JPH02290527A - 振動制御システム - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、振動制御システムに関する。

（従来技術とその問題点） 装置の特定の部品が、目的とする環境において正しく機
能するか否かを判定するためにその部品を試験すること
がしばしば必要となる。重要な要素の一つは、目的とす
る環境で発生する振動のエネルギーである。たとえば、
装置の部品は、宇宙船に使用され、従って発進時に発生
する強烈な振動エネルギーに耐え得なければならないこ
とがある。

実際に経験される振動エネルギーは、独立した多数の振
動源に対する応答であり、従って、時間に関する分布関
数はガウス分布で表される、ガウス分布であるので、こ
の振動エネルギーは、振幅分布とスペクトルパヮー密度
関数（ＰＳＤ）（一次及び二次統計量）とで完全に指定
することが出来る。実際上この基準ＰＳＤは、しばしば
、実際の環境振動エネルギーを記録してＰＳＤを決定す
ることにより決定される。

試験中の装置（ＤＵＴ）を振動エネルギーに曝す周知の
システムが第１図に示されている。

ＤＵＴＩＯは、駆動装置１４から駆動信号ｙ（ｔ）を受
け取る起振テーブル１２に乗せられている。

一見して、この駆動信号は基準ＰＳＤにより特徴付けら
れる様に思われる。しかし、該駆動信号は起振テーブル
／ＤＵＴシステムに加えられ、このシステムは、それら
の伝達関数が結合される結果として該ＤＵＴに加わる実
際のエネルギーのＰＳＤを修正する。従って、試料の実
際の運動を特徴付けるＰＳＤが基準ＰＳＤに等しくなる
ように駆動ＰＳＤを修正しなければならない。

基準ＰＳＤにより特徴付けられる振動エネルギーにＤＵ
Ｔを曝すために駆動信号を発生させるフィードバックシ
ステムが第１図の残りの部分に示されている。変換器ｌ
６がＤＵＴ１０に接続されてＤＵＴＩＯの振動を電気信
号に変換する。該変換器の出力は、フィルター等の信号
調整手役を含むことのあるアナログーディジタル装置（
ＡＤＣ）サブシステム１８に接続されており、その出力
はＰＳＤ評価装置（Ｓ　（ω））２０に接続されている
。等化装置２２の一方の入力はＰＳＤ評価装置（Ｓ　（
ω）》　２０の出力に接続され、第２の入力は基準スペ
クトルＳ（ω）に接続され、その出力は周波数領域確率
化装置２４の入力に接続されている。逆フーリエ変換装
置（ＩＦＴ）２６は、その入力が周波数領域確率化装置
２４の出力に接続され、その出力が窓関数装置２７に接
続されている。窓関数装置２７は時間領域確率化装置２
７の入力に接続されている。時間領域確率化装置２８の
出力は駆動装置１４の入力に接続され、この駆動装置は
ＤＡＣ，パワー増幅器を含み、且つ、別の儒号調整手段
を含むことがある。実際には、与えられたシステムは、
時間領域確率化装置２８、周波数領域確率化装置２４、
窓関数装置２７、又はそれらの或る組合せを省略するこ
とが出来る。

不規則振動制御装置の基本的目的は、適当な変換器（一
般には加速度計）により感知される所定の振動をＤＵＴ
上の１個以上の点で試験対象としての装置（ＤＵＴ）に
与えることである。前記の所定の振動は、普通は、ガウ
ス型（正規）振動でなければならないが、それは、完全
な指定のために一次統計量及び二次統計景が必要で且つ
充分であることを意味する。一次統計量は、単なる振幅
確率密度関数 〜　Ｘ ２σ２ ｅ であり、ここでσは不規則過程のＲＭＳ値である。

二次統計量は、不規則信号の連続する値の間の相関（又
は共分散）を制御する正規分布信号の周波数内容又はス
ペクトルを記述するものである。

ＰＳＤ，Ｓ　（ω）又はそのフーリエ変換、自己相関関
数φ（１）はフーリエ変換対 Ｓ（ω）＜−〉φ（１） を構成するものであるので、これら二つの関数がこの統
計量を指定するために使われる。これらの制御システム
ではディジタル信号処理技術が使われるので、制御ルー
プには一様にサンプリングされた時間領域及び周波数領
域が使われる：普通、ＡＤ変換器及び離散フーリエ変換
が、サンプリングされた関数を得るための手段を提供す
る。

これらの正規不規則信号の本質的特徴は、で与えられる
Ｎ個のサンプルの長さから成るサンプルセグメントｘ　
（ｎ）の離散フーリエ変換Ｘ（κ）が Ｘ　（ｋ）　　＝Ｐ．（ｋ）　　＋　ｊ　Ｑ．（ｋ）と
いう形の、周波数指標ｋの複素関数であることを知るこ
とは重要であり、ここで である。若し（Ｘ　（ｎ）　）の値の集合が不規則に分
布しているならば、これらの不規則に分布したサンプル
の重み付けされた和である実数部Ｐ．（ｋ）及び虚数部
Ｑ　．　（ｋ）も不規則でなければならない。

また、ｘ　（ｎ）が正規分布であれば、Ｐ　．　（ｋ）
及びＱ。（ｋ）も確かに正規分布となる。そこで、正規
分布した信号のフーリエ変換も、正規分布した実数部及
び虚数部を持った複素不規則関数である。

各部分を得るために使われるｃｏｓ　２πｋｎ／Ｎ及び
ｓｉｎ　２πｋｎ／Ｎの重みが直交している（相関して
いない）ので、Ｐ．（ｋ）及びＱ　．　（ｋ）は相関し
ていない。複素関数Ｘ　（ｋ）を極座標形式で表すと、
ただしここで であるが、θ（ｋ）は区間０≦θ≦２πで一様に分布し
、ＩＸ（ｋ）ｌはレーリー分布とダることを示すことが
出来る。

振動の制御を確立するために、駆動信号のスペクトル内
容を適宜調整して所望の信号を作ることが出来ることと
なるように振動のスペクトルを推定して所望のスペクト
ルと比較しなければならない。これは概念的には簡単な
問題、即ち、ＤＡＣ１４の入力と、所要の駆動信号を決
定することを可能にするＡＤＣ１８の出力との間の伝達
関数を評価することにより伝達関数を推定する、という
問題である。実際には、振動は不規則で、システムには
ノイズがあり且つ非線形であることもあるので問題が生
じる。

感知される応答ｚ　（ｎ）は不規則（ランダム）である
ので、前述の議論によるとフーリエ変換も不規則となる
。これは、推定された個々のスペクトル又はペリオドグ
ラムの各々が不規則関数となることを意味する。詳しく
言えば、我々が希望する応答信号のスペクトル推定関数
は であり、 又は ？．（ｋ）＝Ｐ■（ｋ）＋ｊＱ■（ｋ）で、τ］ま抽出
間隔であり、Ｚ．　（ｎ）はｍ番目の応答データフレー
ムである。従って、 又は Ｍ−”ＭＮ”゜８ ？なる。ここでＰ２ｚｍ（ｋ）及び口２ｚｍ（ｋ）は各
々自由度１を持ったカイ二乗分布の二乗ガウス変数であ
る。「生の」スペクトル評価又はペリ才ドグラムと称す
る項の和　一　〔Ｐ２ｚｍ（ｋ）　＋Ｑ”ｚｍ（ｋ）　
］もＭ カイ二乗分布であるが自由度は２であり、その真の平均
値に関してｌの相対分散を持っている。この様な項の無
限集団についての平均値を取る目的は、これらの分散を
減少させることによってＳ．（ロ）を推定することであ
る。実際には、「生の」スペクトル推定量Ｓ■（ｋ）の
有限の重み付の和を制御の基礎として使用する。例えば
、 従って、このスペクトル推定量は、推定に用いられる自
由度が有限であるので、エラー（分散）を持っている。

この分散はｍに逆比例する。スペクトル推定量の漏れを
減らす目的で抽出された応答データｚ　（ｎ）に窓を設
ける様な非線形ＰＳＤ推定技術は追加の分散を持ち込む
ことがある。

斯かるシステムもノイズを発生し且つ非線形であるので
、最後の平均応答スペクトルの意味する全補正より少な
い補正を持ち込む確率的近似アルゴリズムが使われる。

そこで、駆動フーリエ変換の大きさの代表的補正は次の
形 ｓ．，．．＋（ｋ）＝αＳ．，．（ｋ）＋（１−α）　
　Ｓｓ，ｓ＋＋（ｋ）であり、ここで Ｓ８，．はｍ番目のスペクトル推定量であり、Ｓ．．．
　（ｋ）　　＝　　　　　ＣＰ’．，．（ｋ）　　＋Ｑ
’．，．（ｋ）］Ｎ はｍ番目の「生の」推定量であり、 α　　は「割引き」平均係数（０くαく１）。

又は ｊ！ｏｇｌＸ−＋＋（ｋ川−１！　ｏｇ　ｌ　Ｘ．　（
ｋ）ｌ　＋　εＣｌｏｇ　Ｓ（ｋ）−　Ｉｌｏｇｒ，。

ｌ（ｋ）］ ここで０〈εく１／２は確率的重み係数である。

この手順の結果は決定論的量関数となるが、私たちが望
んでいるのは 、．。＋　（ｋ）＝８．。１．３）。ｊ０・・゛３“）
ｐ，，．．＋（ｋ）＋　ｊ　Ｑ．，，．＋（ｋ）であり
、？こでｌ　Ｘ．＋＋ｌ）　１はレーリー分布し、θ．
．　＋　（ｋ）は一様に又は等価に分布し、Ｐ　Ｍ＋　
１１４　１及びθ）Ｉｎ＠＋１はＸ　．．　．　（ｋ）
の逆フーリエ変換を取った後に適切なガウス分布駆動関
数Ｘ　ｓａ＋　，　（ｎ）を作るために独立に正規分布
する。

従来技術は、ランダム位相関数θ（ｋ）を導入すること
によってＸ　（ｋ）を確率化することにより、正規駆動
信号の許容可能な近似を達成し得ることを証明した。米
国特許第３．　７１０．　０８２号を参照されたい。中
心極限定理は、多数のランダム変数の和は、それぞれの
分布とは殆ど無関係にガウス分布的となることを主張し
ているので、逆フーリエ変換Ｘ■，（ｎ）　もほぼガウ
ス分布的となる。この手続きは、位相のみが確率化され
振幅が確率化されないけれども、ダビングされた「周波
数領域」確率化であった。

別の形がＳｌｏａｎｅ氏外により導入されたく米国特許
第３．　８４８，　１１６号を見よ）が、それは、広く
時間領域確率化と呼ばれ、車にｘ　（ｎ）のランダムな
循環的回転による位相の確率化に基づく。この手続きも
位相のみを確率化するものであって、位相及び振幅の両
方を確率化するものではない。

時間領域関数Ｘ，　（＋１）　はＮ個のデータ点の有限
長さアレイであり、これを同種の他のアレイと結び付け
て連続的な次のような流れ ｘ（ｍ．ｎ）＝　　ｘｏ（ｎ）＋　　ｘ＋（Ｎ＋ｎ）　
　　＋を作ることが出来るが、ここで０≦ｎ≦Ｎ−１で
ある。しかし、３１ｏａｎｅ氏外により、ｘ（ｍ，ｎ）
の構造の意味する均一な重み付けによって許容すること
の出来ないスペクトル漏れが生じ、これにより、大きく
鋭い共振を示すシステムを制御する能力が制限され或い
は、所望の基準スペクトルＳ　（ｋ）が大きなダイナミ
ックレンジ特性を持っているときに制御をする能力が制
限されることが発見された。

その結果、このスペクトルを制御するためにＸヨ（ｎ）
の不均一な窓開けが導入された。

第２Ａ図及び第２Ｂ図は、位相領域確率化及び時間領域
確率化をそれぞれ利用するシステムを示し、これに窓開
け及び重ね合わせ及び加算が続く。

実用上の観点から、不均一な窓開け自体を各部分Ｘ，　
（ｎ）に随意に適用することは出来ない。その理由は、 を必要とする（Ｃは定数）ので、窓函数の選択で別の絶
対的な制約が生じることになった。５０％の様な結合の
連鎖（ここでｗ　（ｎ）は窓関数）は、安定状態にあい
て又は適当なスペクトルへの制御の収斂時に駆動関数も
不変の正規プロセスでなければならないという普通の要
件に反してその瞬時パワーが１（ｎ）に比例する周期関
数である様な、変化のある出力シーケンスを発生させる
からである。そのため、窓開けに加えて重ね合わせが導
入されることとなった。例えば、窓開けしたアレイの５
０％重ね合わせは となる。残念なことに、窓関数に関するこの制約により
、あらゆる窓関数のうちの最も効果の少ない関数に選択
が制限されることとなった。よって、従来技術には以下
のような欠点がある。即ち、■．窓明けの制約によりダ
イナミックレンジが限定される。

２．真の位相及び周波数確率化が宋けている。

３．最善の状況においても、重ね合わせ及び窓明けの操
作の結果として、相関関数が時間差Ｔ＝ｔ１ｔ２又はφ
（ｔｌ−ｔ２）＝φ（Ｔ）のみに依存する停留関数では
なくて二つの時間の関数φ（ｔ．．　ｔ２）である相関
関数となるので、二次統計量には変動がある。

（発明の概要） 本発明の目的は、二次統計量の質を保ちながら時間領域
又は周波数領域摸作により実用的で且つ効率的に振幅及
び位相の両方を真に確率化するとともに漏れを最適に制
御することである。詳しく言えば、この方法は、応答ス
ペクトルと制御スペクトルとの比較から決定される窓開
きインパルス応答関数によるランダムシーケンスのディ
ジタルフィルタリングを含む。一つは時間領域畳み込み
に、他方は等価な周波数領域摸作に基づく、同程度の結
果をもたらす二つの方法が開示される。

本発明の一つの面によれば、駆動データシーケンスの各
項が、確率化されたシーケンス内の対応する二安定信号
によりゲート制御されることとなる様に時間領域ディジ
タルフィルターが構成される。ゲート制御された信号の
値は、対応する二安定信号が第１状態であればゼロであ
り、対応する二安定信号が第２状態であれば、駆動デー
タシーケンス中の対応する項に等しい。ゲート制御され
た信号の和が次に合計されて畳み込み項となる。

これらの畳み込み項は、確率化され駆動データシーケン
スとして使用される。

このゲート制御及び合計操作の結果は、駆動データシー
ケンスの項の一次結合を作るものであり、各項の係数は
、対応する二安定信号の状態に応じてゼロ又は１である
。従って、掛算器を使わずに畳み込みを行うことが出来
る。

この実施例の他の面によると、駆動シーケンス及び確率
化されたシーケンスとはシフトレジスターに格納され、
該シフトレジスターの並列出力は、上記の様に駆動デー
タシーケンスの項をゲート制御するためのゲート制御阻
止の入力に接続される。

木発明の他の面によれば、確率化された制御シ一ケンス
中の二安定倍号を利用して、加算／減算器（ＡＳＵ）を
制御するが、このＡＳＵは、駆動データシーケンス中の
対応する項を受け取る第１入力ポートと、該ＡＳＵの出
力ポートに接続された第２入力ポートとを持っている。

一次結合が形成され、各項は、対応する二安定信号の状
態により決定される結合に加えられるか又は差し引かれ
る。

駆動データシーケンスの項の一次結合が形成され各項の
係数は、対応する二安定信号の状態により決定された通
りに、−１又は＋１である。従って、掛算器を使わずに
畳み込みを行うことが出来る。

本発明の他の特徴及び利点は、図面及び以下の記述から
明らかとなろう。

（実施例） 図面においては、同じ参照数字は同一の又は対応する部
分を示す。第３図は、本発明の実施例のブロック図であ
る。第１図に示した振動制御システムは、第１図を参照
して説明した従来技術のシステムと共通の要素を多数持
っている。

第３図において、窓関数発生器８が窓開け装置ｌＯの第
１入力に接続されている。窓開け装置１０はＩＦＴの出
力に接続された第２入力を有し、基準ＰＳＤを特徴とす
る時間領域ディジタル駆動データシーケンスｘ　（ｎ）
をうけとる。窓開け装置ｌＯの出力は特殊ディジタルフ
ィルター１２の第１入力に接続されている。ディジタル
フィルターｌ２の第２入力は擬似ランダム数発生器（Ｐ
ＲＮＧ）１３の出力に接続されている。

ここで第３図の実施例の動作を説明する。窓開け関数発
生器８の発生させる窓選択関数は従来技術の場合のよう
には限定されない。例えばドルフー７エビシェフ窓又は
カイザー−ベッセル窓等の、スペクトル漏れの少ない効
率的窓を選択することが出来る。窓開けされた駆動デー
タシーケンスは、ディジタルフィルター１２のインパル
ス応答のディジタル表現として機能する。従って、ＰＲ
ＮＧ１３の出力がフィルタリングされる結果としてスペ
クトル漏れの少ない基準とガウス型振幅分布とを特徴と
する確率化された駆動データシーケンスが発生させられ
る。確率化された駆動データシーケンスの平均パワーは
、窓函数の形とは無関係に一定である。ディジタルフィ
ルター１２の特定の時間領域及び周波数領域実施例を次
に説明する。

第５図は、本発明の実施例のブロック図である。

第５図を参照すると、二安定信号のランダム又は擬似ラ
ンダムシーケンスを発生させる装置４０は、第ｌのＮ段
直列入力一並列出力シフトレジスター４２の直列入力ポ
ートに接続されている。前述のランダム信号装置の設計
は周知されており、例えば、先に引用した特許に記載さ
れている。

該第１シフトレジスターは、それぞれのシフトレジスタ
ー段４４に格納された信号を転送するためのＮ個の並列
出力ポートと、直列入力ポートとを持っている。直列入
力ポートは信号を第１段へ転送する。第２のＮ段・多ビ
ット・直列入力並列出力・シフトレジスターメモリー４
６は、装置１０のｙ　（ｎ）出力ポートに接続された、
その第１役へ信号を転送するための多ビット直列入力ボ
−トと、各々一つの多ビット段４７に接続されたＮ個の
並列多ビット出力ポートとを持っており、各多ビット役
４７は装置１０の１出力ワードを保持する。

タイミング装置４８はクロックサイクルのシーケンスを
画定するＣＬＫ４”号バルス列を発生させるためＣＬＫ
信号を発生させる。一次結合装置５０は、第１シフトレ
ジスター４２に格納された二安定信号と、第２シフトレ
ジスター４６に格納されたインパルス応答シーケンスの
項とを受け取る。

作動時、この一次結合装置は、駆動データシーケンス中
の各項ｙ’（ｋ）の、確率化された駆動データシーケン
ス中の項ｙ　（ｎ）への寄与を決定する制御信号として
、第１シフトレジスター４２に格納された二安定信号ｘ
　（ｎ−ｋ）を使用する。二つの実施例を説明する。第
６図に示されている第１実施例は、該二安定信号を、並
列ゲート制御回路網中のゲート制御阻止の組を制御する
ゲート制御信号として使用する。この実施例は、単掻の
係数が乗じられたｙ’（ｋ）項の一次結合を形成する。

第６図を参照して説明する第２実施例は、ランダム二安
定信号を使って、加算／減算器（ＡＳＵ）を制御すると
共に、二極の係数が乗じられたｙ′（ｋ＞項の一次結合
を形成する。

第６図は、方程式６の一次結合を形成する実施例を示し
、係数項ｘ（ｎ−ｋ）は０又は１に等しい（単極係数）
。ここで第６図を参照すると、並列ゲート制御回路網７
０はＮ個のゲート制御素子７２の組を含む。各ゲート制
御素子は、シフトレジスター４２の各素子４４からの単
ビット入力とシフトレジスターメモリー４６の各対応素
子４７からのｐピット入力とに接続された二つの入力ポ
ートを有する。各シフトレジスターの段は指標ｋで特定
され、各シフトレジスターは指標ｋ　＝　Ｎ１で特定さ
れる直列入力ポートに接続されている。

各ゲート制御素子７２は、加算器７４０入力ポートの一
つに接続された多ビット出力ポートも有する。加算器７
４は、オフセット補正装置７６の出力ポートに接続され
た入力ポートも有する。加算器７４の出力ポートはディ
ジタルフィルターの出力ポートとして作用する。

第６図のシステムの動作を説明する。指標ｎに対応する
時に、シフトレジスター４２の内容は、ｘ　（ｎ−ｋ）
　，　　０≦ｋ≦Ｎ−１に対応する二安定値ｘ（ｎ−Ｎ
＋１）ないしｘ　（ｎ）を含んでおり、ここでｋはアド
レス指標である。同時に、シフトレジスターメモリー７
０の内容はｋ−ｎで記憶場所０≦ｋ≦Ｎ−１に格納され
た装置１０からの最後の（ｍ番目）のＮワードアレイｙ
　　ｍ（ｎ）を含む。

メモリー４２のｋ番目の格納されている二進値とメモリ
ー７０のｋ番目の格納されているワードとはゲート７２
（ｋ）を通してプールＡＮＤ演算により論理的に相互作
用し、ｘ　（ｎ−ｋ）が真（Ｘ（ｎ−ｋ）　−１）なら
ばｙ’＋ｎ（ｋ）に等しくてｘ　（ｎ−ｋ）が偽（ｘ　
（ｎ−ｋ）−０）ならばゼロに等しい出力を発生させる
。そこで、これは積を形成するのに等しい。Ｎ個のゲー
ト制御素子７２の出力は加算／減算器７４によりディジ
タル的に合計されて となる。この式はｘ　（ｎ）のｙ．（ｎ）との離散的畳
み込みをあらわす。ｘ　（ｎ）とｙ．（ｎ）との両方が
時間と共に変化するので、いずれのシーケンス（アレイ
）も畳み込みの枝と見なすことが出来る。

しかし、スペクトル更新変化は一般にＰＲＮＧ４０の相
関時間より遅いので、上記の式は、不動のランダムシー
ケンスｘ　（ｎ）に作用するｙ　　．（ｎ）のインパル
ス応答を持った時間的に変動するフィルターの意味を帯
びることになる。重要なことは、ｙ．（ｎ）を求めて上
記の式で合計される積をつくるために掛算器が不要であ
ることである。

フィルター出力シーケンスを発生させるには、次の出力
ワードｙ．（ｎ＋１）を形成するためにｘ　（ｎ）を表
すＮワードの新しいシーケンスを利用し得ることが必要
である。次のノイズ発生シーケンスがＣｘ　　（ｎ＋１
＞，　　　ｘ　　（ｎ），ｘ　　（ｎ−１）　　・　・
　ｘ　　（ｎ−Ｎ＋　　２）：］即ち、最も古い要素ｘ
（ｎ−Ｎ＋１）が減じられているがｘ　（ｎ＋１）が最
新のデータ位置ｋ＝０をしめている旧アレイに対応する
シフトされたＮ要素アレイである。

第７図は、ゲート制御素子７２を詳細に示す。

各ゲート制御素子７２は、信号ｘ　（ｎ−ｋ）を受信す
る第一入力ポートと、第一ｐビット・データバス７８の
対応する導体に接続された第二入力ポートと、第二のｐ
ビット・データパス７９の対応する導体に接続された出
力ポートとを有するｐ個のＡＮＤゲート８０を含む。

作動時には、各ＡＮＤゲート８０は１ビット単極信号ｘ
（ｎ−ｋ）とｙ’　　（ｋ）の単一のビットとの論理積
を形成する。ｐ個の論理積の完全な組はｘ　（ｎ−ｋ）
とｙ’　（ｋ）との算術積を形成する。

ｘ　（ｎ）とｙ’　（ｎ）とは、統計的に独立している
ので、フィルターの出力での平均値又は期待値は ・Ｅ　｛ｙ’　．（ｋ）｝　　となる。

Ｅ　　（ｘ　　ｌ）　）　　＝　１　・［Ｐｒｏｂａｂ
ｉｌｉｔｙ　ｘ（・）＝１］と書けば、 が得られる。しかし、 Ｅ　　（ｙ’　　．（ｎ））　　＝Ｅ　　（ｗ（ｎ）　
・Ｘ．（ｎ）　　）Ｅ　　（ｗ（ｎ））　　＝Ｅ　　（
Ｘ．（ｎ）　　）であり、ここでＥ　｛ｗ（ｎ））はｗ
　（ｎ）の平均値であり、試験は正味の変位ゼロで行わ
れるので普通はＥ　（Ｘ．（ｎ））　＝０である。よっ
て、である。これは単極ＰＲＮＧシーケンスの正味の平
均値が１７２であっても、フィルターからの平均値（Ｄ
Ｃ項）がガウスゼロ平均駆動信号についてと同様にゼロ
となることを意味するが、その理由は、フィルターイン
パルス応答関数が周波数ゼロで利得ゼロのバンドパスフ
ィルターに対応するからである。

第８図は、係数項ｘ　（ｎ−ｋ）が＋１又は−１に等し
い方程式６の一次結合を形成する実施例を示す。第６図
を参照すると、第１及び第２のシフトレジスターの段は
、第４図に関して上記した様に指標ｋによって特定され
る。加算／減算装置（ＡＳＵ）９０は第１及び第２の入
力ポート、加算／減算制御ポート、イネーブル制御ポー
ト、及び出力ポートを有する。制御ポートはデータライ
ンにより第１シフトレジスター４２の直列出力ポートに
接続され、第１入力ポートは第１ｐビット・データパス
により第２シフトレジスター４４の直列出力ポートに接
続されている。

累算レジスター９２は、ＡＳＵ９　０の出力ポートに接
続された入力ポートと、ＣＬＲ信号を受信するクリア入
力と、セレクタスイッチＳ３　９５に接続された出力ポ
ートとを持っており、このスイッチは、新しい出力駆動
サンプルがレジスター９２に累積される毎に累算レジス
ター９２の出力を出力バッファ９４に切り換える信号１
０２によって制御される。

第１シフトレジスター４２の直列入力ポートは二安定ノ
イズ発生器４０の出力に接続され、又はセレクタスイッ
チＳ１を介してそれ自体の直列出力ポートに接続される
。第２シフトレジスター４４の直列入力ポートは、駆動
データシーケンスｙ’（ｎ）を、又はセレクタスイッチ
Ｓ２を介して自身の直列出力を受け取る。第２ＳＲ４４
の直列出力ポートも第ｔｐビットデータパスによりＡＳ
Ｕ９０の第１入力ポートに接続されている。

累算レジスター９２の出力ポートは、第２多ビットデー
タバスによりＡＳＵの第２入力ポートに接続され、又は
セレクタスイッチＳ３　９５を介してフィルター出力ポ
ートに接続される。

第９図は、第８図のシステムのタイミング図である。第
９図を参照すると、ＣＬＫ信号１００が発生させられ、
これからＥＮＡＢＬＥ　１　０　２、ＳＥＬＥＣＴ／Ｓ
ＴＯＲＥ　１　０　４、及びＳＨＩＦＴ１０６が得られ
る。タイミング制御信号はＣＬＫ信号１００のＮ＋１サ
イクルの周期数を有する。ＣＬＫパルスは指標数ｎによ
り特定される。ＥＮＡＢＬＥ　１　０　２が高レベルで
ある時には、ＡＳＵ９０は不活動状態である。シフト１
０６信号は二つのシフトレジスター４２及び４４をイン
クリメントする。１０２が真である時には、累算レジス
ターの内容が出力バッファ一９４に格納される。セレク
タスイッチ８１　９６は通常は自身の出力に接続されて
いる。しかし、制御信号１０４が真であるときには、Ｎ
＋１クロックサイクルの各サイクル中に１回、ＰＲＮＧ
４０からの最後の出力がシフトレジスター４２に格納さ
れる。

第８図及び第９図を参照して第８図の二極システムの動
作を説明する。Ｎ項のランダム二安定シーケンスｘ　（
ｎ）がシフトレジスター４２に格納され、Ｎ項の駆動デ
ータシーケンスＶ’（ｎ）が第２のシフトレジスター４
４に格納されると仮定する。

ＡＳＵ９　０の第１入力はＳ３　９５を介して累算レジ
スター９２に接続され、第２入力ポートは第２シフトレ
ジスター４４の出力に接続されている。セレクタスイッ
チＳ２は、符号ＬＯＡＤＦＩＬＴＥＲ　　ＫＥＲＮＥＬ
を付した８２　９７制御ラインによりシフトレジスター
４４に格納されているフィルター核ｙ　　．（ｎ）を更
新する手段を提供する。

制御信号１０２が真であるときには、セレクタＳ３　９
５は累算レジスター９２を出力バブファ−９４に接続す
る。普通、実際には、フィルターｙ　　Ｊｎ）のインパ
ルス応答は、シフトレジスター４２の内容程には頻繁に
更新されない。

Ｎ回の累算の後、ｎ＝Ｎとなり、制御信号１０２はＳ３
　９５を切り換えて、累算レジスターＲ９２を出力バッ
ファーメモリー９４の書込みポートに接続し、このメモ
リーは同時に制御信号１０２により書込み動作可能にさ
れる。また、１０２はΔＳＵ９０を作動不能にしてＳＲ
４２内に格納されている最も古い値がシフトアウトされ
消失することを許し、ＰＲＮＧ４０の最新の出力は８１
　９６を介してＳＲ４２に切り換えられる。制御信号１
０４は次の半クロツクサイクル中は真で、次のＮ回の累
算に備えて累算レジスターＲ９２をクリアする。

ｎ＝０からｎ＝Ｎ−１まで、シフトレジスター４２及び
４４の内容は、ＣＬＫＩＯＯ信号に対して半サイクルず
れているシフ｝１０６信号によりインクリメントされる
。累算レジスター９２の内容は各ＣＬＫ　ｉ　０　０周
期に１回シフトレジスター４２及び４４の内容により修
正される：シフトレジスター４４の内容は、ＡＤＤ／Ｓ
ＵＢＴ信号が真である時には該累算器の内容に加算され
、偽である時には減算される。よって、これはシフトレ
ジスター４２及び４４の内容を項毎にかけ算して、その
結果としての積を累算する効果を有する。この様にして
、累算レジスター９２の内容はＮ回のシフトサイクルの
終了時に となり、これは所望の畳み込みに対応．する。従って、
ｘ　（ｎ）及びｙ’（ｎ）の畳み込みの新しい値がＮク
ロツクサイクルで直接形成される。

以上から明らかに、確率化された駆動データシーケンス
中の一つの項ｙ　（ｎ）がＮ＋１クロックサイクル毎に
生成される。更に、各ランダム信号の効果は、対応する
ｙ’（ｎ）項に＋１又は−１を乗じることであるが、乗
算器は不要である。更に、ｘ　（ｎ）項はＡＳＵ９　０
に対して制御信号として使われるので、これらの信号は
、効果は二極信号による乗算ではあるが、二極信号であ
っても良く、単極信号であっても良い。二極係数の時間
平均はゼロであるので、オフセット項は不要である。

両方の方法、即ち、先に説明した単極（０．　　１）Ｐ
ＲＮＧＩＯＯ信号を使う方法と、Ｐ　Ｒ　Ｎ　Ｇ　１０
０出力信号の二極（±１）解釈を行う後者の方法、はス
ケールファクターを除いて機能的には同等である：単極
方法は、累算される積が平均では時間の半分のゼロ倍で
あるので、二極加算／減算方法に対して（Ｔ７ＴのＲＭ
Ｓスケールファクターでの加算命令又は不加算命令の結
果と同等である。

以上、適当な不動の第１及び第２の統計量で所要の正規
（ガウス型）信号を平衡状態で作ることの出来る自動デ
ィジタルランダム振動制御システム用の方法及び装置に
ついて説明をした。駆動信号の窓開けを導入するための
前記方法が従来技術より優ることを示す。

第３図のディジタルフィルター１２の出力ｙ′（ｎ）は
、畳み込みとして表現すると次の様に表すことが出来る ｙ　（ｎ）　＝　ｙ　’　．（ｎ）本ｘ　（ｎ）　　　
　　方程式７ここでｙ．（ｎ）はフィルターのインパル
ス応答、Ｘ（ｎ）は二進ノイズシーケンス、星印＊は畳
み込み摸作を表す。

方程式７の離散フーリエ変換は積 Ｙ（財）＝Ｙ′．（資）・Ｘ（財）　　　　方程式８で
あり、ここでＹ（ｋ），Ｙ．（ト）及びＸ（資）はそれ
ぞれｙ（ｎ），　　ｙ．　（ｎ）及びｘ　（ｎ）のフー
リエ変換である。

ｙ’＋ａ（ｎ）＝ω（ｎ）・Ｘ．（ｎ）　　　　方程式
９であり、ここでω（ｎ）は窓関数、Ｘヨ（ｎ）はＥ （　　Ｙ．（ｋ）ｌ２）　　＝Ｅ　　（　　Ｘ（ｋ）ｌ
’　）の逆フーリエ変換であり、Ｓ　（ｋ）は更新され
た駆動スペクトル、θ（ｋ）は標準化された位相関数で
ある。よって、方程式９のフーリエ変換はＹ　／，（財
）一Ｗ（ｋ）＊Ｘ．（ｋ）又は Ｙ’　　ａ　（ｋ）一Σｉ　Ｗ（＋）　　Ｘｓ　（ｋ　
＋）方程式１０ となる。方程式ｌＯを方程式８に代入するとＹ（ｋ）　
＝Ｘ（ｋ）　　・ΣＷ（ｉ）　Ｘ．　（ｋ−ｉ）方程式
ｌ１ となる。そこで、駆動スペクトルは Ｅ　（　　Ｙ．　（ｋ）ｌ２） Ｅ｛　Ｘ（ｋ）ΣＷ（ｉ）　Ｘ．　（ｋ−ｉ）　２｝方
程式１２ ニ比例スルコととナル。Ｘ　（ｋ）とΣＷ　（ｋ）　Ｘ
　．　（ｋ−１）とは相関していないので、 −Ｅ｛　　ΣＷ（ｉ）　　Ｘ．　（ｋ−ｉ）　　２）方
程式１３ となる。二極の場合にはＥ　｛　　Ｘ（ｋＴｈ　）　＝
１であり、二進ノイズシーケンスは白色スペクトルを有
し、システムは平衡しているので、Ｅ｛　ΣＷ（ｉ）　
Ｘ．（ｋ−ｉ＞　”　）　＝Σｌ　Ｗ（ｉ）　Ｘ．　（
ｋ−ｉ）ビ 龜 であり、ここで Ｅ　（　　Ｘ．　（ｋ）ｌ２）　＝　　Ｘ．　（ｋ）ｌ
２であるので、方程式１３は Ｅ　（　　Ｙ．　（ｋ）ｌ２）　＝ ΣＩＷ（ｉ）　　・Ｘ，（ｋ−ｉ）ｌ２ｉ 方程式１４ となる。

この式は、窓開け及び重ね合わせにより得られる式に比
例する。

この断定を証明するために、単一の窓明けされた駆動ベ
クトルｘ．　（ｎ）　ｗ（ｎ）を考察する。これの、ス
ペクトルへの寄与は ｎＷ（ｉ）　　・Ｘ．　（ｋ−ｉ）１’　）　＝Ｘ，　
”　　（ｋ−ｒ）　　） に比例する。Ｘ．（ｎ）　　は白色スペクトルを有する
ので Ｅ　｛Ｘ．　（ｋ−ｉ）　　・Ｘ．　”　（ｋ−ｒ）　
　）　＝となる。

Ｘ，　（ｋ−ｉ）　ｌ２）　＝　１７’Ｔπ７了）し、
従って、ダイナミックレンジを限定する漏れを制御する
、と結論することが出来る。しかし、従来の重ね合わせ
及び加算の方法は窓函数の選択に関して限定され、一般
にはハニング（Ｂａｎｎｉｎｇ）窓に落着くのであるが
、上記方法は、二乗平均値が一定値に保たれるのでどの
様な窓函数でも使用することが出来る。

フィルタリングの時間領域操作（畳み込み）に対応する
周知のフーリエ変換関係を使って時間領域フィルターと
同等の周波数領域を実現することが出来る。即ち、二つ
の時間領域函数ｈ　（ｔ）及びｘ　（ｔ）は、対応する
フーリエ変換Ｈ（ω）及びＸ（ω）の掛算 とすると、 ｘ　　（ｔ）本ｈ（ｔ）＝，Ｉ’　ｘ（ｒ）ｈ（ｔ−ｒ
）ｄｒ　→鴫一 Ｅ（Ｉ　ΣＷ＜ｉ） （ｋ−ｉ） Ｗ（ｉ＞ （ｋ−ｉ） となる。

両方の方法が、駆動スペクトノレに窓開けを導入Ｘ（ω
）・Ｈ（ω） に対応する。このフーリエ変換対は、周波数領域演算を
フィルタリングの目的に使えることを意味する。

そこで、 ｘ（ｔ）＝　　Σ　ｘ．（ｔ−ｍＴ） となる様に結び付けられた有限の時間Ｔの部分にデータ
シーケンスｘ　（ｔ）を分ける部分周波数領域演算によ
り時間領域フィルタリングの連続的プロセスを近似する
ことが出来る。よって、Σ　ｘ．　　（ｔ−ｍＴ）　　
本ｈ（ｔ）　　→　ΣＸ．　　　（ω）Ｈ（ω）←　　
１ であり、ここで である。

残念なことに、周知の高速フーリエ変換即ちＦＦＴ等の
離散フーリエ変換（ＤＦＴ）をしようとすると別の複雑
さが加わることとなる。ＤＦＴは抽出型のフーリエ変換
であるので、潜在的には元の時間領域データの周期型の
ものに対応する。

そのために、１９６９年にマグロウヒル社から出版され
たＧｏｌｄとＲａｄｅｒの『信号のディジタル処理』（
Ｄｉｇｉｔａｌ　　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　　ｏｆ　　
Ｓｉｇｎａｌｓ）　　の２　０　３　−２１３ページに
Ｔ．Ｇ，　Ｓｔｏｃｋｈａｍが記載しているように「循
環的」畳み込みを避けるためにゼロを付け加えることが
必要となる。

この技術の好適な実施例が第ｌＯ図の振動制御システム
のブロック図に示されている。ここでは時間領域フィル
ターは、点線の外形の中に示されている周波数領域フィ
ルターと置き換えられている。フィルタリングされるべ
きデータは擬似ランダムノイズ発生器（ＰＲＮＧ）から
供給される。

フィルター特性は、アレイ掛算Ｗ（ｎ）　　・Ｘ　（ｎ
）からインパルス応答ｈ　（ｎ）により決定される。こ
のシーケンスがＮワードの長さであれば、フーリエ変換
演算の前に、循環的畳み込みを避けるためにＮ個のゼロ
が付加される。使用されるＦＦＴは、Ｈ　（ｋ）を作る
ために２Ｎ個の実データ点に作用しなければならないこ
とに注意しなければならない。

同様に、ＰＲＮＧ出力もＮ個のデータ値とＮ個の成され
、２Ｎの長さの時間領域シーケンスを作るためにその逆
フーリエ変換が取られる。初めのＮワードが先に得られ
た最後のＮワードに加えられ（重ね合わせ及び加算の摸
作）、終わりのＮワードは次の重ね合わせ及び加算の操
作のために一時的に記憶される。出力は、前述のように
システムＤＡＣに送られる。

この周波数領域フィルタリングの、例えば「選択・保存
Ｊ等の他の多くの別形が可能であり、ディジタル信号処
理の分野に精通した者はそれらに想到するであろう。（
１　９　６　７年６月刊行の出版物（　Ｉ　Ｅ　Ｅ　Ｅ
　Ｔｒａｎｓ，＾ｕｄｉｏ　Ｅｌｅｃｔｒｏａｃｏｕｓ
ｔ，，Ｖｏｌ．　Ａ［Ｉ−１５．　ｐｐ．　８５−９０
）中のＨ．ロ．　ｌ｛ｅｌ＋ｎｓのｒ差分方程式を計算
しフィルターを模する高速フーリ工変換方法Ｊ　（Ｆａ
ｓｔ　Ｆｏｕｒｉｅｒ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ　Ｍｅｔｈ
ｏｄｏｆ　Ｃｏｍｐｕｔｉｎｇ　Ｄｉｆｆｅｒｅｎｃｅ
　Ｅｑｕａｔｉｏｎｓ　ａｎｄＳｉｍｕｌａｔｉｎｇ　
Ｆｉｌｔｅｒｓ）を見よ）。（また、１９７８年に出版
された刊行物中のＤｔｎｅｓとＢｎｏｃｈｓｏｎの論文
『応用時系列解析Ｊ　（”Ａｐｐｌｉｅｄ　Ｔｉｍｅ　
Ｓｅｒｉｅｓ＾ｎａｌｙｓｉｓ　．　Ｖｏｌ，　１．　
Ｊｏｈｎ　Ｗｉｌｅｙ　ａｎｄ　Ｓｏｎｓ．　１９７８
．ｐｐ．２８０−３０６）も参照されたい）。

以上、本発明の幾つかの実施例を説明した。修正形及び
代替形は当業者には自明であろう。特に、第６図及び第
８図のハード配線実施例は、プログラムされたディジタ
ルコンピュータ又はマイクロプロセッサにより実施する
ことが出来る。確率化された二安定シーケンスを該コン
ピュータに格納し又は該コンピュータで生成することが
出来、駆動データシーケンスをコンピュータメモリーに
格納することが出来、正しい項を第４図のゲート制御素
子へ又はＡＳＵ９　０の制御ポート及び第１入力ポート
へ供給するようにプロセッサをプログラムすることが出
来る。また、プロセッサは、所要の制御信号の生成を制
御することが出来る。他のハード配線実施例も本発明の
範囲内にある。従って、本発明は、特許請求の範囲の欄
の記載内容以外には限定されない。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来技術の代表的振動制御システムの略図であ
る。 第２Ａ図及び第２Ｂ図は、窓開け及び重ね合わせ及び加
算を行う従来技術のシステムの略図である。 第３図は、本発明の機能ブロック図である。 第４図は、確率化システムのブロック図である。 第５図は、本発明のブロック図である。 第６図は、本発明の単極実施例の略図である。 第７図は、第４図の実施例に使われるゲート制御素子の
詳細図である。 第８図は、本発明の二極実施例の略図である。 第９図は、第６図の実施例の動作を説明するタイミング
図である。 第１０図は、周波数領域ディジタルフィルターを使う振
動制御システムの略図である。 ＦＩＧ＝２ｂ． ８Ｇ−＆ 図面の浄書（内容に変更なし） 日Ｇ．Ｊ． ｙ（ｎ） ＦＩＧ　４． 層い ＦＩＬ５． ｐ ＦＫＪ． Ｘ−， Ｎ ｎ・０ −９． ト２ ト１ ＣＬＫ 招彌ｎ 一一一−り４ ，＋０６ 手 続 補 正 書 （方式） １．事件の表示 平成１年特許願第３２５７５６号 ２．発明の名称 振動制御システム ３．補正をする者 事件との関係 出 願 人 ４、代 理 人 ５．補正命令の日付 平成２年３月２７日

Claims (8)

【特許請求の範囲】
1. （１）指定された基準パワースペクトル密度から生成さ
   れる駆動データシーケンスに基づいて確率化された駆動
   データシーケンスを提供する振動制御システムであって
   、 スペクトル漏れを減少させる形の窓関数を該駆動データ
   シーケンスに乗じて、窓開けされた駆動データシーケン
   スを生成する手段と、 数の擬似ランダム系列を提供する二進擬似ランダム数発
   生器と、 前記の窓開けされた駆動データシーケンスと前記の擬似
   ランダム数の系列とを受け取るディジタルフィルターと
   から成り、前記ディジタルフィルターのインパルス応答
   は前記の窓開けされた駆動データシーケンスであり、前
   記ディジタルフィルターは前記の擬似ランダムシーケン
   スをディジタル的にフィルタリングして、前記基準パワ
   ースペクトル密度と、ランダムな振幅分布と、一定の平
   均パワーとを特徴とする確率化された駆動データシーケ
   ンスを発生させることを特徴とする振動制御システム。
2. （２）前記ディジタルフィルターは時間領域ディジタル
   フィルターであることを特徴とする請求項１に記載のシ
   ステム。
3. （３）前記ディジタルフィルターは周波数領域ディジタ
   ルフィルターであることを特徴とする請求項１に記載の
   システム。
4. （４）所定時間にわたって試料の運動を感知するサブシ
   ステムと、その感知された運動の応答ＰＳＤを推定する
   サブシステムと、該基準ＰＳＤ及び応答ＰＳＤを等化し
   て駆動ＰＳＤを発生させるサブシステムと、該駆動ＰＳ
   Ｄを特徴とする時間領域の信号を表すフィルターインパ
   ルス応答関数データシーケンスを発生させるサブシステ
   ムとを含み、基準パワースペクトル密度 （ＰＳＤ）を特徴とする振動エネルギーに試料を曝す振
   動制御システムにおいて確率化された駆動データシーケ
   ンスを発生させる改良されたシステムであって、 二安定信号の確率化された系列を提供する手段と、 該インパルス応答データシーケンスを提供する手段と、 該インパルス応答データシーケンスの項の一次結合を作
   る手段とから成っており、前記駆動データシーケンス中
   の与えられた項の、前記一次結合の値への寄与は、前記
   Ｎ個の格納された二安定信号のうちの対応する一つの状
   態により決定され、前記一次結合は前記の確率化された
   駆動データシーケンス中の項であることを特徴とするシ
   ステム。
5. （５）クロックサイクルの系列を画定する手段を更に含
   んでおり、前記Ｎ個の二安定信号を格納する前記手段は
   、 第１のＮ段シフトレジスターから成り、該シフトレジス
   ターは、前記の確率化されたシーケンス中の前記二安定
   信号の一つを前記第１シフトレジスターの第１段へ転送
   する直列入力ポートを有し、前記第１シフトレジスター
   に格納された信号は各計算サイクル毎に順方向にシフト
   されて各クロックサイクル毎に新しい二安定信号が前記
   第１段に格納されることを特徴とする請求項４に記載の
   発明。
6. （６）一次結合を作る前記手段は、 第１及び第２のＡＳＵ入力ポートと、ＡＳＵ出力信号を
   送出するＡＳＵ出力ポートと、二安定制御信号を受信す
   る制御ポートとを有する加算／減算装置（ＡＳＵ）であ
   って、ＡＳＵ出力信号値は、前記二安定制御信号が第１
   二安定状態である時にはＡＳＵ入力信号の値の和に等し
   く、前記二安定制御信号が第２二安定状態である時には
   ＡＳＵ入力信号の値の差は等しくなる加算／減算装置（
   ＡＳＵ）と、 前記ＡＳＵ出力ポートに接続された入力ポートと、前記
   第２ＡＳＵ入力ポートに接続された出力ポートとを有し
   、所定のクロックサイクル中にゼロの値を有するクリア
   された出力信号を発生させるクリア素子と、から成って
   おり、駆動データシーケンスの項を提供する前記手段は
   、 第２Ｎ段シフトレジスターを有し、このシフトレジスタ
   ーは、前記駆動データシーケンスの項の一つを前記第２
   シフトレジスターの第１段に転送する直列入力ポートを
   有し、前記第２シフトレジスターに格納された項は各ク
   ロックサイクル毎に順方向にシフトされて新しい項が各
   計算サイクル毎に前記第１段に格納される様になってお
   り、前記第２シフトレジスターは、更に、前記第２シフ
   トレジスターの第Ｎ段に格納された項を送出する直列出
   力ポートを有し、前記第２シフトレジスターの該直列出
   力ポートは前記第１ＡＳＵ入力ポートに接続されており
   、前記第１シフトレジスターは、前記第１シフトレジス
   ターの第Ｎ段に格納された二安定信号を送出する直列出
   力ポートを有し、前記第１シフトレジスターの該直列出
   力ポートは該ＡＳＵ制御ポートに接続されていることを
   特徴とする請求項５に記載の発明。
7. （７）所定時間にわたって試料の運動を感知するサブシ
   ステムと、その感知された運動の応答ＰＳＤを推定する
   サブシステムと、該基準ＰＳＤ及び応答ＰＳＤを等化し
   て駆動ＰＳＤを発生させるサブシステムと、該駆動ＰＳ
   Ｄを特徴とする時間領域の信号を表すＮ項の駆動データ
   シーケンスを発生させるサブシステムとを含み、基準パ
   ワースペクトル密度（ＰＳＤ）を特徴とする振動エネル
   ギーに試料を曝す振動制御システムにおいて、第１又は
   第２の状態にある二安定信号の確率化された系列を受け
   取る改良された確率化システムであって、該確率化シス
   テムは該駆動データシーケンスを確率化された駆動デー
   タシーケンスに変換するものであり、前記確率化システ
   ムは、 直列入力ポートとＮ個の並列出力ポートとを有し、前記
   直列入力ポートが確率化された系列の二安定信号を受信
   するように成っている第１のＮ段シフトレジスターと、 直列入力ポートとＮ個の並列出力ポートとを有し、前記
   直列入力ポートが該駆動データシーケンス中の項を受け
   取るようになっている第２のＮ段シフトレジスターと、 Ｎ並列ゲート制御素子並列ゲート制御回路網であって、
   各ゲート制御素子は、入力信号を受信する第１及び第２
   の入力ポートと、ゲート制御された出力信号を送出する
   出力ポートとを有し、各ゲート制御素子の第１入力ポー
   トは前記第１シフトレジスターの対応する段の並列出力
   ポートに接続されて対応する二安定信号を受信し、各ゲ
   ート制御素子の第２入力ポートは前記第２シフトレジス
   ターの対応する段の並列出力ポートに接続されて前記駆
   動データシーケンスの対応する項を受信し、各ゲート制
   御素子でゲート制御された出力信号の値は、対応する二
   安定信号が該第１状態であればゼロに等しく、対応する
   二安定信号が第２状態であれば駆動データシーケンス中
   の対応する項の値に等しくなる様になっているゲート制
   御回路網と、 前記のゲート制御された出力信号を受信し、前記の受信
   したゲート制御された出力信号の値を合計して、確率化
   された駆動データシーケンスの項を生成する様になって
   いる合計手段とから成ることを特徴とする確率化システ
   ム。
8. （８）所定時間にわたって試料の運動を感知するサブシ
   ステムと、その感知された運動の応答 ＰＳＤを推定するサブシステムと、該基準 ＰＳＤ及び応答ＰＳＤを等化して駆動ＰＳＤを発生させ
   るサブシステムと、該駆動ＰＳＤを特徴とする時間領域
   の信号を表すＮ項の駆動データシーケンスを発生させる
   サブシステムとを含み、基準パワースペクトル密度（Ｐ
   ＳＤ）を特徴とする振動エネルギーに試料を曝す振動制
   御システムにおいて、第１又は第２の状態にある二安定
   信号の確率化された系列を受け取る改良された確率化シ
   ステムであって、該確率化システムは該駆動データシー
   ケンスを確率化された駆動データシーケンスに変換する
   ものであり、前記確率化システムは、 直列入力ポートとＮ個の並列出力ポートとを有し、前記
   直列入力ポートが確率化された系列の二安定信号を受信
   するように成っている第１のＮ段シフトレジスターと、 直列入力ポートとＮ個の並列出力ポートとを有し、前記
   直列入力ポートが該駆動データシーケンス中の項を受け
   取るようになっている第２のＮ段シフトレジスターと、 第１及び第２のＡＳＵ入力信号を受信する第１及び第２
   のＡＳＵ入力ポートを有し、前記第１ＡＳＵ入力ポート
   は前記第２シフトレジスターの直列出力ポートに接続さ
   れ、更に、ＡＳＵ出力信号を送出するＡＳＵ出力ポート
   と、前記第１シフトレジスターの直列出力ポートに接続
   されて二安定制御信号を受信する制御ポートとを有する
   加算／減算装置（ＡＳＵ）であって、該ＡＳＵ出力信号
   値は、前記二安定制御信号が第１二安定状態である時に
   は該ＡＳＵ入力信号の値の和に等しく、前記二安定制御
   信号が第２二安定状態である時には該ＡＳＵ入力信号の
   値の差に等しくなる様になっている加算／減算装置（Ａ
   ＳＵ）と、 前記ＡＳＵ出力ポートに接続された入力ポートと前記第
   ２ＡＳＵ入力ポートに接続された出力ポートとを有し、
   所定クロックサイクル中ゼロの値を有するクリアされた
   出力信号を生成するクリア素子とから成ることを特徴と
   する確率化システム。