JPS61278203A - 可変帯域幅フイルタ - Google Patents
可変帯域幅フイルタInfo
- Publication number
- JPS61278203A JPS61278203A JP61120933A JP12093386A JPS61278203A JP S61278203 A JPS61278203 A JP S61278203A JP 61120933 A JP61120933 A JP 61120933A JP 12093386 A JP12093386 A JP 12093386A JP S61278203 A JPS61278203 A JP S61278203A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- filter
- resistor
- amplifier
- output
- current
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
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-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G5/00—Tone control or bandwidth control in amplifiers
- H03G5/02—Manually-operated control
- H03G5/04—Manually-operated control in untuned amplifiers
- H03G5/10—Manually-operated control in untuned amplifiers having semiconductor devices
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H11/00—Networks using active elements
- H03H11/02—Multiple-port networks
- H03H11/04—Frequency selective two-port networks
- H03H11/12—Frequency selective two-port networks using amplifiers with feedback
- H03H11/1213—Frequency selective two-port networks using amplifiers with feedback using transistor amplifiers
Landscapes
- Filters And Equalizers (AREA)
- Networks Using Active Elements (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
［産業上の利用分野］
本発明は、可変帯域幅フィルタ、特に帯域幅が変化して
も出力振幅を一定に維持する手段を有する可変帯域幅フ
ィルタに関する。
も出力振幅を一定に維持する手段を有する可変帯域幅フ
ィルタに関する。
［従来の技術及び問題点コ
選択した帯域幅に関係なく一定振幅の出力信号を発生す
る可変帯域幅フィルタが望ましい多くの測定条件や測定
装置がある。スペクトラム・アナライザは、これら装置
の１つである。任意の帯域通過フィルタの帯域幅は、そ
の負荷やＱを変化することにより可変できる。なお、こ
こで、Ｑ＝ωＬ／Ｒであり、帯域幅ＢＷ！ｆＢＷｃｃ１
／Ｑである。しかし、補償を行わなければ、フィルタの
出力信号の振幅が変化する。いくつかの従来装置は連係
した帯域幅制御器及び利得制御器を具えていたが、２つ
の独立した回路は整合するのが困難であり、望ましくな
かった。
る可変帯域幅フィルタが望ましい多くの測定条件や測定
装置がある。スペクトラム・アナライザは、これら装置
の１つである。任意の帯域通過フィルタの帯域幅は、そ
の負荷やＱを変化することにより可変できる。なお、こ
こで、Ｑ＝ωＬ／Ｒであり、帯域幅ＢＷ！ｆＢＷｃｃ１
／Ｑである。しかし、補償を行わなければ、フィルタの
出力信号の振幅が変化する。いくつかの従来装置は連係
した帯域幅制御器及び利得制御器を具えていたが、２つ
の独立した回路は整合するのが困難であり、望ましくな
かった。
他の従来例がランキー（Ｒａｎｋｙ）のアメリカ合衆国
特許第３３４８１６１号に開示されている。
特許第３３４８１６１号に開示されている。
この従来例の構成を第３図に示す。この従来例は、フィ
ルタ１２に接続された入力増幅器１０を具えており、こ
のフィルタ１２は任意の高いＱの帯域通過フィルタ（例
えば、ＲＬＣ又は水晶共振器）である。このフィルタ１
２の後段は低入力インピーダンス増幅器１６であり、Ｌ
Ｃタンク回＃！１１８が接地にシャントし−ている。こ
のタンク回路１８は、フィルタ１２の共振周波数に同調
しており、フィルタ１２のシャント・コンデンサの影響
（Ｒ，ＬＣフィルタの浮遊容量、及び水晶フィルタの等
価シャント容量）を相殺する。よって、タンク回路」８
は、フィルタ１２の共振周波数内の信号において、接地
に対し非常な高インピーダンスを示し、フィルタ１２の
周波数範囲外の信号において、接地に対し比較的低いイ
ンピーダンスを示す。フィルタ１２及び増幅器１６の一
方の入力端子間に抵抗値がＲｂｗの可変抵抗器１４を直
列接続する。増幅器１６の出力信号及びノードＮの信号
を加算器２０により加算し、高入力インピーダンス増幅
器２−２に供給する。この増幅器２２は、高インピーダ
ンス出力端子２４及び低インピーダンス出力端子２６に
出力信号を発生する。
ルタ１２に接続された入力増幅器１０を具えており、こ
のフィルタ１２は任意の高いＱの帯域通過フィルタ（例
えば、ＲＬＣ又は水晶共振器）である。このフィルタ１
２の後段は低入力インピーダンス増幅器１６であり、Ｌ
Ｃタンク回＃！１１８が接地にシャントし−ている。こ
のタンク回路１８は、フィルタ１２の共振周波数に同調
しており、フィルタ１２のシャント・コンデンサの影響
（Ｒ，ＬＣフィルタの浮遊容量、及び水晶フィルタの等
価シャント容量）を相殺する。よって、タンク回路」８
は、フィルタ１２の共振周波数内の信号において、接地
に対し非常な高インピーダンスを示し、フィルタ１２の
周波数範囲外の信号において、接地に対し比較的低いイ
ンピーダンスを示す。フィルタ１２及び増幅器１６の一
方の入力端子間に抵抗値がＲｂｗの可変抵抗器１４を直
列接続する。増幅器１６の出力信号及びノードＮの信号
を加算器２０により加算し、高入力インピーダンス増幅
器２−２に供給する。この増幅器２２は、高インピーダ
ンス出力端子２４及び低インピーダンス出力端子２６に
出力信号を発生する。
抵抗器１４の抵抗値（Ｒｂｗ）を増加すると、回路の全
体的なｑが下がり、フィルタ１２に重い負荷を負わせ、
全体的な応答又は帯域幅を広げる。
体的なｑが下がり、フィルタ１２に重い負荷を負わせ、
全体的な応答又は帯域幅を広げる。
同時に、Ｒｂｗの値の増加により、増幅器１６の利得も
増加する。帰還抵抗器１７の固定抵抗値を適当に選択す
ることにより、抵抗器１４（Ｒ’ｂｗ）が変化しても、
増幅器１６の利得変化を整合して、重い負荷を負わされ
たフィルタ１２の減衰変化を補償できる。よって、帯域
幅の変化範囲にわたって、加算器２０の出力信号の振幅
は共振において一定である。この回路構成の大きな欠点
は、抵抗器１４ （Ｒｂｗ）に生じるノイズ電圧の影
響である。このノイズ電圧Ｖｎｏｉｓｅの２乗は少なく
とも次式と等価である。
増加する。帰還抵抗器１７の固定抵抗値を適当に選択す
ることにより、抵抗器１４（Ｒ’ｂｗ）が変化しても、
増幅器１６の利得変化を整合して、重い負荷を負わされ
たフィルタ１２の減衰変化を補償できる。よって、帯域
幅の変化範囲にわたって、加算器２０の出力信号の振幅
は共振において一定である。この回路構成の大きな欠点
は、抵抗器１４ （Ｒｂｗ）に生じるノイズ電圧の影
響である。このノイズ電圧Ｖｎｏｉｓｅの２乗は少なく
とも次式と等価である。
Ｖ’ｎｏｉｓｅ ＝ ４ＫＴＢＲｂｗ
（１）ここで、Ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温ｉ
”Ｋ。
（１）ここで、Ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温ｉ
”Ｋ。
Ｂは次段の回路の帯域幅、Ｒｂｗは抵抗器１４の抵抗値
Ωである。このノイズ電圧は、フィルタ１２からの出力
信号と共に増幅器１６により増幅される。このように、
従来の回路は、低入力インピーダンス増幅器の利得及び
フィルタの全体的な帯域幅を制御する可変抵抗器Ｒｂｗ
に発生するノイズ電圧によりその動作が悪影響を受ける
ので望ましくない。
Ωである。このノイズ電圧は、フィルタ１２からの出力
信号と共に増幅器１６により増幅される。このように、
従来の回路は、低入力インピーダンス増幅器の利得及び
フィルタの全体的な帯域幅を制御する可変抵抗器Ｒｂｗ
に発生するノイズ電圧によりその動作が悪影響を受ける
ので望ましくない。
したがって本発明の目的は、従来回路の如くノイズ電圧
による悪影響を受けることなく、出力振幅を一定に維持
しながら、フィルタの帯域幅を可変できる単一の制御素
子を用いた可変帯域幅フィルタの提供にある。
による悪影響を受けることなく、出力振幅を一定に維持
しながら、フィルタの帯域幅を可変できる単一の制御素
子を用いた可変帯域幅フィルタの提供にある。
［問題点を解決するための手段及び作用］本発明による
振幅補償を行った可変帯域幅フィルタは、単一のユーザ
用可変素子を具えており、この可変素子は、この素子に
発生するノイズ電圧により影響されることなく出力信号
の振幅を略一定に維持したまま、全体的な帯域幅を可変
する。
振幅補償を行った可変帯域幅フィルタは、単一のユーザ
用可変素子を具えており、この可変素子は、この素子に
発生するノイズ電圧により影響されることなく出力信号
の振幅を略一定に維持したまま、全体的な帯域幅を可変
する。
本発明のフィルタは、低インピーダンス出力端子を有す
る入力増幅手段を具えており、この出力端子は可変抵抗
手段を介して高いＱの（以下、高Ｑという）受動フィル
タに結合されている。この可変抵抗手段の抵抗値を変化
させると、フィルタのＱが変化する。更に本発明のフィ
ルタは電流源を具えており、その出力電流レベルは入力
増幅器の出力電圧に応答する。この出力電流を高Ｑフィ
ルタ及び可変抵抗手段間のノードに供給する。このよう
にするので、総ての選択した帯域幅に対し、共振におい
て一定振幅の電流が高Ｑフィルタに流れるので、この高
Ｑフィルタの他端からの信号振幅は一定に維持できる。
る入力増幅手段を具えており、この出力端子は可変抵抗
手段を介して高いＱの（以下、高Ｑという）受動フィル
タに結合されている。この可変抵抗手段の抵抗値を変化
させると、フィルタのＱが変化する。更に本発明のフィ
ルタは電流源を具えており、その出力電流レベルは入力
増幅器の出力電圧に応答する。この出力電流を高Ｑフィ
ルタ及び可変抵抗手段間のノードに供給する。このよう
にするので、総ての選択した帯域幅に対し、共振におい
て一定振幅の電流が高Ｑフィルタに流れるので、この高
Ｑフィルタの他端からの信号振幅は一定に維持できる。
［実施例］
以下、添付図を参照して本発明の好適な実施例を説明す
る。第１図は本発明の好適な一実施例のブロック図であ
る。この回路は、電圧源である増幅器（入力増幅手段）
３０、デＱイング（ｄｅＱｉｎｇ）抵抗器３２（Ｒｂｗ
）、受動フィルタ３６、及び出力増幅器３８のカスケー
ド配列を具えている。
る。第１図は本発明の好適な一実施例のブロック図であ
る。この回路は、電圧源である増幅器（入力増幅手段）
３０、デＱイング（ｄｅＱｉｎｇ）抵抗器３２（Ｒｂｗ
）、受動フィルタ３６、及び出力増幅器３８のカスケー
ド配列を具えている。
更に、デＱイング抵抗器３２及びフィルタ３６間のノー
ドＭに補充電流を供給する可変電流源３４を設ける。増
幅器３０は利得がＡであり、出力インピーダンスは低い
。出力増幅器３８（よ入力インピーダンスが低く、フィ
ルタ３６は任意の高Ｑ帯域通過フィルタ（例えば、ＲＬ
Ｃ又は水晶共振器）である。
ドＭに補充電流を供給する可変電流源３４を設ける。増
幅器３０は利得がＡであり、出力インピーダンスは低い
。出力増幅器３８（よ入力インピーダンスが低く、フィ
ルタ３６は任意の高Ｑ帯域通過フィルタ（例えば、ＲＬ
Ｃ又は水晶共振器）である。
デＱイング抵抗器３２の抵抗値が増加すると、回路のｑ
が下がり、帯域幅が増加する。更に、フィルタ３６の電
流が比例的に減少するので、回路応答の電圧振幅が下が
る。また、入力増幅器３０の出力インピーダンスが低い
ので、次段の回路に必要な電流の減少により、増幅器３
０の出力電圧ＡＶｏが比例的に増加する。この出力信号
振幅の損失を補償するため、増幅器３０の出力電圧ＡＶ
ｏにより制御される可変電流源３４がノードＭに電流Ｉ
ｃｏｍｐを注入する。よって、デＱイング抵抗器３２
の選択された値Ｒｂｗ、即ち、フィルタ３６の全体的な
帯域幅に関係なく、フィルタ３６の等価抵抗Ｒｓを流れ
る共振電流を一定に維持する。このため、帯域幅と独立
して回路全体の応答の振幅が一定になる。この結果を得
るため、補償回路は次の等式を満足しなければならない
。
が下がり、帯域幅が増加する。更に、フィルタ３６の電
流が比例的に減少するので、回路応答の電圧振幅が下が
る。また、入力増幅器３０の出力インピーダンスが低い
ので、次段の回路に必要な電流の減少により、増幅器３
０の出力電圧ＡＶｏが比例的に増加する。この出力信号
振幅の損失を補償するため、増幅器３０の出力電圧ＡＶ
ｏにより制御される可変電流源３４がノードＭに電流Ｉ
ｃｏｍｐを注入する。よって、デＱイング抵抗器３２
の選択された値Ｒｂｗ、即ち、フィルタ３６の全体的な
帯域幅に関係なく、フィルタ３６の等価抵抗Ｒｓを流れ
る共振電流を一定に維持する。このため、帯域幅と独立
して回路全体の応答の振幅が一定になる。この結果を得
るため、補償回路は次の等式を満足しなければならない
。
Ｉｅｏｍｐ ＝ ＡＶｏ／Ｒｓ （
２）ここで、Ｉ ｃｏｍｐは電流源３４からの電流、Ａ
Ｖ。
２）ここで、Ｉ ｃｏｍｐは電流源３４からの電流、Ａ
Ｖ。
は増幅器３０の出力電圧の値、Ｒｓはフィルタ３６の等
価直列抵抗器の値である。デＱイング抵抗器３２を流れ
る電流値Ｉ Ｒｂｗは、次のようになる。
価直列抵抗器の値である。デＱイング抵抗器３２を流れ
る電流値Ｉ Ｒｂｗは、次のようになる。
Ｉ Ｒｂｗ ＝ Ａ Ｖ ｏ ／ （ＲＳ ＋ Ｒ
ｂ ｗ ） （３）この電流を重畳することにより
、ノードＭの、即ち、共振の電圧は、デＱイング抵抗器
３２の値Ｒｂｗと独立したＡＶｏに等しくなる。よって
、Ｒｓにより、デＱイング抵抗器３２に発生する任意の
ノイズ電圧をシャントする。したがって、本発明の回路
は、それ自体のノイズ・フィルタである。しかし、次の
等式（４）に示すごとく、デＱイング抵抗器が回路の全
体的な帯域幅を制御する。
ｂ ｗ ） （３）この電流を重畳することにより
、ノードＭの、即ち、共振の電圧は、デＱイング抵抗器
３２の値Ｒｂｗと独立したＡＶｏに等しくなる。よって
、Ｒｓにより、デＱイング抵抗器３２に発生する任意の
ノイズ電圧をシャントする。したがって、本発明の回路
は、それ自体のノイズ・フィルタである。しかし、次の
等式（４）に示すごとく、デＱイング抵抗器が回路の全
体的な帯域幅を制御する。
ＢＷ ＝ （Ｒｂｗ十Ｒｓ）／２ｙｒＬ （４
）ここで、Ｌはフィルタ３６の等価インダクタンスの値
である。
）ここで、Ｌはフィルタ３６の等価インダクタンスの値
である。
従来の回路構成（第３図）に対し、本発明の回路構成（
第１図）のノイズの減少について説明したが、更にこれ
ら両回路の同様な点のノイズ電圧について考察する。こ
の比較のために、各回路の最終段へのノイズ電圧を求め
る。第３図の従来回路において、抵抗器１４及びフィル
タ１２の共通筐続点に於けるノイズ電圧の２乗は次の通
りである。
第１図）のノイズの減少について説明したが、更にこれ
ら両回路の同様な点のノイズ電圧について考察する。こ
の比較のために、各回路の最終段へのノイズ電圧を求め
る。第３図の従来回路において、抵抗器１４及びフィル
タ１２の共通筐続点に於けるノイズ電圧の２乗は次の通
りである。
Ｖ”ｎｏｉｓｅ ＝： ＫＴ／Ｃｐ
（５）ここで、Ｋ及びＴは等式（１）と同じであ
り、Ｃｐばフィルタ１２の等価シャント容量の値である
。本発明の回路において、増幅器３８の入力端子に於け
るノイズ電圧の２乗は次の通りである。
（５）ここで、Ｋ及びＴは等式（１）と同じであ
り、Ｃｐばフィルタ１２の等価シャント容量の値である
。本発明の回路において、増幅器３８の入力端子に於け
るノイズ電圧の２乗は次の通りである。
Ｖ’ｎｏｉｓｅ ＝ ＡｖＫＴ／Ｌ
（６）ここで、Ａｙは増幅器３８の利得であり、Ｋ及
びＴは等式（１）と同じであり、Ｌはフィルタ３６の等
価直列インダクタンスの値である。よって、ノイズ電圧
の２乗の比は次のようになる。
（６）ここで、Ａｙは増幅器３８の利得であり、Ｋ及
びＴは等式（１）と同じであり、Ｌはフィルタ３６の等
価直列インダクタンスの値である。よって、ノイズ電圧
の２乗の比は次のようになる。
式（６） （Ａ ｖ Ｋ Ｔ ／ Ｌ ） Ａ ｖ
Ｃｐ−＝ ＝ −（７）式（５）
（ＫＴ／Ｃｐ） Ｌこの比に於けるこれら３
つの変数の合理的な値において、本発明の回路ζよ従来
例に対しノイズを６０ｄｂから９０ｄｂ減らす。
Ｃｐ−＝ ＝ −（７）式（５）
（ＫＴ／Ｃｐ） Ｌこの比に於けるこれら３
つの変数の合理的な値において、本発明の回路ζよ従来
例に対しノイズを６０ｄｂから９０ｄｂ減らす。
第２図は本発明の好適な実施例の具体的回路図である。
第１図の低出力インピーダンス増幅器３０を通常設計の
電力源として示す。第１図のデＱイング抵抗器３２は、
普通の光密閉容器４０内にＬＥＤ４２と共に設けたカド
ミウム（ＣＡＤ） ・セルで実現する。この組合せ素
子は市販されている。更に、通常設計のＬＥＤ駆動回路
４６が、ユーザの供給した帯域幅選択信号に応じてＬＥ
Ｄを駆動する。よって、ＬＥＤ４２の輝度レベルが変化
すると、ＣＡＤセル４４の抵抗値が比例して変化する。
電力源として示す。第１図のデＱイング抵抗器３２は、
普通の光密閉容器４０内にＬＥＤ４２と共に設けたカド
ミウム（ＣＡＤ） ・セルで実現する。この組合せ素
子は市販されている。更に、通常設計のＬＥＤ駆動回路
４６が、ユーザの供給した帯域幅選択信号に応じてＬＥ
Ｄを駆動する。よって、ＬＥＤ４２の輝度レベルが変化
すると、ＣＡＤセル４４の抵抗値が比例して変化する。
可変電流源３４では、増幅器３０の出力電圧ＡＶｏがベ
ース接地トランジスタ４８に供給され、このトランジス
タ４８の後段にエミッタ接地トランジスタ５０を接続す
る。このトランジスタ５０ば、い（つかのエミッタ・デ
ジエネレショーン（ｄｅｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ） 、及
び出カドランス５２を有する。このトランス５２の２次
巻線の出力電流は、上述したＩ ｃｏｍｐである。フィ
ルタ３６としては、ユーザが、リレー５６及び共振器選
択リレー制御器を用いてＲＬＣ共振器又は水晶共振器を
選択できる。出力増幅器３８は、ペース接地トランジス
タ増幅器である。
ース接地トランジスタ４８に供給され、このトランジス
タ４８の後段にエミッタ接地トランジスタ５０を接続す
る。このトランジスタ５０ば、い（つかのエミッタ・デ
ジエネレショーン（ｄｅｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ） 、及
び出カドランス５２を有する。このトランス５２の２次
巻線の出力電流は、上述したＩ ｃｏｍｐである。フィ
ルタ３６としては、ユーザが、リレー５６及び共振器選
択リレー制御器を用いてＲＬＣ共振器又は水晶共振器を
選択できる。出力増幅器３８は、ペース接地トランジス
タ増幅器である。
更に、中和回路は、１： １の反転トランス６０と直列
の可変コンデンサ５８を有し、フィルタ３６をシャント
する。この中和回路の目的は、フィルタ３６のシャント
・コンデンサ、即ち、ＲＬＣフィルタの浮遊容量又は水
晶の等価シャント容量の影響を中和する。フィルタをシ
ャントする容量と略等しくなるようにコンデンサ５８の
値を選択して、この中和を行う。トランス６０は、コン
デンサ５８を流れる電流の位相をフィルタの電流位相か
ら変更する。望ましくないフィルタのシャント容量及び
コンデンサ５８の組合せが、フィルタ３６と同じ周波数
で共振するように、トランス５２のインダクタンスを選
択する。よって、従来例に於けるタンク回路と同様に、
所望の中和を実現できる。
の可変コンデンサ５８を有し、フィルタ３６をシャント
する。この中和回路の目的は、フィルタ３６のシャント
・コンデンサ、即ち、ＲＬＣフィルタの浮遊容量又は水
晶の等価シャント容量の影響を中和する。フィルタをシ
ャントする容量と略等しくなるようにコンデンサ５８の
値を選択して、この中和を行う。トランス６０は、コン
デンサ５８を流れる電流の位相をフィルタの電流位相か
ら変更する。望ましくないフィルタのシャント容量及び
コンデンサ５８の組合せが、フィルタ３６と同じ周波数
で共振するように、トランス５２のインダクタンスを選
択する。よって、従来例に於けるタンク回路と同様に、
所望の中和を実現できる。
［発明の効果］
上述のごとく本発明の可変帯域幅フィルタによれば、ノ
イズの影響を無くせ、また帯域幅に関係なく出力振幅を
一定に維持できる。
イズの影響を無くせ、また帯域幅に関係なく出力振幅を
一定に維持できる。
第１図は本発明の好適な実施例のブロック図、第２図は
本発明の好適な実施例の回路図、第３図は従来例のブロ
ック図である。 図において、３０は入力増幅手段、３２は可変抵抗手段
、３４は可変電流源手段、３６は受動フィルタである。
本発明の好適な実施例の回路図、第３図は従来例のブロ
ック図である。 図において、３０は入力増幅手段、３２は可変抵抗手段
、３４は可変電流源手段、３６は受動フィルタである。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 入力信号を増幅する入力増幅手段と、 受動フィルタと、 上記入力増幅手段の出力端及び上記受動フィルタの一端
間に接続された可変抵抗手段と、 上記入力増幅手段の出力信号に応じて上記受動フィルタ
に電流を供給する可変電流源手段とを具え、 上記受動フィルタの他端から出力信号を得ることを特徴
とする可変帯域幅フィルタ。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US740380 | 1985-06-03 | ||
| US06/740,380 US4568886A (en) | 1985-06-03 | 1985-06-03 | Amplitude compensated variable bandwidth filter |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61278203A true JPS61278203A (ja) | 1986-12-09 |
| JPH0245362B2 JPH0245362B2 (ja) | 1990-10-09 |
Family
ID=24976272
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61120933A Granted JPS61278203A (ja) | 1985-06-03 | 1986-05-26 | 可変帯域幅フイルタ |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4568886A (ja) |
| JP (1) | JPS61278203A (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5103084A (en) * | 1989-06-15 | 1992-04-07 | Unisys Corp. | Adjustable radiation-controlled filter with voltage controlled bandwidth |
| US5162646A (en) * | 1989-06-15 | 1992-11-10 | Unisys Corp. | Radiation-controlled filter with photoconductor means and feedback thereto |
| US5543756A (en) * | 1995-05-12 | 1996-08-06 | Hewlett-Packard Company | Combined crystal and LC filter |
| US6285865B1 (en) * | 1998-11-12 | 2001-09-04 | Broadcom Corporation | System and method for on-chip filter tuning |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4275453A (en) * | 1980-01-25 | 1981-06-23 | The United States Of America As Represented By The Administrator Of The National Aeronautics And Space Administration | Smoothing filter for digital to analog conversion |
-
1985
- 1985-06-03 US US06/740,380 patent/US4568886A/en not_active Expired - Fee Related
-
1986
- 1986-05-26 JP JP61120933A patent/JPS61278203A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0245362B2 (ja) | 1990-10-09 |
| US4568886A (en) | 1986-02-04 |
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