JPH0748751B2 - 信号復調装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 A.産業上の利用分野 この発明は、位相変調搬送波（キヤリア）信号を復調す
るための復調機構に関する。この発明は、電話回線など
の公衆回線を介してデイジタル・データを送受信するた
めに使用されるタイプのモデム装置に特に有用である
が、この発明の用途はそれに限定される訳ではない。

B.従来技術 現在、位相変調データ伝送システムとしてさまざまな形
式のものが知られている。そのようなシステムにおいて
は、搬送波信号の位相が、送られるべきデータの符号化
に従い変化される。しかし、伝送されるデータを受信す
る受信機は、絶対的な意味での位相をもたない。従つ
て、システムの送信の終了時の位相を発生するために何
らかの方法で受信信号自体を使用するか、または生じた
位相の変化を検出することによつて動作を行うことが必
要である。その第１の技法は、送信機によつて使用され
る基準位相を識別するために受信機側で一定の基準信号
を必要とする。送信された信号から基準位相を回復する
ために数々の巧妙な技法が今までに提案されている。

次に、差分的（differential）検出方法と呼ばれる第２
の技法は、受信機側で一定位相基準信号を発生しようと
は試みない。そうではなく、データは位相の変化によつ
て符号化される。すなわち、受信機側の検出器または復
調器は、単に１つの期間から次の期間へ至る位相の変化
を探すだけであつて、位相基準信号を必要としない。こ
の場合、ある特定の位相で符号化を開始させる必要はな
い。もし干渉によりキヤリア信号の位相がずれ、あるい
はシフトしても、システムは自ら回復することになる。
このように、差分的検出方法は、装置が簡単であるとい
う点である程度有利である。

尚、位相変調データ伝送システムの一般的な説明は、プ
レンテイス−ホール社（Prentice−Hall Inc.）刊、ジ
エームス・マーチン（James Martin）著、1976年発行の
「通信とコンピユータ（Telecommunication And The Co
mputer）」第２版224ないし228ページに与えられてい
る。

今までに、差分的位相変調キヤリア信号を復調するため
に２つの基本的な方法が提案されている。その１つはい
わゆるコヒーレント的な方法（絶対位相エンコード信号
に使用されるものと同じ）であり、もう１つは非コヒー
レント的な方法である。コヒーレント的な方法では、同
相及び直角位相基準信号を構成するためにキヤリア回復
回路が使用され、これらが受信信号と受信信号の位相シ
フト信号に掛け合わされ、その結果が一次結合されて受
信信号の２つの変調成分をあらわす一対の復調信号が生
成される。一方、非コヒーレント的な復調方法では、キ
ヤリア回復回路は使用しないで、受信信号を遅延した信
号が受信信号に掛け合わされて復調信号が作成される。

通常、非コヒーレント復調方法は、キヤリア回復回路を
使用する必要がないゆえに実施がより簡単である。さら
に、複雑な形式の受信信号を発生するための位相分割フ
イルタが必要でないので、入力フイルタ動作もより簡単
である。

しかし、非コヒーレント方法は典型的には、乗算処理に
よつて倍周波数項を除去するために後段検出フイルタを
必要とする。このように、どちらの方法にも長所と短所
がある。

復調機能が、受信信号を周期的にサンプリングすること
から得られたデイジタル数値を使用して実施されるデイ
ジタル的な構成においては、上記２つの方法のうちコヒ
ーレントな方法の方がより魅力的であるように思われ
る。というのは、計算のうちの多くのものは、サンプリ
ング・レートでなくシンボルまたはボー・レートで実行
することができるからである。すなわち、もし非コヒー
レント方法の場合のように後段検出フイルタが必要であ
るなら、復調処理によつて発生された倍周波数項を正確
に濾過するために受信機全体がサンプリング・レートで
動作しなくてはならないからである。

典型的なコヒーレント復調機構は、IEEE通信会報（Tran
saction on Communications）、COM−25巻、番号２、19
77年２月、pp.238−250の、「高速データ・モデムのマ
イクロプロセツサによる実現（Microprocessor Impleme
ntation of High−Speed Data Modems）」と題するP.J.
ヴアン・ガーウエン（Van Gerwen）による記事に記載さ
れている。典型的な非コヒーレント復調機構は、ジヨン
・ワイリー＆サンズ社（John Wiley＆Sons）、1979年刊
の、K.S.シヤンムガム（Shanmugam）著の、「デイジタ
ル及びアナログ通信システム（Digital and Analog Com
munication Systems）」と題する教科書に記載されてい
る。

C.発明が解決しようとする問題点 この発明の目的は、差分位相変調キヤリア信号を復調す
るための改良された復調あるいは検出機構を提供するこ
とにある。

D.問題点を解決するための手段 この発明の復調機構は、コヒーレント及び非コヒーレン
ト復調器の長所の多くを結合する。その復調機構は基本
的には典型的なコヒーレント復調器の構成を有するが、
キヤリア回復機能はもたず、その代わりにキヤリア信号
の瞬間的な評価値を使用する。そのため、この復調器を
「疑似コヒーレント」復調器と呼んでもよい。キヤリア
の評価値は、キヤリアの評価値の計算と、それを復調器
で使用することの間の１ボーの遅延時間で受信キヤリア
信号から直接得られる。この結果は、復調器の出力に直
接、差分的位相シフト復調信号をもたらす。そして、こ
の復調器の構造は、倍周波数項がキヤンセルされて除か
れるという意味でコヒーレント復調器の構造に類似して
いるので、後段検出フイルタは不要である。

以下では、本発明のアナログとデイジタルの両方の実施
例が示される。デイジタル的な実施例では、入力または
受信キヤリア信号を周期的にサンプルして、各サンプル
毎に、そのサンプリングの瞬間の入力キヤリア信号の振
幅値をあらわす多重ビツト入力キヤリア数を生成するた
めの手段が設けられる。また、サンプリング機構によつ
て生成された入力キヤリア数を記憶するための記憶機構
も設けられる。さらに、マイクロプロセツサが設けら
れ、これは、記憶された入力キヤリア数から、入力キヤ
リア信号の位相シフトされた信号の振幅値をあらわす位
相シフト・キヤリア数を生成する。マイクロプロセツサ
はまた、第１のボー期間の入力キヤリア数及び位相シフ
ト・キヤリア数を、第２のボー期間の入力キヤリア数及
び位相シフト・キヤリア数と結合して、入力キヤリア信
号の変調成分の振幅値をあらわす復調信号値を生成す
る。

E.実施例 E1.アナログ的実施例 第１図を参照すると、差分位相変調キヤリア信号を復調
するために本発明に従い構成される復調機構のアナログ
的実施例が図示されている。この復調機構は、位相変調
された入力キヤリア信号Ｒを供給するための入力線10に
よつてあらわされる入力手段を有する。この実施例で
は、このキヤリア信号は４位相タイプの信号であり、そ
れは任意の瞬間にその位相角が４つの異なる値のうちの
１つであることを意味する。

受信キヤリア信号Ｒはサイン曲線であり、次のような数
式であらわすことができる。

Ｒ＝（A cosθ）＋（B sinθ） ＝C cos（θ＋φ） （１） ここでθ＝２πft （２） “f"というシンボルは、キヤリア信号の周波数をあらわ
し、“t"は時間をあらわす。

第２図は、この入力キヤリア信号Ｒのベクトル図であ
る。ベクトルＲの先端は、θが２πの係数である任意の
瞬間に４つの点11、12、13及び14のうちの任意の１つに
位置する。ベクトルＲのピークの大きさ“C"は、ベクト
ルの長さ（円の半径）によつてあらわされ、Ｒの瞬間的
な振幅は、ベクトルの実軸（水平軸）への投影によつて
あらわされる。また、角度“φ”は伝送信号Ｒと基準信
号cosθの間の位相差をあらわす。

式（１）の左辺は、受信キヤリア信号Ｒの同相成分と直
角位相成分をあらわす。（同相成分（cosθ）は第２図
の水平軸上にあり、その瞬間に伝送されつつあるデータ
の値に応じて＋１または−１に等しい“A"というピーク
振幅値をもつ。直角位相成分（sinθ）は第２図の垂直
軸に沿い、伝送されつつあるデータのコードに応じて、
＋１または−１に等しい“B"というピーク振幅値をも
つ。第２図から見てとれるように、同相成分と直角位相
成分のベクトル和が受信キヤリア信号Ｒをもたらす。

この４位相タイプのシステムにおいては、伝送すべきデ
ータ・ビツトがビツト対に分けられあるいは構成され
（そのビツト対は「ダイビツト（dibits）」と呼ばれる
こともある）、各伝送期間またはボー期間毎に１つのビ
ツト対が伝送される。各データ・ビツト対の第１のビツ
トが同相成分cosθの振幅値Ａを決定し、第２のビツト
が直角位相成分sinθの振幅値Ｂを決定する。めいめい
の振幅値Ａ及びＢは本来＋１または−１のどちらかの値
をもつ２値的であるので、キヤリア信号Ｒには４つの可
能な位相角または位相値があり、これらの位相角は第２
図に示す４つの点11、12、13、14に対応する。実際、各
ダイビツト中の第１のデータ・ビツトがキヤリア信号Ｒ
の同相成分を変調し、各ダイビツト中の第２のデータ・
ビツトが直角位相成分を変調する。

固定基準タイプの位相変調システムにおいては、キヤリ
ア信号Ｒの４つの可能な位相角の各々が異なる２ビツト
２進値をあらわすことになる。しかし、この実施例は、
差分的（differential）位相変調方法を使用する。この
場合、２ビツト２進値を決定するのが任意の瞬間の実際
の位相角でなく、むしろ２ビツト２進値を決定するのが
ある伝送期間（ボー期間）からの位相角の変化である。
以下に示す表１は、伝送されつつある２ビツト値と、そ
のような２ビツト値をあらわすために使用される結果の
位相変化（Δφ）の間の関係をあらわすものである。

例えばキヤリア信号Ｒが、直前のボー期間と同一の値を
もつなら（位相変化０゜）、このことは、“11"という
２ビツト２値データ値をあらわす。

同様に、あるボー期間から次のボー期間へ＋90゜の位相
変化は“01"という２ビツト２進値をあらわす。このよ
うに、あるボー期間から次のボー期間への位相変化の量
が２ビツトの対の２進値を決定する。

入力キヤリア信号Ｒ（第１図）は、帯域フイルタ15によ
つて信号分配線16に供給される。この分配線16上の信号
はR2で示され、これは帯域フイルタ15によつて除去され
る無関係な周波数成分以外はキヤリア信号Ｒと同じであ
る。フイルタ15の通過帯域の中心周波数は、キヤリア信
号Ｒのキヤリア周波数に対応する。

第３図の一番上の波形は、３つのボー期間BP1、BP2及び
BP3に亘る入力キヤリア信号R2の代表的な信号パターン
をあらわす。ここで「ボー」とは、信号速度の単位であ
り、信号線の状態が１秒間に変化する回数のことであ
る。また、ボー期間は、信号の状態が同一にとどまるの
に必要な期間である。この実施例では、離散的な位相信
号を与えるためにキヤリア信号の位相が一定に保たれる
のがこの期間である。すなわち、キヤリアの位相が異な
るボー期間では異なつていてもよいが、任意のボー期間
内では同一でなくてはならない。換言すると、ボー期間
が基本要素的信号期間である。

第３図に示すように、ボー期間は、この実施例のキヤリ
ア周波数の２サイクルの期間に対応する。

第１図の復調機構はまた、遅延回路17によつてあらわさ
れる第１の遅延手段を含む。これは入力キヤリア信号R2
に応答して遅延された入力キヤリア信号R1を発生するも
のである。遅延回路17によつて発生された出力信号R1
は、遅延回路17の入力に来る入力信号R2に対して１ボー
期間分遅延される。この遅延された入力信号R1は本来サ
イン曲線であり第３図の第２の波形によつてあらわされ
る。これは波形R2に対して１ボー期間分右にシフトされ
ていることを除けば波形R2と同一である。換言すると、
第２ボー期間のR1信号は第１ボー期間のR2信号に同一で
ある。この遅延信号はR1と呼ばれる。なぜなら、任意の
ボー期間にそれはR2信号よりも先に発生する何らかの信
号をあらわすからである。

入力キヤリア信号R2の数式表現は次のようである。

R2＝A2・cosθ＋B2・sinθ （３） ここでA2及びB2は成分のピーク振幅値であり、ドツト・
は掛算をあらわす。遅延された入力キヤリア信号R1の数
式表現は、 R1＝A1・cosθ＋B1・sinθ （４） ここでA1及びB1は遅延された入力キヤリア信号R1の数式
表現である。

第１図の復調機構はさらに、入力キヤリア信号R2に応答
して位相シフトされたキヤリア信号S2を発生する位相シ
フト手段を有する。この位相シフト手段は、90゜位相シ
フト手段によつてあらわされる。位相シフトされたキヤ
リア信号S2は、第３図の第３番目の波形で示されてい
る。この波形S2は、入力キヤリア信号S2に対して90゜シ
フトされている。この位相シフトされたキヤリア信号S2
の数式表現は、 S2＝A2・sinθ−B2・cosθ （５） 第１図の復調機構はさらに、位相シフト・キヤリア信号
S2に応答して遅延された位相シフト・キヤリア信号S1を
発生するための第２の遅延手段を含む。この第２の遅延
手段は遅延回路によつてあらわされる。出力信号S1は入
力信号S2に対して１ボー期間だけ遅延されている。遅延
された位相シフト・キヤリア信号S2の代表的な波形は、
波形S2の１ボー期間右側へシフトさせることによつて得
られる。遅延された位相シフト・キヤリア信号S1の数式
表現は、 S1＝A1・sinθ−B1・cosθ （６） 第１図の復調機構はさらに、遅延入力キヤリア信号R1と
遅延された位相シフト・キヤリア信号S1の両方に結合的
に応答して少くとも１つのキヤリア基準信号を発生する
ための信号結合手段を含む。この信号結合手段は、遅延
キヤリア信号R1の振幅を半分に減少させる第１の減衰器
20と、遅延信号S1の振幅を半分に減少させる第２の減衰
器21を有する。この信号結合手段はまた、遅延入力キヤ
リア信号0.5R1と遅延された位相シフト・キヤリア信号
0.5S1に応答して第１のキヤリア基準信号Ｙを発生する
ための信号減算手段をもつ。この信号減算手段は差分回
路22によつてあらわされ、これはサイン曲線的0.5R1信
号からサイン曲線的0.5R1信号を差し引くように動作す
る。結果のキヤリア基準信号Ｙは、 Ｙ＝0.5（R1−S1）＝M cosθ （７） この基準信号Ｙを場合によりコサイン基準信号と呼ぶこ
とにする。この基準信号Ｙは以前のあるいは直前のボー
期間の入力キヤリア信号のコサイン成分（同相成分）の
瞬間的な評価値をあらわす。

信号結合手段はさらに、遅延入力キヤリア信号0.5R1と
遅延された位相シフト・キヤリア信号0.5S1に応答して
第２のキヤリア基準信号Ｘを発生するための信号加算手
段を含む。この信号加算手段は、２つのサイン曲線信号
0.5R1及び0.5S1を加算あるいは結合して第２のキヤリア
基準信号Ｘを発生するように動作する加算回路23によつ
てあらわされる。この第２のキヤリア基準信号Ｘの数式
表現は、 Ｘ＝0.5（R1＋S1）＝N sinθ （８） この基準信号Ｘは場合によりサイン基準信号と呼ぶ。こ
れは、以前または直前のボー期間の受信キヤリア信号の
サイン成分（直角位相成分）の瞬間的な評価値をあらわ
す。

第１図の回路の残りの部分は、ヴアン・ガーウエンらに
よる前述のIEEEの記事に記述されているコヒーレント復
調器の構成に類似しており、ヴアン・ガーウエンらによ
つて説明されている回復されたキヤリア信号の代わり
に、ここではＹ及びＸ基準信号によつてあらわされるコ
サイン及びサイン・キヤリア評価値が使用される。

第１図の復調機構はまた、第１及び第２の信号変調手段
を有し、その各々がそれぞれ入力キヤリア信号R2と、第
１のキヤリア基準信号Ｙと、位相シフト・キヤリア信号
S2と、第２のキヤリア基準信号Ｘに応答して第１及び第
２の復調信号Ｕ及びＶを発生する。信号Ｕ及びＶはそれ
ぞれ、入力キヤリア信号Ｒの同相及び直角位相ベースバ
ンド成分をあらわす。

これらの信号変調機構のうちの第１のものは、入力キヤ
リア信号R2と、第１のキヤリア基準信号Ｙに応答して第
１の積信号R2・Ｙを発生する第１の変調回路24である。
第１の信号変調機構はまた、位相シフト・キヤリア信号
S2と第２のキヤリア基準信号に応答して第２の積信号S2
・Ｘを発生する第２の変調回路25をも含む。この第１の
信号変調機構は追加的に、第１及び第２の積信号に応答
して第１の復調信号Ｕを発生するための信号結合手段を
有する。この信号結合手段は信号加算回路26によつてあ
らわされ、これは、変調回路24及び25によつて発生され
た積信号を加え合わせる機能を果たす。

復調信号Ｕは次の数式であらわされる。

Ｕ＝R2・Ｙ＋S2・Ｘ （９） 式（９）に式（７）及び（８）を代入すると、 Ｕ＝0.5・R2（R1−S1）＋0.5・S2（R1＋S1） （10） この式は、サイン曲線信号R1、S1、S2、及びR2により復
調信号Ｕを決定する。

R1、S1、R2及びS2に式（３）ないし（６）を代入してま
とめることにより、次のような復調信号Ｕの表現が得ら
れる。

Ｕ＝0.5（A1・A2＋A2・B1−A1・B2＋B1・B2） （11） この式は、式（３）ないし（６）に与えられたさまざま
のサイン曲線信号成分のピーク振幅値として復調信号Ｕ
を定義する。これらの振幅値A1、A2、B1及びB2のおのお
のは、伝達されつつあるデータ・ビツトの符号化状況に
応じて＋１または−１のどちらかの値をとるる 復調信号Ｕは伝送キヤリア信号の同相ベースバンド成分
をあらわす。この例では、Ｕが各伝送ビツト対中の第１
のデータ・ビツトの２進値をあらわす。復調された信号
Ｕの典型的な波形セグメントが第３図の第５図の波形に
よつてあらわされている。第３図に示されたＵの値は、
第３図に示すR1、S1、R2及びS2サイン信号として与えら
れた対応する位相角度値のためのものである。尚、Ｕの
値は位相の変化をあらわすのであつて、絶対的な位相を
あらわすのでないことに注意されたい。このため、R1と
R2の間の位相差が同一である限りR1、S1、R2、S2の異な
る組み合わせが同一のＵ値をもたらすこともあることに
注意されたい。

２つの変調回路24及び25と加算回路26を使用すること
は、変調回路24及び25内で行なわれる乗算によつて発生
される倍周波数項をキヤンセルする働きをする。換言す
ると、加算回路26は、変調回路24の出力にあらわれる。
倍周波数項をして、変調回路25の出力にあらわれる倍周
波数項をキヤンセルさせるものである。これにより出力
信号Ｕが、変調キヤリア信号のコサイン成分のベースバ
ンド項しか含まないようにすることが可能になる。よつ
て、倍周波数項を除去するための後段検出フイルタは不
要である。第１図に示す第２の信号変調機構は、入力信
号R2と第２のキヤリア基準信号Ｘに応答して第１の積信
号R2・Ｘを発生するための第１の変調回路27を含む。第
２の信号変調機構はまた、位相シフトされたキヤリア信
号S2と第１のキヤリア基準信号Ｙに応答して第２の積信
号S2・Ｙを発生する第２の変調回路28を含む。第２の変
調機構はさらに、第１及び第２の積信号の差をとつて、
伝送キヤリア信号の直角位相ベースバンド成分をあらわ
す復調信号Ｖを発生する差分回路29によつてあらわされ
る信号減算回路を含む。第３図の一番下の波形は、第３
図中のR1、R2、S1及びS2のサイン曲線信号として示され
ている特定の位相角の値の復調値Ｖの波形をあらわす。
復調された信号Ｖは次の式であらわされる。

Ｖ＝R2・Ｘ−S2・Ｙ （12） 式（７）及び（８）を式（12）に代入することにより Ｖ＝0.5・R2（R1＋S1）−0.5・S2（R1−S1） （13） という式が得られる。

式（３）ないし（６）をR1、S1、R2及びS2に代入してま
とめることにより、 Ｖ＝0.5（A1・A2−A2・B1＋A1・B2＋B1・B2） （14） という式が得られる。

式（14）は、サイン曲線信号成分のピーク振幅値により
信号Ｖを記述するものである。これらの振幅値A1、A2、
B1及びB2の各々は、伝送されつつあるデータ・ビツトの
符号化に応じて＋１または−１のどちらかの値をとり得
る。

前記表１の右側列は、Δφ列に示すボー期間からボー期
間への異なる位相変化のめいめいに対応するＵ及びＶの
さまざまな値を示す。このＵ値は、伝送されたビツト対
の第１ビツトの２進値をあらわし、Ｖ値は、伝送された
ビツト対の第２ビツトの２進値をあらわす。

もし第１図に示す回路が無限に速い応答時間をもつなら
（実際にはそのようなことはあり得ないが）、第３図に
示すＵ及びＶの復調信号波形はより長方形に近くなるで
あろう。しかし不幸にして実際の応答時間は有限であつ
て、よつてボー期間の境界で生じる突然の変化に対する
応答は復調信号の丸め込み及び歪みをもたらすのであ
る。それでも、伝送される２進値の識別を可能ならしめ
る程度には十分な情報は残される。

E2.デイジタル的実施例 第４図は、本発明に従い構成されるデイジタル復調機構
のさまざまな機能ブロツクを示すブロツク図である。第
４図は、デイジタル的構成によつて実行されるさまざま
な機能を示す。これらの機能は、第１図のアナログ的実
施例によつて実行される機能とほぼ同一である。第５図
は、第４図の機能を実行するために使用することができ
る典型的なマイクロプロセツサのハードウエアを示して
いる。

アナログ実施例とデイジタル実施例の主要な相違点は、
デイジタル実施例が一連の多重ビツト２進数により動作
するのに対し、アナログ実施例が連続的なアナログ波形
で動作するという点にある。このため、第４図のデイジ
タル復調機構は、入力キヤリア信号Ｒは周期的にサンプ
リングして各サンプル毎に、サンプリングの瞬間の入力
キヤリア信号Ｒの振幅値をあらわす多重ビツト入力キヤ
リア数を発生する。このサンプリング手段は、キヤリア
信号Ｒの瞬間的な振幅値を周期的に多重ビツト２進数に
変換するアナログ−デイジタル変換器30によつてあらわ
される。第５図に示すように、アナログ−デイシタル変
調器30の出力は、多重導体マイクロプロセツサ・バス31
に接続されている。このバス31は多重導体データ・バス
31a（第４図にのみ図示）、多重導体アドレス・バス31b
（図示せず）及び多重導体制御バス31c（図示せず）を
含む。多重導体データ・バス31aが第４図に示されてい
る唯一のバスである。というのは、第４図はデータ値の
みを扱うからである。ある特殊なデイジタル信号処理
（DSP）マイクロプロセツサは、命令とデータに同時に
アクセスすることを可能ならしめるべくより高性能を達
成するために命令データ・バスと命令アドレス・バスを
別個にもつ。アナログ−デイジタル変換器30の出力には
多重ビツト２進数の連続的なストリームがあらわれ、各
２進数の複数のビツトが並列的に多重導体データ・バス
31aに配置される。この定常的な数のストリーム中の数
の値は、入力位相変調キヤリア信号Ｒの振幅が変化する
のと同様に変化する。このようにして、一連のアナログ
値が、アナログ波形上の周期的に離隔する振幅値をあら
わす一連の離散的なデイジタル数値によつて置き換えら
れる。

尚、説明の便宜の目的のみであるが、ここでは、アナロ
グ−デイジタル変換器30は入力キヤリア波形を、各キヤ
リア信号サイクル毎に８サンプルの割合でサンプリング
すると仮定する。例えば、キヤリア周波数が1200ヘルツ
の場合、このことは、毎秒9600回のサンプリングを与え
る。

このデイジタル復調機構は、サンプリング手段30によつ
て作成された入力キヤリア数を記憶するための記憶手段
をさらに有している。この記憶手段は第５図では、マイ
クロプロセツサ・バス31に接続されたランダム・アクセ
ス読み書きメモリ（RAM）32によつてあらわされる。変
換器30からの入力キヤリア数はこのRAM32の順次的な記
憶位置に記憶される。

このデイジタル復調機構はさらに、多重ビツト２進数上
で算術及び論理演算を実行するためのプロセツサ手段を
有する。このプロセツサ手段は第５図では、マイクロプ
ロセツサ・バス31に接続されたマイクロプロセツサ33に
よりあらわされる。とりわけ、マイクロプロセツサ33
は、アナログ−デイジタル変換器30からRAM32へのキヤ
リア数の移動を制御する。典型的には、DSPアルゴリズ
ムの計算を支援するために、このタイプのマルチプレク
サにはハードウエア・マルチプレクサ（図示しない）が
付加される。

マイクロプロセツサには、第４図に示されている異なる
機能を実行させるためにさまざまな制御プログラム・ル
ーチンが与えられている。これらの制御プログラム・ル
ーチンは、マイクロプロセツサ・バス31に接続されてい
る読取専用メモリ（ROM）34に恒久的に記憶されてい
る。これらの制御プログラムのうちの第１のものは、第
４図で参照番号35で示されているデイジタル帯域フイル
タ機能である。このデイジタル帯域フイルタ35は例え
ば、有限インパルス応答（FIR）タイプのものである。
この場合、制御プログラム・ルーチンは、マイクロプロ
セツサ33をして、RAM32から一連の入力キヤリア数を取
得して各数値に適当な重み付け係数を掛け合わせ、重み
付けられたすべての値を結合または加算して特定のサン
プリング期間に対応する単一の「フイルタされた」入力
キヤリア数を与えるように動作させる。この処理は、入
力キヤリア信号Ｒの異なるサンプリング期間に対応する
一連のフイルタされたキヤリア数を発生するように連続
して重なり合う組の入力キヤリア数に対して反復され
る。これらのフイルタされた入力キヤリア数はRAM32に
記憶され、それは後で第４図に示す機能によつて使用さ
れることになる。

デイジタル復調機構はさらに、記憶されている入力キヤ
リア数から、入力キヤリア信号Ｒの位相シフトされた信
号の多重ビツト・シフト・キヤリア数を発生するように
マイクロプロセツサ33を動作させる制御プログラムも含
む。この位相シフト制御手段は、マイクロプロセツサ33
に、第４図のデイジタル帯域フイルタ36によつてあらわ
される機能を実行させるROM34中の制御プログラム・ル
ーチンによつてあらわされる。この位相シフトの量は90
゜である。デイジタル帯域フイルタ36は有限インパルス
応答（FIR）タイプのものであり、これにおいては、フ
イルタされた入力キヤリア数に対して90゜の位相シフト
を与えるように重み付け係数が変更されていることを除
けば、手続はデイジタル帯域フイルタ35と同一である。

これらのフイルタされ位相シフトされたキヤリア数S2
も、第４図の機能により後で使用するためにRAM32に記
憶する。

フイルタされた数R2及びS2についての重要な考慮点は、
S2という数が、R2という数の90゜位相シフトした数に対
応するということである。言いかえると、フイルタ35及
び36によつて与えられる位相シフトの差が90゜である限
りは、フイルタ35及び36の絶対的な位相シフト値は重要
ではない。

このデイジタル復調機構はさらに、マイクロプロセツサ
33をして、第１のボー期間の入力キヤリア数R1と位相シ
フト・キヤリア数S1を第２のボー期間の入力キヤリア数
R2及び位相シフト・キヤリア数S2と結合して、入力キヤ
リア信号Ｒの復調成分のうちの１つの振幅値をあらわす
多重ビツト復調信号（ＵまたはＶ）を発生させる制御手
段を含む。Ｕ変調成分の場合、この制御手段は、マイク
ロプロセツサ34に、次の数式に従いさまざまな数を結合
させるROM34中の制御プログラム・ルーチンによつてあ
らわされる。

Ｕ＝Ｋ［R2（R1−S1）＋S2（R1＋S1）］ （15） ここでＵは復調された信号数をあらわし、Ｋは比例定数
をあらわし、R1及びS1はそれぞれ第１のボー期間の所与
のサンプリング期間の入力キヤリア数と位相シフトされ
たキヤリア数をあらわし、R2及びS2はそれぞれ、次のボ
ー期間の対応するサンプリング期間の入力キヤリア数と
位相シフト・キヤリア数をあらわす。前記式（10）から
見てとれるように、比例定数Ｋは通常0.5という値をも
つ。

マイクロプロセツサ33が式（15）を計算するとき、マイ
クロプロセツサ33は、RAM32に記憶されているフイルタ
された入力キヤリア数値とフイルタされた位相シフト・
キヤリア数値のうちの適当なものを使用する。第４図の
１ボー分の遅延機能37は、R1及びR2という数が、隣接す
る２つのボー期間から取得されたものであるため達成さ
れる。同様に、S1及びR2のための１ボー分の遅延機能38
は、これらの数を、隣接する２つのボー期間の対応する
記憶位置から取得することによつて与えられる。この実
施例においては、式（15）の比例定数または倍率Ｋは、
第４図の「２による割算」機能39及び40によつて与えら
れる。この場合、比例定数Ｋには0.5という値が与えら
れる。

第４図の信号減算機能41は、式（15）の（R1−S1）とい
う項に対応し、信号加算機能42は、式（15）の（R1＋S
1）という項に対応する。信号乗算機能43はR2・（R1−S
1）という積項を与え、信号乗算機能44はS2・（R1＋S
1）という積項を与える。復調された信号数Ｕを与える
ための２つの積項の和は、信号加算機能45によつてあら
わされている。このように、マイクロプロセツサ33が式
（15）を計算するとき、マイクロプロセツサ33は、第４
図の機能単位37−45によつてあらわされるさまざまな機
能を自動的に実行する。

このデイジタル復調機構はさらに、第１のボー期間の入
力キヤリア数R1及び位相シフト・キヤリア数S1を、第２
のボー期間の入力キヤリア数R2及び位相シフト・キヤリ
ア数S2と結合して入力キヤリア信号Ｒの第２の変調成分
の振幅値をあらわす多重ビツト復調信号Ｖを発生するよ
うにマイクロプロセツサ33を動作させるための追加の制
御手段をも有する。この制御プログラム・ルーチンは、
次の数式に従いさまざまな数の使用を結合するようにマ
イクロプロセツサ33を動作させるROM34中の制御プログ
ラム・ルーチンによつてあらわされる。

Ｖ＝Ｋ［R2（R1＋S1）−S2（R1−S1）］ （16） ここでＶで復調された信号をあらわす数であり、Ｋは比
例定数であり、R1とS1はそれぞれ第１のボー期間の所与
のサンプリング期間の入力キヤリア数と位相シフト・キ
ヤリア数であり、R2及びS2はそれぞれ次のボー期間の対
応するサンプリング期間の入力キヤリア数と位相シフト
・キヤリア数である。前述のように、比例定数Ｋとして
好適な値は0.5である。

Ｋ（R1＋S1）という項は第４図の機能37ないし40及び42
によつて作成され、この項は加算機能42の出力にあらわ
れる。Ｋ（R1−S1）という項は機能37ないし41によつて
作成され、その値は信号減算機能41の出力にあらわれ
る。乗算機能46はその出力に項Ｋ［R2（R1＋S1）］を生
成する。乗算機能47はその出力に項Ｋ［S2（R1−S1）］
を生成する。減算機能48は、乗算機能46の出力から乗算
機能47の出力を減算して、結果の復調された信号数Ｖを
生成する。このように、マイクロプロセツサ33が式（1
6）を計算するとき、第４図の機能37ないし42及び46な
いし48によつてあらわされるさまざまな機能が自動的に
実行される。

式（15）及び（16）を計算することによつて得られる復
調された信号数は、差分位相変調キヤリア信号Ｒの２つ
の変調成分の振幅をあらわす。典型的な応用例では、そ
れらの値は、スライス（しきい値比較）、デコーデイン
グ、デスクランブリング及び非直列化などの信号処理動
作のためにRAM32に記憶されることになる。非直列化動
作は、直列的に受信したビツト対を受領してそれらを、
ホスト・コンピユータが処理するのに適した８ビツト並
列データ・バイトに再配列する。第５図の入出力インタ
ーフエース装置49は、これらの８ビツト・データ・バイ
トを、並列ビツト形式でホスト・コンピユータに転送す
る働きを行う。

F.発明の効果 この発明に係る復調機構は、従来のコヒーレント及び非
コヒーレント復調機構の双方の欠点を解決して、キヤリ
ア回復機能をもたない比較的簡単な構成であるにも拘ら
ず、後段検出フイルタの使用を不要ならしめる、という
すぐれた固有の効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明のアナログ的実施例の構成のブロツク
図、 第２図は、キヤリア信号のベクトル図、 第３図は、第１図における各信号の波形図、 第４図は、本発明のデイジタル的実施例の構成の機能ブ
ロツク図、 第５図は、第４図の構成を実現するために使用されるマ
イクロプロセツサその他のハードウエア構成を示すブロ
ツク図である。

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】（ａ）位相変調された入力キャリア信号を
   供給する入力手段と、 （ｂ）前記入力キャリア信号に応答して、位相シフトさ
   れたキャリア信号を生成する位相シフト手段と、 （ｃ）前記入力キャリア信号に応答して、遅延された入
   力キャリア信号を生成する第１遅延手段と、 （ｄ）前記位相シフトされたキャリア信号に応答して、
   遅延され位相シフトされたキャリア信号を生成する手段
   と、 （ｅ）前記遅延された入力キャリア信号と前記遅延され
   位相シフトされたキャリア信号に応答して、第１キャリ
   ア基準信号を生成する信号減算手段と、 （ｆ）前記遅延された入力キャリア信号と前記遅延され
   位相シフトされたキャリア信号に応答して、第２キャリ
   ア基準信号を生成する信号加算手段と、 （ｇ）前記入力キャリア信号、前記第１及び第２キャリ
   ア基準信号、及び前記位相シフトされたキャリア信号に
   応答して、前記入力キャリア信号のベースバンド変調成
   分を表す復調信号を生成する信号変調手段と を有する信号復調装置。
2. 【請求項２】（ａ）位相変調された入力キャリア信号を
   供給する入力手段と、 （ｂ）前記入力キャリア信号に応答して、位相シフトさ
   れたキャリア信号を生成する位相シフト手段と、 （ｃ）前記入力キャリア信号に応答して、遅延された入
   力キャリア信号を生成する第１遅延手段と、 （ｄ）前記位相シフトされたキャリア信号に応答して、
   遅延され位相シフトされたキャリア信号を生成する手段
   と、 （ｅ）前記遅延された入力キャリア信号と前記遅延され
   位相シフトされたキャリア信号に応答して、第１キャリ
   ア基準信号を生成する信号減算手段と、 （ｆ）前記遅延された入力キャリア信号と前記遅延され
   位相シフトされたキャリア信号に応答して、第２キャリ
   ア基準信号を生成する信号加算手段と、 （ｇ）前記入力キャリア信号と前記第１キャリア基準信
   号に応答して、第１積信号を生成する第１モデュレータ
   と、 （ｈ）前記位相シフトされたキャリア信号と前記第２キ
   ャリア基準信号に応答して、第２積信号を生成する第２
   モデュレータと、 （ｉ）第１及び第２積信号に応答して、前記入力キャリ
   ア信号の第１ベースバンド変調成分を表す第１復調信号
   を生成する信号加算手段と、 （ｊ）前記入力キャリア信号と前記第２キャリア基準信
   号に応答して、第３積信号を生成する第３モデュレータ
   と、 （ｋ）前記位相シフトされた入力キャリア信号と第１キ
   ャリア基準信号に応答して、第４積信号を生成する第４
   積信号を生成する第４モデュレータと、 （ｌ）前記第３及び第４積信号に応答して、前記入力キ
   ャリア信号の第２ベースバンド変調成分を表す第２復調
   信号を生成する信号減算手段と を有する信号復調装置。
3. 【請求項３】（ａ）位相変調された入力キャリア信号を
   供給する入力手段と、 （ｂ）前記入力キャリア信号を周期的にサンプリング
   し、サンプリングの瞬間の前記入力キャリア信号の振幅
   値を表す多重ビット入力キャリア数を、各サンプル毎に
   生成するサンプリング手段と、 （ｃ）前記サンプリング手段により生成された前記入力
   キャリア数を格納する格納手段と、 （ｄ）多重ビット数についての算術演算を行う処理手段
   と、 （ｅ）前記格納された入力キャリア数から、前記入力キ
   ャリア信号の位相シフトされたものの振幅値を表す多重
   ビット位相シフト・キャリア数を生成するように、前記
   処理手段を制御する第１制御手段と、 （ｆ）第１ボー期間の前記入力キャリア数及び第１ボー
   期間の前記位相シフト・キャリア数と、第２ボー期間の
   前記入力キャリア並びに第２ボー期間の前記位相シフト
   ・キャリア数とを、前記処理手段に結合させ、前記入力
   キャリア信号の第１ベースバンド変調成分の振幅値を表
   す第１多重ビット復調信号を生成する第２制御手段と、 （ｇ）第１ボー期間の前記入力キャリア数及び第１ボー
   期間の前記位相シフト・キャリア数と、第２ボー期間の
   前記入力キャリア並びに第２ボー期間の前記位相シフト
   ・キャリア数とを、前記処理手段に結合させ、前記入力
   キャリア信号の第２ベースバンド変調成分の振幅値を表
   す第２多重ビット復調信号を生成する第３制御手段と を有する信号復調装置。
4. 【請求項４】前記第２制御手段が、 Ｕ＝Ｋ［R2（R1−S1）＋S2（R1＋S1）］ に従って前記処理手段を制御し、 前記第３制御手段が、 Ｖ＝Ｋ［R2（R1＋S1）−S2（R1−S1）］ に従って前記処理手段を制御し、 Ｕは前記入力キャリア信号の第１ベースバンド変調成分
   に対する復調信号数であり、 Ｖは前記入力キャリア信号の第２ベースバンド変調成分
   に対する復調信号数であり、 Ｋは適当な定数であり、 R1及びS1は、それぞれ第１ボー期間の所与のサンプリン
   グ・インターバルにおける、前記入力キャリア数と、前
   記位相シフト・キャリア数であり、 R2及びS2は、それぞれ第２ボー期間の対応するサンプリ
   ング・インターバルにおける、前記入力キャリア数と、
   前記位相シフト・キャリア数である 請求項３記載の信号復調装置。