JPH02277310A - 二重ポート電圧制御オシレータ回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 技術分野 本発明は、振動周波数が印加電圧の関数である電圧制御
オシレータ（Ｖ　ＣＯ）回路に関するものである。

従来技術 電圧制御オシレータ（Ｖ　ＣＯ）は、典型的には、フェ
ーズロックループ（Ｐ　Ｌ　Ｌ）システムにおいて使用
され、その場合、オシレータが、入力信号に関係した所
定の周波数及び位相で強制的に振動させられる。ＩＣへ
の適用においては、オシレータとしては、典型的には、
公知のエミッタ結合型マルチバイブレータが使用される
。この回路は、全てＮＰＮ）ランジスタを使用しており
、従って、比較的高い周波数で動作することが可能であ
る。

この基本回路は、米国特許第３．８５７．１１０号に記
載されている。それの改良したものは、米国特許第４，
４６８，６３６号（Ｍｏｎｔｉｃｅｌｌｌｌ　ｉ）に開
示されており、この特許は本願出願人へ譲渡されている
。

従来のｖＣＯに関連する残りの問題の一つは、動作周波
数及び位相を制御するための単一の入力制御電圧の制限
である。本発明者らの知見によれば、システムが１個を
超えたＰＬＬを有しており且つ個々のループが一体的に
結合されねばならない場合には、ＶＣＯは、それが複数
個の入力を有する場合には、この機能を発揮することが
可能である。好ましくは、これらの入力が分離されてお
り、且つシステム性能を予め決定することが可能である
ように所定の電圧対周波数感度を有するものである。

目　　的 本発明は、以上の点に鑑みなされたものであって、上述
した如き従来技術の欠点を解消し、変調を受けながら定
電流が流れるｖＣＯを提供することを目的とする。、本
発明の別の目的とするところは、１個を超えた周波数感
受性入力電圧ポートを持った７００回路を提供すること
である。本発明の更に別の目的とするところは、複数個
の電圧入力端を有しており且つ振動周波数がオシレータ
電流を能動部分と受動部分とに区分する差動入力電圧に
応答する形態を有する７００回路を提供することである
。本発明の更に別の目的とするところは、単一の＋５ｖ
供給電圧で動作し且つ容易に温度補償することが可能な
複数入力ｖＣＯを提供することである。本発明の更に別
の目的とするところは、対数型デジタル信号処理機能を
供給する変調入力段を持った回路を提供することである
。

鳳−惑 本発明の上述した目的は以下の如き回路によって達成す
ることが可能である。即ち、エミッタ結合型マルチバイ
ブレータは、一対のオシレータトランジスタのエミッタ
へ結合されており且つ入力電圧の関数として動作される
一対の定電流要素における電流の関数として二つの方向
に充電することが可能なコンデンサを有している。この
マルチバイブレータは、並列接続した差動フィードバッ
ク段を有しており、そのテール電流は、該定電流要素に
関して差動的に動作される。この差動増幅器は、その入
力端及び出力端が該オシレータトランジスタと並列に接
続されている。一対のエミッタホロワが、該オシレータ
トランジスタを交差結合して、高利得マルチバイブレー
タ構成を形成している。オシレータトランジスタのコレ
クタから方形波として出力信号を取出すことが可能であ
る。

一方、エミッタから鋸歯状出力を取出すことも可能であ
る。第二差動制御型電流供給源から差動フィードバック
段のテール電流を得ることが可能であり、且つオシレー
タ周波数を変化させるべく作用する第二電圧入力によっ
て変調することが可能である。これら二つの分離した電
圧入力端の各々は、所望の制御感度を与えるべく構成す
ることが可能である。−船釣な考慮事項として、オシレ
ータトランジスタのエミッタにおける定電流変調要素は
、より高い周波数対電圧感度を与え、一方差動増幅器フ
イードバック電流制御はバーニア（微調整）周波数／位
相制御機能を与える。該電圧入力端は、対数的デジタル
信号処理機能を与える回路を有することが可能である。

実施例 以下、添付の図面を参考に、本発明の具体的実施の態様
について詳細に説明する。

第１図の回路において、電源のプラス側は■。０端子１
０へ接続されており且つマイナス側は接地端子１１へ接
続されている。この回路の中心部はオシレータトランジ
スタ１２及び１３である。これらのコレクタは、それぞ
れ、マツチした負荷抵抗１４及び１５によって＋Ｖｃｏ
へ帰還されている。

これらのエミッタは、ベースが制御端子１８へ共通接続
されている定電流トランジスタ１６及び１７によって接
地へ帰還されている。トランジスタ］６及び］７のエミ
ッタは、定電流供給トランジスタ１つのコレクタへ共通
接続されており、且つそれらのコレクタは周波数決定用
コンデンサ２８へ接続されている。

トランジスタ２０及び２１は、それらのそれぞれのエミ
ッタ内にデジェネレーション抵抗２２及び２３を具備す
る差動増幅器を形成している。並列するトランジスタ２
４及び２５はトランジスタ１６及び１７をバランスし且
つトランジスタ２０及び２１内を流れるテール電流を供
給する。トランジスタ２４及び２５のベースは入力端子
２６へ接続されているので、このテール電流は、端子１
８及び２６の間に結合されている差動入力によって変調
することが可能である。トランジスタ１９はトランジス
タ１６．１７，２４．２５の結合において定電流を供給
するので、該差動制御端子は、トランジスタ１つ内を流
れる電流を、オシレータトランジスタ１２及び１３か又
は差動増幅器トランジスタ２０及び２１の何れかへ指向
させるべく作用する。

トランジスタ２０及び２１のベース及びコレクタは、そ
れぞれ、オシレータトランジスタ１２及び１３の対応す
る要素と並列的である。トランジスタ１２及び２０のコ
レクタは、直接的に、エミッタホロワトランジスタ２６
をドライブし、トランジスタ２６はトランジスタ１３及
び２１のベースへ結合している。同様に、エミッタホロ
ワトランジスタ２７は、トランジスタ１３及び２１のコ
レクタを、トランジスタ１２及び２０のベースへ結合し
ている。この交差結合構成は、米国特許第３．８５７，
１１０号に記載される如く、トランジスタ１２及び１３
を振動状態とさせる。トランジスタ１２及び１３のエミ
ッタ間に接続されているコンデンサ２８は、線形的に充
電及び放電をし、それにより鋸歯状波形を発生させる。

トランジスタ１６及び１７がそれらの電流を変調してｖ
ＣＯの周波数を変化させる場合、その電流変化はトラン
ジスタ２０及び２１内において反映される。従って、全
体的な電流の流れは一定であり旧つオシレークの利得も
一定である。

エミッタ抵抗２０を具備するトランジスタ２９は、エミ
ッタホロワトランジスタ２６に対して定電流負荷を与え
ており、且つエミッタ抵抗３２を具備するトランジスタ
３１は、エミッタホロワトランジスタ２７に対する定電
流負荷を与えている。

エミッタホロワ３３は、トランジスタ１３及び２１のコ
レクタを出力端子３４へ結合しており、且つエミッタホ
ロワトランジスタ３５は、トランジスタ１２及び２０の
コレクタを出力端子３６へ結合している。従って、端子
３４及び３６における出力は方形波である。エミッタ抵
抗３８を具備する定電流トランジスタ３７は、トランジ
スタ３３に対する負荷として作用し、且つエミッタ抵抗
４０を具備する定電流トランジスタ３９はトランジスタ
３５に対する負荷として作用する。トランジスタ２９，
３］、、３７．３９のベースは、バンドギャップレベル
電圧源（不図示）をバイアス端子４１へ接続することに
よって接地電位上のＶＲＧにおいて動作される。この電
圧源は、端子４１にお］　Ｏ ける電位が温度と共に減少するように構成される。

従って、ＶＢ６が温度に関して降下すると、該トランジ
スタの各々のＶＢ８も降下し、従って関連するエミッタ
抵抗における電位を実質的に温度と独立的なものとさせ
る。このことは、トランジスタ２９．３１．３７．３９
における電流が、実質的に温度とは独立的なものであり
且つエミッタ抵抗によって決定される値を有するもので
あることを意味する。

ダイオード接続したトランジスタ４・４は抵抗４３によ
ってＶＢ。端子４１へ帰還されている。従って、抵抗４
３内を流れる電流１１は次式で表わされる。

Ｉ　＋　　−（ＶＢＧ　　ＶｌｌＥ４４）　　／Ｒ４３
尚、Ｒ４３は抵抗４３の抵抗値である。

ｖＢＧ及びＶＢ８の両方が温度の増加と共に降下するの
で、それらの差異は相殺し且つ電流■１の大きさは、抵
抗４３によって決定されるのみならず、その温度係数は
抵抗４３の温度係数によって決定される。トランジスタ
１９は、トランジスタ４４の面積の４倍の面積を有する
べく構成されており、且つ４１　＋をシンク即ち吸込む
カレントミラーとして接続されている。トランジスタ４
８は、トランジスタ４４の面積の半分を有しており、■
＋／２をシンクするカレントミラーとして接続されてい
る。

上述した如く、１、は、抵抗４３の抵抗値の温度係数に
よって決定される温度係数を有している。

これは、−５５℃乃至１２５℃の動作温度範囲に亘って
、ｖＣＯの周波数が温度に関して著しく変化しないよう
な態様で抵抗１４及び１５のものとマツチするように選
択されている。従って、抵抗１４及び１５は温度と共に
変化し且つオシレータ周波数を変化させるべく作用する
が、抵抗４３の温度係数は、温度ドリフトをオフセット
する。

零入力状態において、端子１８及び２６が共に短絡され
ていると、１１がトランジスタ１６．１７．２４．２５
の各々において流れる。第１図の回路のオシレータ自走
周波数は次式で表わされることが判別した。

ｆ　ｏ　　崎１　／　１７　ＲＣ 尚、Ｒは抵抗１４及び１５の抵抗値であり、旧つＣはコ
ンデンサ２８の容量値である。

この周波数は、−５５℃から１２５℃を超える範囲に亘
ってほとんど変化することがない。なぜならば、それは
、上述した如き１１の温度電流特性及びＶＣＯバイアス
電流特性を有しているからである。

端子１８における電圧が上昇し且つ端子２６における電
圧が差動的に降下すると、トランジスタ１６及び１７に
おける導通度が増加し、一方トランジスタ２４及び２５
内を流れる電流が同様に減少される。このことは、コン
デンサ２８に対する充電サイクルの速度を向上させ、そ
れによりオシレータの周波数が高くなる。端子２６にお
ける電圧上昇と共に、端子１８における電圧が降下する
と、周波数は低下する。この周波数対電圧の関係は線形
的であり、且つ比較的広い範囲の制御が得られる。オシ
レータトランジスタ１２及び１３における電流が増加す
ると、差動増幅器トランジスタ２０及び２１における電
流が同一の最減少することが理解される。従って、オシ
レータ周波数が変調乃至は変化されると、抵抗１４及び
１５内を流れる電流は一定となり且つ出力振幅は一定の
状態を維持する。

トランジスタ６０及び４５は、バーニア（微調整）周波
数制御入力を供給すべく動作する。これらのトランジス
タは、差動的に接続されており、且つそれらのベースは
、それぞれ、第二差動入力ポートを構成する入力端子４
６及び４７へ接続されている。トランジスタ６０及び４
５に対する一定のテール電流は、トランジスタ４８によ
って供給され、トランジスタ４８のベースはトランジス
タ１９及び６０のベースへ帰還されている。典型的には
、トランジスタ４８は、トランジスタ４４の面積の半分
を有するようにスケールされており、従ってトランジス
タ４８においては、１１／２の電流が流れる。トランジ
スタ６０のコレクタは、トランジスタ２４及び２５のコ
レクタへ接続されており、従ってそれは、差動トランジ
スタ２０及び２１内を流れるテール電流の一部を導通さ
せる。

トランジスタ６０及び４５のベースにおける相対的電圧
を変化させることによりトランジスタ２４及び２５の共
通コレクタからの電流をより多く又はより少なく制御す
ることにより変調が行なわれる。端子１８及び２６に対
して上述した如く、電圧における有限の変化が反映され
て、コンデンサ２８に表われる。この様な電圧変化は、
有限の周波数変化となる。

ダイオード接続したトランジスタ４９及び５０は、トラ
ンジスタ４５のコレクタを＋Ｖ。０へ帰還しており、且
つトランジスタ６０及び４５の制御作用をバランスする
ために存在している。注意すべきことであるが、トラン
ジスタ１つは−ＶＥＲへ帰還されているので、トランジ
スタ１６，１．７゜２４．２５のエミッタは、■８Ａ□
又はＩＶ以下の電圧近くへ降下させることが可能である
。このことは、回路の共通モード範囲を最大とし、旧つ
供給電圧を低くすることを可能とする。典型的には、本
回路は５Ｖ供給電圧で動作する。

第２図は、本発明の別の実施例を示している。

この場合、第１図の構成要素と同一の機能を達成するも
のは、同一の参照符号を（＝ｔ　してある。バイアス回
路は事実上同一である。トランジスタ４５のコレクタは
、ダイオードを介してではなく、直接的に＋■ｏｃへ帰
還されている。このことは、電流制御の精度を多少減少
させるが、そうでなければほとんと影響がない。２倍の
面積を有するトランジスタ４８′がトランジスタ６０及
び４５に対するテール電流として２Ｉ、を供給する。こ
の電流分布は、第１図のものと比較して、端子４６及び
４７におけるバーニア制御入力の感度を多少増加させる
。

主要な差異は、端子１８及び２６におけるメイン制御入
力がどの様にしてＶＣＯへ印加されるかということであ
る。入力回路がレベルシフト機能、高入力インピーダン
ス及びデジタル信号処理機能を与える。入力回路は以下
の如くに動作する。トランジスタ４４内を流れる電流Ｉ
、が、４倍の面積を有するトランジスタ５］内において
電流４１、としてミラーされる。この電流は、トランジ
スタ５２−５５内を流れる。！・ランジスタ５２及び５
３はＶＣＯ内におけるトランジスタ１６及び１７をバイ
アスし、一方トランジスタ５４及び５５はトランジスタ
２４及び２５をバイアスする。

入力トランジスタ５６及び５７は、エミッタホロワとし
て、メイン制御入力端子１８及び２６がら動作する。ト
ランジスタ５６は、レベルシフト用のダイオード接続し
たトランジスタ５８によってトランジスタ５２及び５３
をドライブする。トランジスタ５７は、レベルシフト用
のダイオード接続したトランジスタ５９を介してトラン
ジスタ５４及び５５をドライブする。従って、端子１８
及び２６における差動入力信号電圧は、第１図に関して
説明した如く、ＶＣＯを周波数変調する。しかしながら
、メイン制御入力の入力インピーダンスは高く、従って
認知可能なほど入力源に負荷を与えることはない。

デジタル制御情報が制御端子１８及び２６へ印加される
と、本回路も、対数的に応答して、電流に関係した入力
電圧を発生する。この様なデジタル信号処理は、米国特
許箱４，００１，６０３号（ＭＬ、Ｑｔｏｎ　　Ｅ、　
　　ＷｉΩｃｏｘ）に記載されている。この特許は、「
エミッタ負荷スイッチング回路（ＥＭＩＴＴＥＲＬＯＡ
Ｄ　　５ＷＩＴＣＨＩＮＧ　　ＣＩＲＣＵＩＴ）Ｊとい
う名称であり、本願出願人へ譲渡されている。トランジ
スタ５２及び５３は一体的に動作し、トランジスタ５４
及び５５における如く、それらの中を流れる電流に関係
した電圧を発生する。これらのトランジスタは、△Ｖ’
ＩＩＥを発生し、それは次式の如く差動電流と関係して
いる。

尚、ｖＴはサーマル電圧であり、且つこれらの電流は上
に説明したトランジスタの電流である。

△ｖｌ］。が電流比に対数的に関係しており、且つトラ
ンジスタ１６−１７及び２４−２５へ差動入力として印
加されることが理解される。この種類の応答は、上述し
たＷｊＱｃｏｘ特許に記載され］　８ る如く、デジタル入力信号処理において利点を有してい
る。

第２図における入力回路はメイン制御入力端にのみ示し
であるが、同一の入力制御回路は、所望により、端子４
６及び４７とトランジスタ４４及び４５のベースとの間
に結合することも可能であることを理解すべきである。

具体例 第１図の回路を、従来のモノリシックエピタキシャルシ
リコンＰＮ接合分離構成部品を使用して製造した。コン
デンサ２８は、０．７８ミクロンの厚さの酸化物によっ
て分離された側部上に一対の正方形のメタルプレート（
１９５平方ミクロン）を使用することによりチップ上に
形成した。公称容量値は１．８６ｐＦに近いものであっ
た。抵抗１４及び１５はそれぞれ２７４．５Ωであり且
つ抵抗２２及び２３はそれぞれ１００Ωであった。

その他の全ての抵抗は、約２００Ωの値を持っており、
それは、１１を３００°Ｋにおいて約０゜３マイクロＡ
と等しくされた。ＮＰＮ）ランジスタは、約８０マイク
ロＡ／平方ミクロンの電流密度で動作させた。この回路
は、５Ｖ電源で動作させ、且つその動作は標準のＥＣＬ
明細と適合性のあるものであった。自走型ＶＣＯは１２
５．３ＭＨｚで動作し、且つ容易に正確に１２５ＭＨｚ
とさせることが可能であった。端子１８及び２６におけ
る変調感度は、差動信号の０．３２７ＭＨｚ／　ｍ　Ｖ
で測定した。端子４７及び４６において、差動感度は０
．１５２ＭＨｚ／ｍＶであった。このｖＣＯは、約６．
４ＭＨｚのロック範囲を持っており、且つ約０．３ＭＨ
ｚの捕獲（キャプチャ）範囲を持っている。

以上本発明の具体的実施の態様について詳細に説明した
が、本発明はこれら具体例にのみ限定されるべきもので
はなく、本発明の技術的範囲を逸脱することなしに種々
の変形が可能であることは勿論である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例に基づいて構成された回路を
示した概略図、第２図は本発明の別の実１つ 施例に基づいて構成した回路を示した概略図、である。 （符号の説明） １０：電源端子 １１：接地端子 １２．１３：オシレータトランジスタ １４．１５：負荷抵抗 １６．１７：定電流トランジスタ １８：制御端子 １９：定電流供給トランジスタ ２０．２１：差動増幅器 ２８：周波数決定用コンデンサ

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、エミッタ結合型マルチバイブレータ回路において、
   一対の差動動作型トランジスタ、前記対のトランジスタ
   のエミッタ間に結合されたコンデンサ、前記対のトラン
   ジスタのコレクタと第一電源基準端子との間に結合され
   た負荷手段、前記対のトランジスタの前記エミッタと第
   二電源端子との間に結合された一対の電流源、振動性フ
   ィードバックを与えるために前記対のトランジスタのコ
   レクタとベースとの間に交差結合した一対のエミッタホ
   ロワ、前記対のトランジスタの振動周波数を変化させる
   ために前記電流源の導通度を制御する第一変調ポート、
   前記対のトランジスタのベースへ結合した差動入力端子
   と前記対のトランジスタのコレクタへ結合した差動出力
   端とテール電流を前記第二電源端子へ通過させるべく結
   合した第三定電流源とを具備する第一差動増幅器、前記
   第一ポートの電圧に応答し前記対の電流源における電流
   に関して前記差動増幅器内の前記テール電流を差動的に
   変調する手段、を有することを特徴とするエミッタ結合
   型マルチバイブレータ回路。 ２、特許請求の範囲第１項において、更に、前記第二ポ
   ートにおける電圧の関数として前記差動増幅器内の前記
   電流を変調する手段を具備する第二変調ポートを有する
   ことを特徴とするエミッタ結合型マルチバイブレータ回
   路。 ３、特許請求の範囲第２項において、前記変調ポートの
   各々が、差動入力に応答する手段を有することを特徴と
   するエミッタ結合型マルチバイブレータ回路。 ４、特許請求の範囲第２項において、前記３個の定電流
   源の全てが、第四定電流源を介して前記第二電源端子へ
   共通に結合されていることを特徴とするエミッタ結合型
   マルチバイブレータ回路。 ５、特許請求の範囲第３項において、前記第二変調ポー
   トが、前記第二ポート入力端を具備する一対の入力端子
   と、前記第三電流源と前記第一差動増幅器のテール電流
   接続部との間の接点へ結合されている出力端と、前記第
   二電源端子へ結合されているテール電流供給源とを持っ
   た第二差動増幅器を有することを特徴とするエミッタ結
   合型マルチバイブレータ回路。 ６、特許請求の範囲第３項において、前記差動入力に応
   答する手段が、更に、入力電圧に対数的に応答する手段
   を有しており、その際にデジタル入力に対する非線形応
   答が得られることを特徴とするエミッタ結合型マルチバ
   イブレータ回路。