JPH02300795A - 楽音合成装置 - Google Patents
楽音合成装置Info
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- JPH02300795A JPH02300795A JP1121229A JP12122989A JPH02300795A JP H02300795 A JPH02300795 A JP H02300795A JP 1121229 A JP1121229 A JP 1121229A JP 12122989 A JP12122989 A JP 12122989A JP H02300795 A JPH02300795 A JP H02300795A
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- G—PHYSICS
- G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
- G10H—ELECTROPHONIC MUSICAL INSTRUMENTS; INSTRUMENTS IN WHICH THE TONES ARE GENERATED BY ELECTROMECHANICAL MEANS OR ELECTRONIC GENERATORS, OR IN WHICH THE TONES ARE SYNTHESISED FROM A DATA STORE
- G10H5/00—Instruments in which the tones are generated by means of electronic generators
- G10H5/007—Real-time simulation of G10B, G10C, G10D-type instruments using recursive or non-linear techniques, e.g. waveguide networks, recursive algorithms
-
- G—PHYSICS
- G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
- G10H—ELECTROPHONIC MUSICAL INSTRUMENTS; INSTRUMENTS IN WHICH THE TONES ARE GENERATED BY ELECTROMECHANICAL MEANS OR ELECTRONIC GENERATORS, OR IN WHICH THE TONES ARE SYNTHESISED FROM A DATA STORE
- G10H1/00—Details of electrophonic musical instruments
- G10H1/02—Means for controlling the tone frequencies, e.g. attack or decay; Means for producing special musical effects, e.g. vibratos or glissandos
- G10H1/06—Circuits for establishing the harmonic content of tones, or other arrangements for changing the tone colour
- G10H1/12—Circuits for establishing the harmonic content of tones, or other arrangements for changing the tone colour by filtering complex waveforms
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- G—PHYSICS
- G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
- G10H—ELECTROPHONIC MUSICAL INSTRUMENTS; INSTRUMENTS IN WHICH THE TONES ARE GENERATED BY ELECTROMECHANICAL MEANS OR ELECTRONIC GENERATORS, OR IN WHICH THE TONES ARE SYNTHESISED FROM A DATA STORE
- G10H2250/00—Aspects of algorithms or signal processing methods without intrinsic musical character, yet specifically adapted for or used in electrophonic musical processing
- G10H2250/055—Filters for musical processing or musical effects; Filter responses, filter architecture, filter coefficients or control parameters therefor
- G10H2250/061—Allpass filters
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- G—PHYSICS
- G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
- G10H—ELECTROPHONIC MUSICAL INSTRUMENTS; INSTRUMENTS IN WHICH THE TONES ARE GENERATED BY ELECTROMECHANICAL MEANS OR ELECTRONIC GENERATORS, OR IN WHICH THE TONES ARE SYNTHESISED FROM A DATA STORE
- G10H2250/00—Aspects of algorithms or signal processing methods without intrinsic musical character, yet specifically adapted for or used in electrophonic musical processing
- G10H2250/315—Sound category-dependent sound synthesis processes [Gensound] for musical use; Sound category-specific synthesis-controlling parameters or control means therefor
- G10H2250/435—Gensound percussion, i.e. generating or synthesising the sound of a percussion instrument; Control of specific aspects of percussion sounds, e.g. harmonics, under the influence of hitting force, hitting position, settings or striking instruments such as mallet, drumstick, brush, hand
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- G—PHYSICS
- G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
- G10H—ELECTROPHONIC MUSICAL INSTRUMENTS; INSTRUMENTS IN WHICH THE TONES ARE GENERATED BY ELECTROMECHANICAL MEANS OR ELECTRONIC GENERATORS, OR IN WHICH THE TONES ARE SYNTHESISED FROM A DATA STORE
- G10H2250/00—Aspects of algorithms or signal processing methods without intrinsic musical character, yet specifically adapted for or used in electrophonic musical processing
- G10H2250/471—General musical sound synthesis principles, i.e. sound category-independent synthesis methods
- G10H2250/511—Physical modelling or real-time simulation of the acoustomechanical behaviour of acoustic musical instruments using, e.g. waveguides or looped delay lines
- G10H2250/521—Closed loop models therefor, e.g. with filter and delay line
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- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
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-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
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- Acoustics & Sound (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Nonlinear Science (AREA)
- Electrophonic Musical Instruments (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
［産業上の利用分野Ｊ
この発明は、特に、非調和音を含んだ楽音の合成に用い
て好適な楽音合成装置に関ずろ。
て好適な楽音合成装置に関ずろ。
「従来の技術」
打楽器音等の減衰音を合成する楽音合成装置としては、
第３図に示すように、加算器１、遅延回路２およびフィ
ルタ３を閉ループ状に接続したものが知られている。こ
れらの構成要素１，２および３は、各々デジタル回路に
よって構成されている。遅延回路２は、シフトレジスタ
によって構成されており、このシフトレジスタの各段は
、加算器ｌから供給されるデジタル信号のピッＩ・数に
対応した数のフリップフロップにより構成されている。
第３図に示すように、加算器１、遅延回路２およびフィ
ルタ３を閉ループ状に接続したものが知られている。こ
れらの構成要素１，２および３は、各々デジタル回路に
よって構成されている。遅延回路２は、シフトレジスタ
によって構成されており、このシフトレジスタの各段は
、加算器ｌから供給されるデジタル信号のピッＩ・数に
対応した数のフリップフロップにより構成されている。
また、シフトレジスタを構成する各フリップフロップに
はザンプリンク周期τＳ毎にクロックが供給される。す
なわち、遅延回路２の遅延＋１．’ｊ問τｐは、ザンプ
リング周期τＳにシフトレジスタの段数Ｎを乗じた時間
ＮτＳとなる。また、フィルタ３は閉ループ内を伝播す
る信号に所望の減衰特性を付与するために介挿したもの
であり、閉ループゲインが１よりわずかに小さな値にな
るように伝送量周波数特性が調整されている。
はザンプリンク周期τＳ毎にクロックが供給される。す
なわち、遅延回路２の遅延＋１．’ｊ問τｐは、ザンプ
リング周期τＳにシフトレジスタの段数Ｎを乗じた時間
ＮτＳとなる。また、フィルタ３は閉ループ内を伝播す
る信号に所望の減衰特性を付与するために介挿したもの
であり、閉ループゲインが１よりわずかに小さな値にな
るように伝送量周波数特性が調整されている。
この楽音合成装置では、例えばインパルス信号のような
多くの周波数成分を含んだアナログ信号が、所定のザン
プリング周期τＳ毎に、ＰＣＭ符号化され、時系列のデ
ジタル信号となって入力される。そして、入力信号が加
算器ｌに入力されると、その信号は加算器Ｉ−遅延回路
２→フィルタ３−加算器Ｉによって構成される閉ループ
内を循環する。
多くの周波数成分を含んだアナログ信号が、所定のザン
プリング周期τＳ毎に、ＰＣＭ符号化され、時系列のデ
ジタル信号となって入力される。そして、入力信号が加
算器ｌに入力されると、その信号は加算器Ｉ−遅延回路
２→フィルタ３−加算器Ｉによって構成される閉ループ
内を循環する。
ここで、フィルタ３の位相遅延を無視し、信号が閉ルー
プを一巡するのに要する時間は、遅延回路２の遅延時間
τｐに等しいものとする。この場合、上記閉ループの利
得周波数特性は、基本周波数ｆ’、−１／τｐの整数倍
の周波数において極大点を持った特性となる。また、上
記閉ループのゲインは１よりわずかに小さな値であるた
め、閉ループを循環する信号は徐々に減衰する。そして
、この時の加算器１の出力信号をＤ／Ａ変換することに
より、基本波および基本周波数Ｆ１の整数倍の周波数の
高調波を含み、かつ、時間の経過と共に徐々に振幅が減
衰する楽音信号が得られる。
プを一巡するのに要する時間は、遅延回路２の遅延時間
τｐに等しいものとする。この場合、上記閉ループの利
得周波数特性は、基本周波数ｆ’、−１／τｐの整数倍
の周波数において極大点を持った特性となる。また、上
記閉ループのゲインは１よりわずかに小さな値であるた
め、閉ループを循環する信号は徐々に減衰する。そして
、この時の加算器１の出力信号をＤ／Ａ変換することに
より、基本波および基本周波数Ｆ１の整数倍の周波数の
高調波を含み、かつ、時間の経過と共に徐々に振幅が減
衰する楽音信号が得られる。
さて、第３図の構成の場合、信号か閉ループを一巡する
のに要する遅延時間τｐは、ザンプリング周期τＳの整
数倍にしか設定することができない。遅延時間τｐをザ
ンプリング周期τＳの整数倍からずれた値に設定する必
要がある場合（ｊ１第４図に示すように、遅延回路２と
フィルタ３との間に、オールパスフィルタ４を介挿する
。このオールパスフィルタ４は、１次のオールパスフィ
ルタであり、加算器４１および４２、乗算器４３および
４４、遅延回路４５からなる。ここで、遅延回路２は伝
送するデジタル信号の各ビットに対応した数のフリップ
フロップによって構成されており、各フリップフロップ
には、遅延回路２と同様、ザンプリング周期τＳ毎にク
ロックが供給される。
のに要する遅延時間τｐは、ザンプリング周期τＳの整
数倍にしか設定することができない。遅延時間τｐをザ
ンプリング周期τＳの整数倍からずれた値に設定する必
要がある場合（ｊ１第４図に示すように、遅延回路２と
フィルタ３との間に、オールパスフィルタ４を介挿する
。このオールパスフィルタ４は、１次のオールパスフィ
ルタであり、加算器４１および４２、乗算器４３および
４４、遅延回路４５からなる。ここで、遅延回路２は伝
送するデジタル信号の各ビットに対応した数のフリップ
フロップによって構成されており、各フリップフロップ
には、遅延回路２と同様、ザンプリング周期τＳ毎にク
ロックが供給される。
このオールパスフィルタ４では、加算器４１によって遅
延回路２の出力信号に乗算器４４の信号が加算される。
延回路２の出力信号に乗算器４４の信号が加算される。
そして、加算器４Ｉの出力信号は、遅延回路４５を介し
て加算器４２に入力され、さらに乗算器４４によって乗
算係数−αが乗じられ、上述したように加算器４Ｉへと
出力される。また、加算器４Ｉの出力信号は、乗算器４
３によって乗算係数αが乗じられて加算器４２に入力さ
れる。
て加算器４２に入力され、さらに乗算器４４によって乗
算係数−αが乗じられ、上述したように加算器４Ｉへと
出力される。また、加算器４Ｉの出力信号は、乗算器４
３によって乗算係数αが乗じられて加算器４２に入力さ
れる。
ここで、乗算係数α、−αは、−Ｉ〜１の間の値が用い
られる。そして、加算器４２によって遅延回路４５の出
力信号と乗算器４３の出力信号とが加算され、結果がフ
ィルタ３へと出力される。
られる。そして、加算器４２によって遅延回路４５の出
力信号と乗算器４３の出力信号とが加算され、結果がフ
ィルタ３へと出力される。
以下、オールパスフィルタ４の特性について説明する。
オールパスフィルタ４の伝達関数Ｈ（ｚ）は、下記式（
＋）のように表される。
＋）のように表される。
次に、オールパスフィルタ４の周波数特性Ｆ（ω）は、
よく知られているように、上記式（１）における２をｅ
ｘｐ（−ｊωτＳ）に置き換えることにより、下記のよ
うに求められる。ただし、ωは信号のｆ（＋周波数（ω
−２πｆ；ただし、ｆは周波数）である、。
よく知られているように、上記式（１）における２をｅ
ｘｐ（−ｊωτＳ）に置き換えることにより、下記のよ
うに求められる。ただし、ωは信号のｆ（＋周波数（ω
−２πｆ；ただし、ｆは周波数）である、。
次に、オールパスフィルタ４の利得周波数特性Ｇ（ω）
は、 Ｇ（ω）−１Ｆ（ω）） −Ｉ ・・・（３） となる。上記式（３）より、オールパスフィルタ４の利
得が、あらゆる周波数において一定値１となることが理
解されよう。
は、 Ｇ（ω）−１Ｆ（ω）） −Ｉ ・・・（３） となる。上記式（３）より、オールパスフィルタ４の利
得が、あらゆる周波数において一定値１となることが理
解されよう。
次に、オールパスフィルタ４の位相遅延１） （ω）は
、 Ｐ（ω）−−ａｒｇ （Ｆ （ω））・・・・・・（
４） ただし、ここで、ａｒｇ（Ｆ （ω））は、複素関数Ｆ
（ω）の位相角を表す。そして、数値Ｘが小さな値の場
合に用いられる近似式ｊａｎ−’（Ｘ ）＃ Ｘを用し
）ることにより、式（４）は下記式（５）に示すように
近似される。
、 Ｐ（ω）−−ａｒｇ （Ｆ （ω））・・・・・・（
４） ただし、ここで、ａｒｇ（Ｆ （ω））は、複素関数Ｆ
（ω）の位相角を表す。そして、数値Ｘが小さな値の場
合に用いられる近似式ｊａｎ−’（Ｘ ）＃ Ｘを用し
）ることにより、式（４）は下記式（５）に示すように
近似される。
５ｉｎ（ωτ５）
Ｐ（・）＝−（ａや。。５（（＝） ｒ ５））−ａ
５ｉｎ（ｕ ｒ ｓ） ・・・・・（５
）−（１＋ａ ｃｏｓ（ωτ■） さらに、角周波数ωがナイキスト角周波数ωｎ−２πｆ
ｓ／２に比べて十分に低く、位相角ωτｓＭＯに近い場
合は、５ｉｎ（ωτＳ）井ωτＳおよびＣＯＳ （ωτ
Ｓ）−１なる近似が可能であり、下記近似式（６）％式
％ そして、このオールパスフィルタ４の等測的な遅延時間
τａは、下記式（７）に示すように求め１−ｒｈる。
５ｉｎ（ｕ ｒ ｓ） ・・・・・（５
）−（１＋ａ ｃｏｓ（ωτ■） さらに、角周波数ωがナイキスト角周波数ωｎ−２πｆ
ｓ／２に比べて十分に低く、位相角ωτｓＭＯに近い場
合は、５ｉｎ（ωτＳ）井ωτＳおよびＣＯＳ （ωτ
Ｓ）−１なる近似が可能であり、下記近似式（６）％式
％ そして、このオールパスフィルタ４の等測的な遅延時間
τａは、下記式（７）に示すように求め１−ｒｈる。
τａ＝ Ｐ （ω）／ω
すなわち、オールパスフィルタ３は、乗算係数αを調整
することにより、遅延時間τａを調整することが可能で
ある。なお、以」二説明したオールパスフィルタの特性
については、Ｃｏｍｐｕｔｅｒ Ｍ ｕｓｉｃＪｏｕｒ
ｎａｌ、Ｖｏｌ、７ 、Ｎｏ、２ 、ｐｐ、５６−６９
＋＋ １９８３ 、”Ｅ ｘｔｅｎｓｉｏｎ ｏｆ
ｔｂｅ Ｋ ａｒｐｌｕｓ −Ｓ Ｌｒｏｎｇ Ｐｌｕ
ｃｋｅｄ −Ｓ ｔｒｉｎｇ ａｌｇｏｒｉｔｈｍ”に
詳しく説明されている。
することにより、遅延時間τａを調整することが可能で
ある。なお、以」二説明したオールパスフィルタの特性
については、Ｃｏｍｐｕｔｅｒ Ｍ ｕｓｉｃＪｏｕｒ
ｎａｌ、Ｖｏｌ、７ 、Ｎｏ、２ 、ｐｐ、５６−６９
＋＋ １９８３ 、”Ｅ ｘｔｅｎｓｉｏｎ ｏｆ
ｔｂｅ Ｋ ａｒｐｌｕｓ −Ｓ Ｌｒｏｎｇ Ｐｌｕ
ｃｋｅｄ −Ｓ ｔｒｉｎｇ ａｌｇｏｒｉｔｈｍ”に
詳しく説明されている。
そして、閉ループにおいて、トータルの遅延時間τ−τ
ｐ＋τａに応じた共振特性が得られる。以下、第５図（
ａ）〜（Ｃ）を参照し、第４図における閉ループの共振
特性について説明する。
ｐ＋τａに応じた共振特性が得られる。以下、第５図（
ａ）〜（Ｃ）を参照し、第４図における閉ループの共振
特性について説明する。
第５図（ａ）は遅延回路２における周波数Ｆと位相遅延
θとの関係を示したものである。この図に示すように、
遅延回路２を通過する信号の周波数ｆがｆ、−１／τｐ
の場合に入力信号と出力信号の位相差θは２π、周波数
ｆがｆｌの２倍の周波数ｆ２の場合に位相差θは４π、
周波数ｆがｆｌの３倍の周波数ｆ３の場合に位相差θは
６πとなる。すなわち、遅延位相θは周波数ｆに対して
直線的に変化しく直線Ａ）、かつ、周波数ｆが基本周波
数ｆ１の整数倍である場合に、入力信号と出力信号とが
同相になる。
θとの関係を示したものである。この図に示すように、
遅延回路２を通過する信号の周波数ｆがｆ、−１／τｐ
の場合に入力信号と出力信号の位相差θは２π、周波数
ｆがｆｌの２倍の周波数ｆ２の場合に位相差θは４π、
周波数ｆがｆｌの３倍の周波数ｆ３の場合に位相差θは
６πとなる。すなわち、遅延位相θは周波数ｆに対して
直線的に変化しく直線Ａ）、かつ、周波数ｆが基本周波
数ｆ１の整数倍である場合に、入力信号と出力信号とが
同相になる。
第５図（ｂ）はオールパスフィルタ４における周波数ｆ
と位相遅延θとの関係を示したものである。
と位相遅延θとの関係を示したものである。
前掲式（６）によれば、周波数ｆがナイキスト周波数１
／（２τＳ）より十分に低い領域では、位相遅延θは周
波数ｆに対し、はぼ、直線的に変化する。
／（２τＳ）より十分に低い領域では、位相遅延θは周
波数ｆに対し、はぼ、直線的に変化する。
しかし、周波数ｆをナイキスト周波数１／（２τＳ）付
近にまで至る広い周波数範囲に亙って変化させた場合、
位相遅延θは緩やかな曲線に従って変化する（曲線Ｂ）
。
近にまで至る広い周波数範囲に亙って変化させた場合、
位相遅延θは緩やかな曲線に従って変化する（曲線Ｂ）
。
第４図の楽音合成装置の共振周波数は、第５図（ａ）に
示す遅延回路２の位相遅延と第５図（ｂ）に示すオール
パスフィルタ４の位相遅延とを加算することによって得
られる閉ループトータルの位相遅延に従う。第５図（Ｃ
）において実線表示された曲線Ｃは閉ループトータルの
位相遅延を示したしのである。この図に示すように、閉
ループを一巡する場合における遅延位相０は、オールパ
スフィルタ４を介挿することによって周波数ｒ、、ｒ、
、ｒ、、・から微妙にずれた周波数ｆ＋ａ、ｆ２ａ、ｆ
’３ａｓ・・・において、２π、４π、６π、・・とな
る。そして、信号の周波数ｆが、これらの周波数ｆｌａ
、ｆ２ａ、ｆ３ａ、・・・に一致する場合、閉ループを
一巡しても信号位相か変化せず、閉ループの利得が極大
となり、共振状態となる。
示す遅延回路２の位相遅延と第５図（ｂ）に示すオール
パスフィルタ４の位相遅延とを加算することによって得
られる閉ループトータルの位相遅延に従う。第５図（Ｃ
）において実線表示された曲線Ｃは閉ループトータルの
位相遅延を示したしのである。この図に示すように、閉
ループを一巡する場合における遅延位相０は、オールパ
スフィルタ４を介挿することによって周波数ｒ、、ｒ、
、ｒ、、・から微妙にずれた周波数ｆ＋ａ、ｆ２ａ、ｆ
’３ａｓ・・・において、２π、４π、６π、・・とな
る。そして、信号の周波数ｆが、これらの周波数ｆｌａ
、ｆ２ａ、ｆ３ａ、・・・に一致する場合、閉ループを
一巡しても信号位相か変化せず、閉ループの利得が極大
となり、共振状態となる。
また、周波数ｆと位相遅延θとの関係が非線形であるた
め、周波数ｒ＋ａ、ｆｔａ、ｆ３ａ、・は等間隔となら
ない。従って、オールパスフィルタ４を介挿することに
より、基本周波数の整数倍でない高調波を含んだある程
度非調和な倍音構造の楽音を合成することができる。な
お、このｊ；うに、遅延位相が周波数に対して非線形な
フィルタを用いることにより非調和な倍音構造の楽音を
合成する技術については、例えば特公昭５８−５８６７
９弓公報に開示されている。
め、周波数ｒ＋ａ、ｆｔａ、ｆ３ａ、・は等間隔となら
ない。従って、オールパスフィルタ４を介挿することに
より、基本周波数の整数倍でない高調波を含んだある程
度非調和な倍音構造の楽音を合成することができる。な
お、このｊ；うに、遅延位相が周波数に対して非線形な
フィルタを用いることにより非調和な倍音構造の楽音を
合成する技術については、例えば特公昭５８−５８６７
９弓公報に開示されている。
［発明が解決しようとする課題」
ところで、実際の自然楽器によって発音される楽音は、
基本周波数の整数倍からかなりずれた周波数の高調波を
含んだ非調和な倍音構造となっているものもある。特に
、打楽器の場合は、基本周波数の整数倍から完全にずれ
た高調波を含む。しかしながら、上述した従来の楽音合
成装置は、基本周波数の整数倍から大きくずれた周波数
の高調波を発生することができないので、ある種の自然
楽器の倍音構造に忠実な楽音を合成することができない
という問題があった。
基本周波数の整数倍からかなりずれた周波数の高調波を
含んだ非調和な倍音構造となっているものもある。特に
、打楽器の場合は、基本周波数の整数倍から完全にずれ
た高調波を含む。しかしながら、上述した従来の楽音合
成装置は、基本周波数の整数倍から大きくずれた周波数
の高調波を発生することができないので、ある種の自然
楽器の倍音構造に忠実な楽音を合成することができない
という問題があった。
この発明は上述した事情？こ鑑みてなされたもので、打
楽器音等に見られるような非調和な倍音構造を持った楽
音を合成することができる楽音合成装置を提供すること
を目的とする。
楽器音等に見られるような非調和な倍音構造を持った楽
音を合成することができる楽音合成装置を提供すること
を目的とする。
１課題を解決するための手段」
第１の発明は、複数の入力信号を演算して出力する演算
手段と、 自身への入力信号と出力信号の位相差が自身への入力信
号の周波数変化に伴って変化する全域通過フィルタ素子
、および遅延手段と を有すると共に、前記全域通過フィルタに含よれる遅延
素子の遅延時間が単位遅延時間具トてあり、前記加算手
段の出力信号が前記遅延手段および全域通過フィルタ素
子を介してｉａ記加算手段に入力信号として帰還される
ように閉ループ状に接続されており、前記加算手段に外
部から（、′ｉ号を人力し、前記閉ループ内を伝播する
信号を楽音信号として取り出すようにしたことを特徴と
している。
手段と、 自身への入力信号と出力信号の位相差が自身への入力信
号の周波数変化に伴って変化する全域通過フィルタ素子
、および遅延手段と を有すると共に、前記全域通過フィルタに含よれる遅延
素子の遅延時間が単位遅延時間具トてあり、前記加算手
段の出力信号が前記遅延手段および全域通過フィルタ素
子を介してｉａ記加算手段に入力信号として帰還される
ように閉ループ状に接続されており、前記加算手段に外
部から（、′ｉ号を人力し、前記閉ループ内を伝播する
信号を楽音信号として取り出すようにしたことを特徴と
している。
また、第２の発明は、前記全域通過フィルタ素子におけ
る遅延素子が、自身への入力信号を単位遅延時間だけ遅
延させて出力する単位遅延素子を複数段接続してなるこ
とを特徴としている。
る遅延素子が、自身への入力信号を単位遅延時間だけ遅
延させて出力する単位遅延素子を複数段接続してなるこ
とを特徴としている。
１作用」
」二部構成によれば、閉ループの利得は閉ループのトー
タルの遅延位相が２πの整数倍となる周波数において極
大となり、閉ループは前記周波数を共振周波数とする共
振回路として動作し、閉ループ内の信号が楽音信号とし
て取り出される。そして、この場合、トータルの遅延位
相は周波数に対して非単調に変化し、共振周波数は等間
隔とならず、従って、非調和な倍音構造を持った楽音が
発生される。
タルの遅延位相が２πの整数倍となる周波数において極
大となり、閉ループは前記周波数を共振周波数とする共
振回路として動作し、閉ループ内の信号が楽音信号とし
て取り出される。そして、この場合、トータルの遅延位
相は周波数に対して非単調に変化し、共振周波数は等間
隔とならず、従って、非調和な倍音構造を持った楽音が
発生される。
「実施例」
以下、図面を参照し、本発明の一実施例を説明する。
第１図はこの発明の一実施例による楽音合成装置の構成
を示したものである。この楽音合成装置は、オールパス
フィルタ４に代えてオールパスフィルタ４ｎを介挿した
点のみが、第４図の構成き異なる。また、オールパスフ
ィルタ４ｎは、サンプリング周期τＳのｎ倍の遅延時間
τｎ−ｎτＳを有する遅延回路４５ｎを、遅延回路４５
の代わりに介挿した点がオールパスフィルタ４と異なる
。
を示したものである。この楽音合成装置は、オールパス
フィルタ４に代えてオールパスフィルタ４ｎを介挿した
点のみが、第４図の構成き異なる。また、オールパスフ
ィルタ４ｎは、サンプリング周期τＳのｎ倍の遅延時間
τｎ−ｎτＳを有する遅延回路４５ｎを、遅延回路４５
の代わりに介挿した点がオールパスフィルタ４と異なる
。
このオールパスフィルタ４ｎの場合、位相遅延Ｐｎ（ω
）は、 ・・・・（８） となる。
）は、 ・・・・（８） となる。
以下、第２図（ａ）〜（Ｃ）を参照し、第１図におＩＪ
る閉ループの共振特性？こついて説明４〜る１、第２図
（ａ）は前述した第５図（ａ）と全く同し遅延回路２に
おＩＪる周波数ｆと位相遅延０との関係を示したもので
ある。第２図（ｂ）は、オールパスフィルタ４ｎにおけ
る周波数ｆと遅延位相θとの関係を示したものである。
る閉ループの共振特性？こついて説明４〜る１、第２図
（ａ）は前述した第５図（ａ）と全く同し遅延回路２に
おＩＪる周波数ｆと位相遅延０との関係を示したもので
ある。第２図（ｂ）は、オールパスフィルタ４ｎにおけ
る周波数ｆと遅延位相θとの関係を示したものである。
オールパスフィルタ４ｎにおいて、遅延段数ｎが大きい
場合、信号の角周波数ω＝２πｆが低くても、式（８）
における位相角！ｌωτＳが大きな値となる。従って、
オールパスフィルタ４ｎの場合、前述したオールパスフ
ィルタイの特性の説明の際に示したような直線近似（近
似式（７））は成り立たない。そして、オールパスフィ
ルタ４ｎにおける周波数ｆと位相遅延θとの関係は第２
図（ｂ）の曲線Ｂｎのようになる。この図に示すように
、周波数ｆを高くしていった場合、オールパスフィルタ
４ｎの遅延位相０は、何度も大きく増加および減少を繰
り返す。ここで、段数ｎを大きくすると、周波数ｆがナ
イギスト周波数１／（２τＳ）に至るまでに繰り返され
る遅延位相θの増減の回数は大きくなる。
場合、信号の角周波数ω＝２πｆが低くても、式（８）
における位相角！ｌωτＳが大きな値となる。従って、
オールパスフィルタ４ｎの場合、前述したオールパスフ
ィルタイの特性の説明の際に示したような直線近似（近
似式（７））は成り立たない。そして、オールパスフィ
ルタ４ｎにおける周波数ｆと位相遅延θとの関係は第２
図（ｂ）の曲線Ｂｎのようになる。この図に示すように
、周波数ｆを高くしていった場合、オールパスフィルタ
４ｎの遅延位相０は、何度も大きく増加および減少を繰
り返す。ここで、段数ｎを大きくすると、周波数ｆがナ
イギスト周波数１／（２τＳ）に至るまでに繰り返され
る遅延位相θの増減の回数は大きくなる。
そして、閉ループトータルの位相遅延は第２図（ｃ）に
示すようになる。この図に示すように位相遅延θは周波
数ｆの変化に対し、大きく波打ちながら変化する。従っ
て、この楽音合成装置の閉ループの共振周波数は、前述
した第４図の場合の共振周波数ｆ’＋ａ、ｆｔａ、ｆ３
ａ、・よりもさらに非調和な周波数ｒ＋ｎ、ｆ、ｎ、ｆ
３ｎ、・・・となる。このようにして、この楽音合成装
置では、基本周波数の整数倍から大きく周波数のずれた
高調波を含む非調和な楽音信号が合成される。
示すようになる。この図に示すように位相遅延θは周波
数ｆの変化に対し、大きく波打ちながら変化する。従っ
て、この楽音合成装置の閉ループの共振周波数は、前述
した第４図の場合の共振周波数ｆ’＋ａ、ｆｔａ、ｆ３
ａ、・よりもさらに非調和な周波数ｒ＋ｎ、ｆ、ｎ、ｆ
３ｎ、・・・となる。このようにして、この楽音合成装
置では、基本周波数の整数倍から大きく周波数のずれた
高調波を含む非調和な楽音信号が合成される。
なお、」二連した実施例では、楽音合成装置をデジタル
回路で構成する場合を説明したが、フィルタおよび遅延
回路をアナログ回路によって実現してもＪ：い。また、
管楽器台の楽音合成装置にオールパスフィルタ４ｎを適
用すると、非調和な倍音構造をもった楽音を合成するこ
とができる。例えば、管楽器台の楽音合成装置としては
、管楽器のリードの動作をシミュレートした非線形関数
の発生回路と、楽音の音高に対応して遅延時間を切り換
えることができるようにした遅延回路とを閉ループ状に
接続し、閉ループを共振状態にすることにより、楽音合
成を行うものが特開昭６３−４０１９９号に開示されて
いる。この閉ループ内に前述のオールパスフィルタ４ｎ
を介挿することにより非調和な倍音構造を持った管楽器
台を合成することができる。なお、オールパスフィルタ
には、単位遅延素子と乗算器および加算器を様々に組め
合わせたバリエーションがあるが、これら各オールパス
フィルタについてし、第１図に示したように、各オール
パスフィルタに含まれる遅延素子の遅延時間を単位遅延
時間より大きくして第１図と同様の制御を行うことで、
」二連した実施例と同等の効果が得られる。また、第１
図においては、加算器１の後段に遅延回路２（遅延時間
τｐ）を集中して介挿したが、各フィルタの股間に介挿
しても良いし、総遅延時間がτｐとなるように各段間に
遅延を分割して介挿しても良い。また、閉ループ内に、
非線形の伝達関数を有する要素を介挿し、＝１５− さらに音色変化を得るようにしても良い。
回路で構成する場合を説明したが、フィルタおよび遅延
回路をアナログ回路によって実現してもＪ：い。また、
管楽器台の楽音合成装置にオールパスフィルタ４ｎを適
用すると、非調和な倍音構造をもった楽音を合成するこ
とができる。例えば、管楽器台の楽音合成装置としては
、管楽器のリードの動作をシミュレートした非線形関数
の発生回路と、楽音の音高に対応して遅延時間を切り換
えることができるようにした遅延回路とを閉ループ状に
接続し、閉ループを共振状態にすることにより、楽音合
成を行うものが特開昭６３−４０１９９号に開示されて
いる。この閉ループ内に前述のオールパスフィルタ４ｎ
を介挿することにより非調和な倍音構造を持った管楽器
台を合成することができる。なお、オールパスフィルタ
には、単位遅延素子と乗算器および加算器を様々に組め
合わせたバリエーションがあるが、これら各オールパス
フィルタについてし、第１図に示したように、各オール
パスフィルタに含まれる遅延素子の遅延時間を単位遅延
時間より大きくして第１図と同様の制御を行うことで、
」二連した実施例と同等の効果が得られる。また、第１
図においては、加算器１の後段に遅延回路２（遅延時間
τｐ）を集中して介挿したが、各フィルタの股間に介挿
しても良いし、総遅延時間がτｐとなるように各段間に
遅延を分割して介挿しても良い。また、閉ループ内に、
非線形の伝達関数を有する要素を介挿し、＝１５− さらに音色変化を得るようにしても良い。
「発明の効果」
以上説明したように、第１の発明によれば、複数の入力
信号を演算して出力する演算手段と、自身への入力信号
と出力信号の位相差が自身への入力信号の周波数変化に
伴って変化する全域通過フィルタ素子、および遅延手段
とを有すると共に、前記全域通過フィルタに含まれる遅
延素子の遅延時間が単位遅延時間以上であり、前記加算
手段の出力信号が前記遅延手段および全域通過フィルタ
素子を介して前記加算手段に入力信号として帰還される
ように閉ループ状に接続されており、前記加算手段に外
部から信号を入力し、前記閉ループ内を伝播する信号を
楽音信号として取り出すようにしたので、打楽器音のよ
うな非調和な倍音構造を持った楽音を合成するこ表がで
きるという効果が得られる。また、第２の発明によれば
、前記全域通過フィルタ素子における遅延素子が、自身
への入力信号を単位遅延時間だ１ノ遅延させて出力する
単位遅延素子を複数段接続して構成したので、前記全域
通過フィルタ素子において、非単調な位相遅延の周波数
特性が得られ、第１の発明と同様、非調和な倍音構造を
持った楽音を合成することができる。
信号を演算して出力する演算手段と、自身への入力信号
と出力信号の位相差が自身への入力信号の周波数変化に
伴って変化する全域通過フィルタ素子、および遅延手段
とを有すると共に、前記全域通過フィルタに含まれる遅
延素子の遅延時間が単位遅延時間以上であり、前記加算
手段の出力信号が前記遅延手段および全域通過フィルタ
素子を介して前記加算手段に入力信号として帰還される
ように閉ループ状に接続されており、前記加算手段に外
部から信号を入力し、前記閉ループ内を伝播する信号を
楽音信号として取り出すようにしたので、打楽器音のよ
うな非調和な倍音構造を持った楽音を合成するこ表がで
きるという効果が得られる。また、第２の発明によれば
、前記全域通過フィルタ素子における遅延素子が、自身
への入力信号を単位遅延時間だ１ノ遅延させて出力する
単位遅延素子を複数段接続して構成したので、前記全域
通過フィルタ素子において、非単調な位相遅延の周波数
特性が得られ、第１の発明と同様、非調和な倍音構造を
持った楽音を合成することができる。
第１図はこの発明の一実施例による楽音合成装置の構成
を示すブロック図、第２図は同実施例における周波数ｆ
と位相遅延θとの関係を説明する図、第３図および第４
図は従来の楽音合成装置の構成を示すブロック図、第５
図は第４図の楽音合成装置における周波数ｆと位相遅延
θとの関係を説明する図である。 ■ ・・・加算器、４ｎ・・・・・・オールパスフィル
タ。
を示すブロック図、第２図は同実施例における周波数ｆ
と位相遅延θとの関係を説明する図、第３図および第４
図は従来の楽音合成装置の構成を示すブロック図、第５
図は第４図の楽音合成装置における周波数ｆと位相遅延
θとの関係を説明する図である。 ■ ・・・加算器、４ｎ・・・・・・オールパスフィル
タ。
Claims (2)
- （１）複数の入力信号を演算して出力する演算手段と、 自身への入力信号と出力信号の位相差が自身への入力信
号の周波数変化に伴って変化する全域通過フィルタ素子
、および遅延手段と を有すると共に、前記全域通過フィルタに含まれる遅延
素子の遅延時間が単位遅延時間以上であり、前記加算手
段の出力信号が前記遅延手段および全域通過フィルタ素
子を介して前記加算手段に入力信号として帰還されるよ
うに閉ループ状に接続されており、前記加算手段に外部
から信号を入力し、前記閉ループ内を伝播する信号を楽
音信号として取り出すようにしたことを特徴とする楽音
合成装置。 - （２）前記全域通過フィルタ素子における遅延素子が、
自身への入力信号を単位遅延時間だけ遅延させて出力す
る単位遅延素子を複数段接続してなることを特徴とする
請求項第１記載の楽音合成装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1121229A JP2580774B2 (ja) | 1989-05-15 | 1989-05-15 | 楽音合成装置 |
| US07/523,711 US5136917A (en) | 1989-05-15 | 1990-05-15 | Musical tone synthesizing apparatus utilizing an all pass filter for phase modification in a feedback loop |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1121229A JP2580774B2 (ja) | 1989-05-15 | 1989-05-15 | 楽音合成装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02300795A true JPH02300795A (ja) | 1990-12-12 |
| JP2580774B2 JP2580774B2 (ja) | 1997-02-12 |
Family
ID=14806098
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1121229A Expired - Fee Related JP2580774B2 (ja) | 1989-05-15 | 1989-05-15 | 楽音合成装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5136917A (ja) |
| JP (1) | JP2580774B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2015143763A (ja) * | 2014-01-31 | 2015-08-06 | ヤマハ株式会社 | 共鳴音生成装置及び共鳴音生成プログラム |
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| JP2508339B2 (ja) * | 1990-02-14 | 1996-06-19 | ヤマハ株式会社 | 楽音波形信号形成装置 |
| US5354947A (en) * | 1991-05-08 | 1994-10-11 | Yamaha Corporation | Musical tone forming apparatus employing separable nonliner conversion apparatus |
| US5438156A (en) * | 1991-05-09 | 1995-08-01 | Yamaha Corporation | Wind type tone synthesizer adapted for simulating a conical resonance tube |
| JP2738175B2 (ja) * | 1991-07-26 | 1998-04-08 | ヤマハ株式会社 | 楽音信号発生装置 |
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1989
- 1989-05-15 JP JP1121229A patent/JP2580774B2/ja not_active Expired - Fee Related
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1990
- 1990-05-15 US US07/523,711 patent/US5136917A/en not_active Expired - Lifetime
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5136917A (en) | 1992-08-11 |
| JP2580774B2 (ja) | 1997-02-12 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |