応するサンプリン
グ期間の入力キャリア数と位相シフト・キャリア数をあ
られす。前記式（１０）から見てとれるように、比例定
数には通常０．５という値をもつ。

マイクロプロセッサ３３が式（１５）を計算するとき、
マイクロプロセッサ３３は、ＲＡＭ３２に記憶されてい
るフィルタされた入力キャリア数値とフィルタされた位
相シフト・キャリア数値のうちの適当なものを使用する
。第４図の１ボ一分の遅延機能３７は、Ｒ１及びＲ２と
いう数が、隣接する２つのボー期間から取得されたもの
であるため達成される。同様に、Ｓｌ及びＲ２のための
１ボ一分の遅延機能３８は、これらの数を、隣接する２
つのボー期間の対応する記憶位置から取得することによ
って与えられる。この実施例においては、式（１５）の
比例定数または倍率には、第４図の「２による割算」機
能３９及び４０によって与えられる。この場合、比例定
数Ｋには０．５という値が与えられる。

第４図の信号減算機能４１は、式（１５）の（Ｒ１−５
１）という項に対応し、信号加算機能４２は、式（１５
）の（Ｒ１＋３１）という項に対応する。信号乗算機能
４３はＲ２・（Ｋｌ−５ｌ）という積項な与え、信号乗
算機能４４はＳ２・（Ｒ１＋３１）という積項を与える
。復調された信号数Ｕを与えるための２つの積項の和は
、信号加算機能４５によってあられされている。このよ
うに、マイクロプロセッサ３３が式（１５）を計算する
とき、マイクロプロセッサ８３は、第４図の機能単位３
７−４５によってあられされるさまざまな機能を自動的
に実行する。

このディジタル復調機構はさらに、第１のボー期間の入
力キャリア数Ｒ１及び位相シフト・キャリア数Ｓｌｆ：
、第２のボー期間の入力キャリア数Ｒ２及び位相シフト
・キャリア数８２と結合して入力キャリア信号凡の第２
の変調成分の振幅値をあられす多重ビツト復調信号■を
発生するようにマイクロプロセッサ３３′Ｊｌ：動作さ
せるための追加の制御手段をも有する。この制御プログ
ラム・ルーチンは、次の数式に従いさまざまな数の使用
を結合するようにマイクロプロセッサ３３を動作させる
ＲＯＭ３４中の制御プログラム・ルーチンによってあら
れされる。

Ｖ＝Ｋ［Ｒ２（Ｒ１＋５１）−８２（Ｒ１−５ｌ）］　
　（１６）ここで■は復調された信号をあられす数であ
り、Ｋは比例定数であり、Ｒ１と８１はそれぞれ第１の
ボー期間の所与のサンプリング期間の入力キャリア数と
位相シフト・キャリア数であり、Ｒ２及びＳ２はそれぞ
れ次のボー期間の対応するサンプリング期間の入力キャ
リア数と位相シフト・キャリア数である。前述のように
、比例定数にとして好適な値は０．５である。

Ｋ（ＦＬ１＋５１）という項は第４図の機能３７ないし
４０及び４２によって作成され、この項は加算機能４２
の出力にあられれる。Ｋ（ＦＬＩ−Ｓｌ）という項は機
能３７ないし４１によって作成され、その値は信号減算
機能４１の出力にあられれる。乗算機能４６はその出力
に項Ｋ［Ｒ２（Ｒ１＋ｓｌ）］；］生成する。乗算機能
４７はその出力に項Ｋ［Ｓ２　（Ｒ１−３ｌ　）］を生
成する。減算機能４８は、乗算機能４６の出力から乗算
機能４７の出力を減算して、結果の復調された信号数■
を生成する。このように、マイクロプロセッサ３３が式
（１６）を計算するとき、第４図の機能３７ないし４２
及び４６ないし４８によってあられされるさまざまな機
能が自動的に実行される。

式（１５）及び（１６）を計算することによって得られ
る復調された信号数は、差分位相変調キャリア信号凡の
２つの変調成分の振幅をあられす。典型的な応用例では
、それらの値は、スライス（しきい値比較）、デコーデ
ィング、デスクランプリング及び非直列化などの信号処
理動作のためにＲＡＭ３２に記憶されることになる。非
直列化動作は、直列的に受信したビット対を受領してそ
れらを、ホスト・コンピュータが処理するのに適した８
ビット並列データ・バイトに再配列する。第５図の入出
力インターフェース装置４９は、これらの８ビツト・デ
ータ・バイトを、並列ビット形式でホスト・コンピュー
タに転送する働きを行う。

Ｆ１発明の効果 この発明に係る復調機構は、従来のコヒーレント及び非
コヒーレント復調機構の双方の欠点を解決して、キャリ
ア回復機能をもたない比較的簡単な構成であるにも拘ら
ず、後段検出フィルタの使用を不要ならしめる、という
すぐれた固有の効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明のアナログ的実施例の構成のブロック
図、 第２図は、キャリア信号のベクトル図、第３図は、第１
図における各信号の波形図、第４図は、本発明のディジ
タル的実施例の構成の機能ブロック図、 第５図は、第４図の構成を実現するために使用されるマ
イクロプロセッサその他のハードウェア構成を示すブロ
ック図である。

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１） （ａ）位相変調された入力キャリア信号を供給するため
   の入力手段と、 （ｂ）上記入力キャリア信号に応答して、位相シフトさ
   れたキャリア信号を与えるための位相シフト手段と、 （ｃ）上記入力キャリア信号に応答して、遅延された入
   力キャリア信号を与えるための第１の遅延手段と、 （ｄ）上記位相シフトされたキャリア信号に応答して、
   遅延され位相シフトされたキャリア信号を与えるための
   第２の遅延手段と、 （ｅ）上記遅延された入力キャリア信号と上記遅延され
   位相シフトされたキャリア信号に応答して、キャリア基
   準信号を作成するための信号結合手段と、 （ｆ）上記入力キャリア信号と上記キャリア基準信号に
   応答して、上記入力キャリア信号のベースバンド変調成
   分をあらわす復調信号 を与えるための信号変調手段とを具備する、信号復調装
   置。
2. （２） （ａ）位相変調された入力キャリア信号を供給するため
   の入力手段と、 （ｂ）上記入力キャリア信号に応答して、位相シフトさ
   れたキャリア信号を与えるための位相シフト手段と、 （ｃ）上記入力キャリア信号に応答して、遅延された入
   力キャリア信号を与えるための第１の遅延手段と、 （ｄ）上記位相シフトされたキャリア信号に応答して、
   遅延され位相シフトされたキャリア信号を与えるための
   第２の遅延手段と、 （ｅ）上記遅延された入力キャリア信号と上記遅延され
   位相シフトされたキャリア信号に応答して、第１のキャ
   リア基準信号を作成するための信号減算手段と、 （ｆ）上記遅延された入力キャリア信号と上記遅延され
   位相シフトされたキャリア信号に応答して、第２のキャ
   リア基準信号を作成するための信号加算手段と、 （ｇ）上記入力キャリア信号と上記第１のキャリア基準
   信号と上記第２のキャリア基準信号に応答して、上記入
   力キャリア信号のベースバンド変調成分をあらわす復調
   信号を与えるための信号変調手段とを具備する、 信号復調装置。