JPH0245362B2 - - Google Patents
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- JPH0245362B2 JPH0245362B2 JP61120933A JP12093386A JPH0245362B2 JP H0245362 B2 JPH0245362 B2 JP H0245362B2 JP 61120933 A JP61120933 A JP 61120933A JP 12093386 A JP12093386 A JP 12093386A JP H0245362 B2 JPH0245362 B2 JP H0245362B2
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- Japan
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- output
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- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 claims description 4
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 6
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- 238000006386 neutralization reaction Methods 0.000 description 4
- 229910052793 cadmium Inorganic materials 0.000 description 3
- 230000002411 adverse Effects 0.000 description 2
- BDOSMKKIYDKNTQ-UHFFFAOYSA-N cadmium atom Chemical compound [Cd] BDOSMKKIYDKNTQ-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 2
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
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- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 1
- 238000004804 winding Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G5/00—Tone control or bandwidth control in amplifiers
- H03G5/02—Manually-operated control
- H03G5/04—Manually-operated control in untuned amplifiers
- H03G5/10—Manually-operated control in untuned amplifiers having semiconductor devices
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H11/00—Networks using active elements
- H03H11/02—Multiple-port networks
- H03H11/04—Frequency selective two-port networks
- H03H11/12—Frequency selective two-port networks using amplifiers with feedback
- H03H11/1213—Frequency selective two-port networks using amplifiers with feedback using transistor amplifiers
Landscapes
- Filters And Equalizers (AREA)
- Networks Using Active Elements (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
［産業上の利用分野］
本発明は、可変帯域幅フイルタ、特に帯域幅が
変化しても出力振幅を一定に維持する手段を有す
る可変帯域幅フイルタに関する。
変化しても出力振幅を一定に維持する手段を有す
る可変帯域幅フイルタに関する。
［従来の技術及び問題点］
選択した帯域幅に関係なく一定振幅の出力信号
を発生する可変帯域幅フイルタが望ましい多くの
測定条件や測定装置がある。スペクトラム・アナ
ライザは、これらの装置の１つである。任意の帯
域通過フイルタの帯域幅は、その負荷やＱを変化
することにより可変できる。なお、ここで、 Ｑ＝ωL／Ｒであり、帯域幅BWはBW∝１／Ｑで
ある。しかし、補償を行わなければ、フイルタの
出力信号の振幅が変化する。いくつかの従来装置
は連係した帯域幅制御器及び利得制御器を具えて
いたが、２つの独立した回路は整合するのが困難
であり、望ましくなかつた。
を発生する可変帯域幅フイルタが望ましい多くの
測定条件や測定装置がある。スペクトラム・アナ
ライザは、これらの装置の１つである。任意の帯
域通過フイルタの帯域幅は、その負荷やＱを変化
することにより可変できる。なお、ここで、 Ｑ＝ωL／Ｒであり、帯域幅BWはBW∝１／Ｑで
ある。しかし、補償を行わなければ、フイルタの
出力信号の振幅が変化する。いくつかの従来装置
は連係した帯域幅制御器及び利得制御器を具えて
いたが、２つの独立した回路は整合するのが困難
であり、望ましくなかつた。
他の従来例がランキー（Ranky）のアメリカ
合衆国特許第3348161号に開示されている。この
従来例の構成を第３図に示す。この従来例は、フ
イルタ１２に接続された入力増幅器１０を具えて
おり、このフイルタ１２は任意の高いＱの帯域通
過フイルタ（例えば、RLC又は水晶共振器）で
ある。このフイルタ１２の後段は低入力インピー
ダンス増幅器１６であり、LCタンク回路１８が
接地にシヤントしている。このタンク回路１８
は、フイルタ１２の共振周波数に同調しており、
フイルタ１２のシヤント・コンデンサの影響
（RLCフイルタの浮遊容量、及び水晶フイルタの
等価シヤント容量）を相殺する。よつて、タンク
回路１８は、フイルタ１２の共振周波数内の信号
において、接地に対し非常な高インピーダンスを
示し、フイルタ１２の周波数範囲外の信号におい
て、接地に対し比較的低いインピーダンスを示
す。フイルタ１２及び増幅器１６の一方の入力端
子間に抵抗値がRbwの可変抵抗器１４を直列接
続する。増幅器１６の出力信号及びノードＮの信
号を加算器２０により加算し、高入力インピーダ
ンス増幅器２２に供給する。この増幅器２２は、
高インピーダンス出力端子２４及び低インピーダ
ンス出力端子２６に出力信号を発生する。
合衆国特許第3348161号に開示されている。この
従来例の構成を第３図に示す。この従来例は、フ
イルタ１２に接続された入力増幅器１０を具えて
おり、このフイルタ１２は任意の高いＱの帯域通
過フイルタ（例えば、RLC又は水晶共振器）で
ある。このフイルタ１２の後段は低入力インピー
ダンス増幅器１６であり、LCタンク回路１８が
接地にシヤントしている。このタンク回路１８
は、フイルタ１２の共振周波数に同調しており、
フイルタ１２のシヤント・コンデンサの影響
（RLCフイルタの浮遊容量、及び水晶フイルタの
等価シヤント容量）を相殺する。よつて、タンク
回路１８は、フイルタ１２の共振周波数内の信号
において、接地に対し非常な高インピーダンスを
示し、フイルタ１２の周波数範囲外の信号におい
て、接地に対し比較的低いインピーダンスを示
す。フイルタ１２及び増幅器１６の一方の入力端
子間に抵抗値がRbwの可変抵抗器１４を直列接
続する。増幅器１６の出力信号及びノードＮの信
号を加算器２０により加算し、高入力インピーダ
ンス増幅器２２に供給する。この増幅器２２は、
高インピーダンス出力端子２４及び低インピーダ
ンス出力端子２６に出力信号を発生する。
抵抗器１４の抵抗値Rbwを増加すると、回路
の全体的なＱが下がり、フイルタ１２に重い負荷
を負わせ、全体的な応答又は帯域幅を広げる。同
時に、Rbwの値の増加により、増幅器１６の利
得も増加する。帰還抵抗器１７の固定抵抗値を適
討に選択することにより、抵抗器１４Rbwが変
化しても、増幅器１６の利得変化を整合して、重
い負荷を負わされたフイルタ１２の減衰変化を補
償できる。よつて、帯域幅の変化範囲にわたつ
て、加算器２０の出力信号の振幅は共振において
一定である。この回路構成の大きな欠点は、抵抗
器１４Rbwに生じるノイズ電圧の影響である。
このノイズ電圧Vnoiseの２乗は少なくとも次式
と等価である。
の全体的なＱが下がり、フイルタ１２に重い負荷
を負わせ、全体的な応答又は帯域幅を広げる。同
時に、Rbwの値の増加により、増幅器１６の利
得も増加する。帰還抵抗器１７の固定抵抗値を適
討に選択することにより、抵抗器１４Rbwが変
化しても、増幅器１６の利得変化を整合して、重
い負荷を負わされたフイルタ１２の減衰変化を補
償できる。よつて、帯域幅の変化範囲にわたつ
て、加算器２０の出力信号の振幅は共振において
一定である。この回路構成の大きな欠点は、抵抗
器１４Rbwに生じるノイズ電圧の影響である。
このノイズ電圧Vnoiseの２乗は少なくとも次式
と等価である。
V2noise＝4KTBRbw (1)
ここで、Ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温度
〓、Ｂは次段の回路の帯域幅、Rbwは抵抗器１
４の抵抗値Ωである。このノイズ電圧は、フイル
タ１２からの出力信号と共に増幅器１６により増
幅される。このように、従来の回路は、低入力イ
ンピーダンス増幅器の利得及びフイルタの全体的
な帯域幅を制御する可変抵抗器Rbwに発生する
ノイズ電圧によりその動作が悪影響を受けるので
望ましくない。
〓、Ｂは次段の回路の帯域幅、Rbwは抵抗器１
４の抵抗値Ωである。このノイズ電圧は、フイル
タ１２からの出力信号と共に増幅器１６により増
幅される。このように、従来の回路は、低入力イ
ンピーダンス増幅器の利得及びフイルタの全体的
な帯域幅を制御する可変抵抗器Rbwに発生する
ノイズ電圧によりその動作が悪影響を受けるので
望ましくない。
したがつて本発明の目的は、従来回路の如くノ
イズ電圧による悪影響を受けることなく、出力振
幅を一定に維持しながら、フイルタの帯域幅を可
変できる単一の制御素子を用いた可変帯域幅フイ
ルタの提供にある。
イズ電圧による悪影響を受けることなく、出力振
幅を一定に維持しながら、フイルタの帯域幅を可
変できる単一の制御素子を用いた可変帯域幅フイ
ルタの提供にある。
［問題点を解決するための手段及び作用］
本発明による振幅補償を行つた可変帯域幅フイ
ルタは、単一のユーザ用可変素子を具えており、
この可変素子は、この素子に発生するノイズ電圧
により影響されることなく出力信号の振幅を略一
定に維持したまま、全体的な帯域幅を可変する。
本発明のフイルタは、低インピーダンス出力端子
を有する入力増幅手段を具えており、この出力端
子は可変抵抗手段を介して高いＱの（以下、高Ｑ
という）受動フイルタに結合されている。この可
変抵抗手段の抵抗値を変化させると、フイルタの
Ｑが変化する。更に本発明のフイルタは電流源を
具えており、その出力電流レベルは入力増幅器の
出力電圧に応答する。この出力電流を高Ｑフイル
タ及び可変抵抗手段間のノードに供給する。この
ようにするので、総ての選択した帯域幅に対し、
共振において一定振幅の電流が高Ｑフイルタに流
れるので、この高Ｑフイルタの他端からの信号振
幅は一定に維持できる。
ルタは、単一のユーザ用可変素子を具えており、
この可変素子は、この素子に発生するノイズ電圧
により影響されることなく出力信号の振幅を略一
定に維持したまま、全体的な帯域幅を可変する。
本発明のフイルタは、低インピーダンス出力端子
を有する入力増幅手段を具えており、この出力端
子は可変抵抗手段を介して高いＱの（以下、高Ｑ
という）受動フイルタに結合されている。この可
変抵抗手段の抵抗値を変化させると、フイルタの
Ｑが変化する。更に本発明のフイルタは電流源を
具えており、その出力電流レベルは入力増幅器の
出力電圧に応答する。この出力電流を高Ｑフイル
タ及び可変抵抗手段間のノードに供給する。この
ようにするので、総ての選択した帯域幅に対し、
共振において一定振幅の電流が高Ｑフイルタに流
れるので、この高Ｑフイルタの他端からの信号振
幅は一定に維持できる。
［実施例］
以下、添付図を参照して本発明の好適な実施例
を説明する。第１図は本発明の好適な一実施例の
ブロツク図である。この回路は、電圧源である増
幅器（入力増幅手段）３０、Ｑを制御する抵抗器
（以下、Ｑ調整用抵抗器という）３２Rbw、受動
フイルタ３６、及び出力増幅器３８のカスケード
配列を具えている。更に、Ｑ調整用抵抗器３２及
びフイルタ３６間のノードＭに補充電流を供給す
る可変電流源３４を設ける。増幅器３０は利得が
Ａであり、出力インピーダンスは低い。出力増幅
器３８は入力インピーダンスが低く、フイルタ３
６は任意の高Ｑ帯域通過フイルタ（例えば、
RLC又は水晶共振器）である。
を説明する。第１図は本発明の好適な一実施例の
ブロツク図である。この回路は、電圧源である増
幅器（入力増幅手段）３０、Ｑを制御する抵抗器
（以下、Ｑ調整用抵抗器という）３２Rbw、受動
フイルタ３６、及び出力増幅器３８のカスケード
配列を具えている。更に、Ｑ調整用抵抗器３２及
びフイルタ３６間のノードＭに補充電流を供給す
る可変電流源３４を設ける。増幅器３０は利得が
Ａであり、出力インピーダンスは低い。出力増幅
器３８は入力インピーダンスが低く、フイルタ３
６は任意の高Ｑ帯域通過フイルタ（例えば、
RLC又は水晶共振器）である。
Ｑ調整用抵抗器３２の抵抗値が増加すると、回
路のＱが下がり、帯域幅が増加する。更に、フイ
ルタ３６の電流が否例的に減少するので、回路応
答の電圧振幅が下がる。また、入力増幅器３０の
出力インピーダンスが低いので、次段の回路に必
要な電流の減少により、増幅器３０の出力電圧
AVoが比例的に増加する。この出力信号振幅の
損失を補償するため、増幅器３０の出力電圧
AVoにより制御される可変電流源３４がノード
Ｍに電流Icompを注入する。よつて、Ｑ調整用抵
抗器３２の選択された値Rbw、即ち、フイルタ
３６の全体的な帯域幅に関係なく、フイルタ３６
の等価抵抗Rsを流れる共振電流を一定に維持す
る。このため、帯域幅と独立して回路全体の応答
の振幅が一定になる。この結果を得るため、補償
回路は次の等式を満足しなければならない。
路のＱが下がり、帯域幅が増加する。更に、フイ
ルタ３６の電流が否例的に減少するので、回路応
答の電圧振幅が下がる。また、入力増幅器３０の
出力インピーダンスが低いので、次段の回路に必
要な電流の減少により、増幅器３０の出力電圧
AVoが比例的に増加する。この出力信号振幅の
損失を補償するため、増幅器３０の出力電圧
AVoにより制御される可変電流源３４がノード
Ｍに電流Icompを注入する。よつて、Ｑ調整用抵
抗器３２の選択された値Rbw、即ち、フイルタ
３６の全体的な帯域幅に関係なく、フイルタ３６
の等価抵抗Rsを流れる共振電流を一定に維持す
る。このため、帯域幅と独立して回路全体の応答
の振幅が一定になる。この結果を得るため、補償
回路は次の等式を満足しなければならない。
Icomp＝AVo／Rs (2)
ここで、Icompは電流源３４からの電流、
AVoは増幅器３０の出力電圧の値、Rsはフイル
タ３６の等価列抵抗器の値である。Ｑ調整用抵抗
器３２を流れる電流値IRbwは、電流源３４を無
視すれば次のようになる。
AVoは増幅器３０の出力電圧の値、Rsはフイル
タ３６の等価列抵抗器の値である。Ｑ調整用抵抗
器３２を流れる電流値IRbwは、電流源３４を無
視すれば次のようになる。
IRbw＝AVo／（Rs＋Rbw） (3)
しかし、電流源３４は、等式(2)に示す電流を流
すので、ノードＭの電圧は、フイルタ３６の共振
状態において、Icomp×RSでAVoになる。これ
により、増幅器３０の出力電圧とノードＭの電圧
は等しくなり、即ち、Ｑ調整用抵抗器３２の両端
の電圧は等くなり、この抵抗器３２に、実質的に
電流が流れない。よつて、Ｑ調整用抵抗器３２に
発生する任意のノイズ電圧は、他に影響しない。
したがつて、本発明の回路は、それ自体のノイ
ズ・フイルタである。しかし、次の等式(4)に示す
ごとく、Ｑ調整用抵抗器が回路の全体的な帯域幅
を制御する。
すので、ノードＭの電圧は、フイルタ３６の共振
状態において、Icomp×RSでAVoになる。これ
により、増幅器３０の出力電圧とノードＭの電圧
は等しくなり、即ち、Ｑ調整用抵抗器３２の両端
の電圧は等くなり、この抵抗器３２に、実質的に
電流が流れない。よつて、Ｑ調整用抵抗器３２に
発生する任意のノイズ電圧は、他に影響しない。
したがつて、本発明の回路は、それ自体のノイ
ズ・フイルタである。しかし、次の等式(4)に示す
ごとく、Ｑ調整用抵抗器が回路の全体的な帯域幅
を制御する。
BW＝（Rbw＋Rs）／2πL (4)
ここで、Ｌはフイルタ３６の等価インダクタン
スの値である。
スの値である。
従来の回路構成（第３図）に対し、本発明の回
路構成（第１図）のノイズの減少について説明し
たが、更にこれら両回路の同様な点のノイズ電圧
について考察する。この比較のために、各回路の
最終段へのノイズ電圧を求める。第３図の従来回
路において、抵抗器１４及びフイルタ１２の共通
接続点に於けるノイズ電圧の２乗は次の通りであ
る。
路構成（第１図）のノイズの減少について説明し
たが、更にこれら両回路の同様な点のノイズ電圧
について考察する。この比較のために、各回路の
最終段へのノイズ電圧を求める。第３図の従来回
路において、抵抗器１４及びフイルタ１２の共通
接続点に於けるノイズ電圧の２乗は次の通りであ
る。
V2noise＝KT／Cp (5)
ここで、Ｋ及びＴは等式(1)と同じであり、Cp
はフイルタ１２の等価シヤント容量の値である。
本発明の回路において、増幅器３８の出力端子に
於けるノイズ電圧の２乗は次の通りである。
はフイルタ１２の等価シヤント容量の値である。
本発明の回路において、増幅器３８の出力端子に
於けるノイズ電圧の２乗は次の通りである。
V2noise＝AvKT／Ｌ (6)
ここで、Avは増幅器３８の利得であり、Ｋ及
びＴは等式(1)と同じであり、Ｌはフイルタ３６の
等価直列インダクタンスの値である。よつて、ノ
イズ電圧の２乗の比は次のようになる。
びＴは等式(1)と同じであり、Ｌはフイルタ３６の
等価直列インダクタンスの値である。よつて、ノ
イズ電圧の２乗の比は次のようになる。
式(6)／式(5)＝（AvKT／Ｌ）／（KT／Cp）＝AvCp／Ｌ
(7) この比に於けるこれら３つの変数の合理的な値
において、本発明の回路は従来例に対しノイズを
60dbからdb減らす。
(7) この比に於けるこれら３つの変数の合理的な値
において、本発明の回路は従来例に対しノイズを
60dbからdb減らす。
第２図は本発明の好適な実施例の具体的回路図
である。第１図の低出力インピーダンス増幅器３
０を通常設計の電力源として示す。第１図のデＱ
抵抗器３２は、普通の光密閉容器４０内にLED
４２と共に設けたカドミウム（CAD）・セルで実
現する。この組合せ素子は市販されている。更
に、通常設計のLED駆動回路４６が、ユーザの
供給した帯域幅選択信号に応じてLEDを駆動す
る。よつて、LED４２の輝度レベルが変化する
と、CADセル４４の抵抗値が比例して変化する。
可変電流源３４では、増幅器３０の出力電圧
AVoがベース接地トランジスタ４８に供給され、
このトランジスタ４８の後段にエミツタ接地トラ
ンジスタ５０を接続する。このトランジスタ５０
は、いくつかのエミツタ・デジエネレーシヨン
（degeneration）、及び出力トランス５２を有す
る。このトランス５２の２次巻線の出力電流は、
上述したIcompである。フイルタ３６としては、
ユーザが、リレー５６及び共振器選択リレー５６
及び共振器選択リレー制御器を用いてRLC共振
器又は水晶共振器を選択できる。出力増幅器３８
は、ベース接地トランジスタ増幅器である。
である。第１図の低出力インピーダンス増幅器３
０を通常設計の電力源として示す。第１図のデＱ
抵抗器３２は、普通の光密閉容器４０内にLED
４２と共に設けたカドミウム（CAD）・セルで実
現する。この組合せ素子は市販されている。更
に、通常設計のLED駆動回路４６が、ユーザの
供給した帯域幅選択信号に応じてLEDを駆動す
る。よつて、LED４２の輝度レベルが変化する
と、CADセル４４の抵抗値が比例して変化する。
可変電流源３４では、増幅器３０の出力電圧
AVoがベース接地トランジスタ４８に供給され、
このトランジスタ４８の後段にエミツタ接地トラ
ンジスタ５０を接続する。このトランジスタ５０
は、いくつかのエミツタ・デジエネレーシヨン
（degeneration）、及び出力トランス５２を有す
る。このトランス５２の２次巻線の出力電流は、
上述したIcompである。フイルタ３６としては、
ユーザが、リレー５６及び共振器選択リレー５６
及び共振器選択リレー制御器を用いてRLC共振
器又は水晶共振器を選択できる。出力増幅器３８
は、ベース接地トランジスタ増幅器である。
更に、中和回路は、１：１の反転トランス６０
と直列の可変コンデンサ５８を有し、フイルタ３
６をシヤントする。この中和回路の目的は、フイ
ルタ３６のシヤント・コンデンサ、即ち、RLC
フイルタの浮遊容量又は水晶の等価シヤント容量
の影響を中和する。フイルタをシヤントする容量
と略等しくなるようにコンデンサ５８の値を選択
して、この中和を行う。トランス６０は、コンデ
ンサ５８を流れる電流の位相をフイルタの電流位
相から変更する。望ましくないフイルタのシヤン
ト容量及びコンデンサ５８の組合せが、フイルタ
３６と同じ周波数で共振するように、トランス５
２のインダクタンスを選択する。よつて、従来例
に於けるタンク回路と同様に、所望の中和を実現
できる。
と直列の可変コンデンサ５８を有し、フイルタ３
６をシヤントする。この中和回路の目的は、フイ
ルタ３６のシヤント・コンデンサ、即ち、RLC
フイルタの浮遊容量又は水晶の等価シヤント容量
の影響を中和する。フイルタをシヤントする容量
と略等しくなるようにコンデンサ５８の値を選択
して、この中和を行う。トランス６０は、コンデ
ンサ５８を流れる電流の位相をフイルタの電流位
相から変更する。望ましくないフイルタのシヤン
ト容量及びコンデンサ５８の組合せが、フイルタ
３６と同じ周波数で共振するように、トランス５
２のインダクタンスを選択する。よつて、従来例
に於けるタンク回路と同様に、所望の中和を実現
できる。
［発明の効果］
上述のごとく本発明の可変帯域幅フイルタによ
れば、ノイズの影響を無くせ、また帯域幅に関係
なく出力振幅を一定に維持できる。
れば、ノイズの影響を無くせ、また帯域幅に関係
なく出力振幅を一定に維持できる。
第１図は本発明の好適な実施例のブロツク図、
第２図は本発明の好適な実施例の回路図、第３図
は従来例のブロツク図である。 図において、３０は入力増幅手段、３２は可変
抵抗手段、３４は可変電流源手段、３６は受動フ
イルタである。
第２図は本発明の好適な実施例の回路図、第３図
は従来例のブロツク図である。 図において、３０は入力増幅手段、３２は可変
抵抗手段、３４は可変電流源手段、３６は受動フ
イルタである。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 入力信号を増幅する入力増幅手段と、 受動フイルタと、 上記入力増幅手段の出力端及び上記受動フイル
タの一端間に接続された可変抵抗手段と、 上記入力増幅手段の出力信号に応じて上記受動
フイルタに電流を供給する可変電流源手段とを具
え、 上記受動フイルタの他端から出力信号を得るこ
とを特徴とする可変帯域幅フイルタ。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US740380 | 1985-06-03 | ||
| US06/740,380 US4568886A (en) | 1985-06-03 | 1985-06-03 | Amplitude compensated variable bandwidth filter |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61278203A JPS61278203A (ja) | 1986-12-09 |
| JPH0245362B2 true JPH0245362B2 (ja) | 1990-10-09 |
Family
ID=24976272
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61120933A Granted JPS61278203A (ja) | 1985-06-03 | 1986-05-26 | 可変帯域幅フイルタ |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4568886A (ja) |
| JP (1) | JPS61278203A (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| US5103084A (en) * | 1989-06-15 | 1992-04-07 | Unisys Corp. | Adjustable radiation-controlled filter with voltage controlled bandwidth |
| US5543756A (en) * | 1995-05-12 | 1996-08-06 | Hewlett-Packard Company | Combined crystal and LC filter |
| ATE276605T1 (de) * | 1998-11-12 | 2004-10-15 | Broadcom Corp | Integrierte tunerarchitektur |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4275453A (en) * | 1980-01-25 | 1981-06-23 | The United States Of America As Represented By The Administrator Of The National Aeronautics And Space Administration | Smoothing filter for digital to analog conversion |
-
1985
- 1985-06-03 US US06/740,380 patent/US4568886A/en not_active Expired - Fee Related
-
1986
- 1986-05-26 JP JP61120933A patent/JPS61278203A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS61278203A (ja) | 1986-12-09 |
| US4568886A (en) | 1986-02-04 |
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