JPH02266872A - インバータ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、ブリッジ接続されたパワーＭＯＳ　ＦＥＴを
介して負荷へ電力を供給するインバータ装置に関する。

（従来の技術） ＦＥＴをブリッジ接続してモータの巻線等の負荷へ電力
を供給するインバータ回路では、直流電源の電圧より同
極性の高い電圧または直流電源の電圧に対して逆極性の
電圧をＦＥＴのゲートへ供給してＦＥＴのスイッチング
を制御する必要があり、例えば特開昭６３−４１６６７
号公報では、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴのゲートへ１個
の直流−直流変換器（チャージポンプ回路）によって昇
圧した電圧を印加する構成が開示されている。

（発明が解決しようとする課題） 一方、ＦＥＴのゲートは容量性負荷であるから、ＦＥＴ
のゲートへの駆動電圧を印加するとパルス的に大きなチ
ャージ電流が流れる。また、ＦＥＴのスイッチング立上
りを早めるにはゲート容量の充電を高速にするためドラ
イブ電流を大きくしなければならない、したがって、Ｆ
ＥＴのオン・オフ周期を早くする程、ゲート駆動に伴な
う消費電力は増加するので、１個の直流−直流変換器か
ら複数のＦＥＴのゲートへ電圧を供給する構成では、直
流−直流変換器の電源容量を充分大きくし、さらに、大
電流供給による出力電圧の低下を短時間で回復する応答
特性の優れたものにしないと、ＦＥＴのゲートへ印加す
る電圧が低下するおそれがある。

ＦＥＴのゲート印加電圧が偲下し、ＦＥＴのスイッチン
グ動作が不完全になると、ＦＥＴ自身の電力消費が問題
となる。例えば、エンジンのスタータ等のように数１０
０＾程度の大電流を制御しているＦＥＴでは、スイッチ
ング動作が少しでも不完全になると、発熱によりＦＥＴ
の特性劣化につながるおそれが大きい。

電源容量の充分大きい直流−直流変換器を備えたのでは
、インバータ装置の小形化・低価格化に反する。

本発明は、このような課題を解決するためなされたもの
で、その目的は小型化ができ、かっＦＥＴを確実に駆動
するのに適した直流−直流変換器を備えたインバータ装
置を提供するものである。

（課題を解決するための手段） 請求項１に係るインバータ装置は、直流電源電圧とは異
なる電圧を印加する必要があるＦＥＴ毎に対応させて直
流−直流変換器を備えたことを特徴とする 請求項２に係るインバータ装置は、１つの前段直流−直
流変換器の出力に、複数の後段直流−直流変換器を並列
に設け、各々の後段直流−直流変換器と各々のＦＥＴと
を対応させたことを特徴とする。

そして、パワーＭＯＳ　ＦＥＴがＮチャンネル型の場合
は直流−直流変換器として昇圧型を、Ｐチャンネル型の
場合は、極性変換型の直流−直流変換器を用いる。

なお、請求項２における前段の直流−直流変換器は、所
定の周期でコンデンサの充放電経路を切替えるスイッチ
ング回路と、ダイオードとコンデンサの組を１組以上備
えた昇圧形の整流回路から構成し、後段の直流−直流変
換器は、前段の昇圧形の整流回路に縦続接続される昇圧
型の整流回路で構成してもよい。

（作用） 各々の直流−直流変換器によって変換された電圧が対応
するＦＥＴのゲートへ印加されるのでＦＥＴは確実にオ
ン状態となる。

（実施例） 以下、本発明の実施例を添付図面に基づいて説明する。

第１図は、請求項１および３に係るインバータ装置を三
相誘導電動機の運転に適応したブロック構成図である。

図において、１はインバータ装置であり、インバータ装
置１の電源端子１ａ、ｌｂには直流電源２が接続され、
出力端子１ｃ、ｌｄ、ｌｅは三相３導電動機３の各巻線
へ接続されている。

インバータ装置１は大きく分けて、運転制御回路１１．
３個の直流−直流変換器（ＤＣ／ＤＣ変換器）１２，１
３．１４および６個のＮチャンネル型パワーＭＯＳＦＥ
Ｔ（以下特に支障のない限りＦＥＴと記す）１５〜２０
から構成されている。

運転制御回路１１は、運転スイッチ２１が閉状態に操作
されると、電動機３の回転速度設定手段２２の設定値に
基づいて三相ブリッジ接続されたＦＥＴ１５〜２０のオ
ン・オフを所定のタイミングで制御するゲート駆動信号
を端子１１ａ〜１１ｆに出力するものであり、論理用Ｉ
Ｃの組み合わせまたはマイクロコンピュータ等で構成さ
れる。この運転制御回路１１の電源端子１１ｇには、定
電圧回路２３を介して安定化された電圧が印加される。

定電圧回路２３は、例えば三端子式シリーズレギュレー
タＩＣとその周辺回路等で構成され、その入力端子２３
ａには直流電源３の電圧が印加され、出力端子２３ｂは
、ＰＮＰトランジスタ２４のエミッタからコレクタを介
して、各直流−直流変換器１２〜１４の入力端子１２ａ
、１３ａ。

１４ａへ接続されている。そして、運転制御回路１１の
出力端子１１ｈが、運転スイッチ２１の閉に伴なってＨ
レベルになると、オーブンコレクタ型の反転バッファ回
路（以下単にバッファ回路と記す）２５を介してＰＮＰ
トランジスタ２４がオン状態となり、安定化した電圧を
直流−直流変換器１２〜１４へ供給する構成としている
。

直流−直流変換器１２〜１４は、入力端子１２ａ、１３
ａ、１４ａから供給される電力に基づいて、昇圧した出
力電圧を発生する昇圧型の変換器であり、具体的構成例
は後述するが、本実施例では、出力端子１２ｂ、１３ｂ
、１４ｂへ直流電源２の電源電圧ＶＩＮより約１０Ｖあ
るいはそれ以上高い直流電圧を出力するよう構成されて
いる。

直流−直流変換器１２，１３．１４の各出力端子１２ｂ
、１３ｂ、１４ｂはそれぞれＰＮＰトランジスタ２６，
２７．２８のエミッタからコレクタを介してＦＥＴ１５
，１６．１７のゲートへ接続されている。各ＰＮＰトラ
ンジスタ２６゜２７．２８は、運転制御回路１１の出力
端子１１ａ、ｌｌｂ、ｔｉｃがＨレベルになると、バッ
ファ回路３１を介してオン状態になるように構成されて
いる。

運転制御回路１１の出力端子ｌｉｄ、ｌｉｅ。

１１ｆは、それぞれＦＥＴ１８，１９．２０のゲートへ
接続されている。なお、各ＦＥＴ１５〜２０のゲートに
、それぞれ、ゲート保護用の抵抗を直列に設けて、ゲー
トへ電圧を印加する構成であってもよい。

また、本実施例では、運転制御回路８の電源電圧をＦＥ
Ｔ１８〜２０を直接駆動するのに充分な電圧としている
。運転制御回路８を数Ｖ程度の低い電圧で動作させた場
合には、出力端子ｔｔｃｔ〜１１ｆの出力に基づいて、
各ＦＥ７１８〜２０のゲートへ必要十分なる電圧を印加
するインターフェース回路を設ければよい。

ＦＥＴ１５，１６．１７のドレインには、直流電源２の
プラス側の電圧が印加され、ＦＥＴ１８．１９．２０の
ソースは直流電源２のマイナス側へ接続され、ＦＥＴ１
５，１６．１７のソースとＦＥＴ１８，１９．２０のド
レインがそれぞれ接続され、これらの接続点はそれぞれ
インバータ装置２の出力端子１ｃ、ｌｄ、ｌｅへ接続さ
れている。

なお、ＦＥＴ１５〜２０のドレイン・ソース間に逆並列
に接続されたダイオード３２〜３７は、各ＦＥＴがオフ
時に負荷である電動機３の巻線に発生するサージを吸収
するための貫流用ダイオードである。

以上の構成であるから、運転スイッチ２１が閉状態に操
作されると、運転制御回路１１の出力１１ｈがＨレベル
となり、直流−直流変換器１２〜１４へ電源が印加され
、その出力端子１２ｂ、１３ｂ、１４ｂには直流電源電
圧ＶＩＮより所定の電位高い電圧が発生する。したがっ
て、上側のＦＥＴ１５〜１７のゲート電位はそのソース
電位が直流電源電圧ＶＩＮまで上昇したとしても、ソー
ス電位より所定の電位高く設定されるので、各ＦＥＴ１
５〜１７を完全にオン状態に制御することができる。

特に、直流−直流変換器１２〜１４を、各ＦＥＴ１５〜
１７に対応させて備えているので、各ＦＥＴＩ　５〜１
７のスイッチング制御に関して、相互に緩衝が発生する
ことはない。また、１個の直流−直流変換器で各ＦＥＴ
１５〜１７のゲート駆動を行なう場合と比較して、本実
施例の構成は、ゲート駆動に消費する電力は約局で、ゲ
ート駆動周期も約局低速となるので、電源容量は小さく
て良く、また、瞬間的に大きな電流をゲートへ供給して
出力電圧が低下した後の出力電圧回復特性に対する要求
もゆるやかになる。

第２図は、直流−直流変換器の具体的構成例を示す回路
図である。

直流−直流変換器１２，１３．１４　（以下符号１２の
みで代表する）は、１次側センタータップ付のトランス
４１を備え、発振回路４２の出力により、トランジスタ
４３．４４を交互にスイッチングさせ、トランス４１の
２次側に発生する電圧を半波倍電圧整流回路４５で整流
して昇圧された直流電圧出力を得るものである。端子１
２ａはプラス側、端子１２ｂはマイナス（ＧＮＤ）側の
入力端子である。端子１２ｃはプラス側の出力端子、端
子１２ｄはマイナス側の出力端子である。

第１図に示す実施例では、マイナス側の出力端子１２ｄ
をマイナス（ＧＮＤ）側の入力端子と共通接続して、プ
ラス極性の出力を得ている。

一方、Ｐチャンネル型のパワーＭＯＳＦＥＴを用いて例
えば第１図と同等の三相ブリッジ回路を備えたインバー
タ装置を構成するには、直流電源電圧と逆極性のゲート
駆動電圧が必要となる。この場合は、第２図に示す直流
−直流変換器１２のプラス側の出力端子１２ｃとマイナ
ス（ＧＮＤ）側の入力端子とを共通接続して、出力端子
１２ｄより負極性の電圧をゲートへ供給するよう構成す
ればよい。なお、トランスの４１の巻線比は、要求され
る負極性電圧値により変更する必要があり、また、必ず
しも昇圧型でなくてもよい。

第３図は、請求項２および５に係るインバータ装置を三
相巻線を有する永久磁石ブラシレスモータの運転に適用
した回路構成図である。

第３図において、５１はインバータ装置であり、インバ
ータ装置の電源端子５１ａ、５１ｂには直流電源５３が
接続され、出力端子５１Ｃ１５１ｄ、５１ｅは永久磁石
ブラシレスモータ（以下モータと記す）５３の各巻線へ
接続されている。

インバータ装置５１は、運転制御回路６１、前段の直流
−直流変換器６２．３組の後段の直流−直流変換器６３
，６４．６５および６個のＦＥＴ１５〜２０等より構成
されている。

運転制御回路６１は、運転スイッチ２１が閉状態で動作
モードとなり、モータ５３の回転位置検出手段６６の回
転位置検出信号６６ａに基づいて、モータ５３の固定子
巻線５３ａへ永久磁石回転子５３ｂの磁極より所定の電
気角進相させた階段状三相交流電流を供給するように各
ＦＥＴ１５〜２０のオン・オフを制御する信号を出力端
子６１ａ〜６１ｆへ出力するものである。

運転制御回路６１の各出力端子６１ａ〜６１ｆがＨレベ
ルになると、オープンコレクタ型の反転バッファ回路６
７〜７２を介してＰＮＰトランジスタ７３〜７８をオン
状態となり、ゲート直列抵抗７９〜８４を介して対応す
るＦＥＴ１５〜２０がオンされるよう構成されている。

ＰＮＰトランジスタ７８，７７．７８のエミッタは直流
電源５２のプラス側へ接続され、ＰＮＰ）−ランジスタ
フ３．７４．７５のエミッタはそれぞれ後段の直流−直
流変換回路６３，６４．６５の昇圧出力端子６３ａ、６
４ａ、６５ａへ接続される。

定電圧回路２３の出力端子２３ｂは、運転制御回路６１
の電源端子６１ｇおよび前段の直流−直流変換器６２の
電源端子６２ａへ接続されている。

前段の直流−直流変換器６２は、電源端子６２ａへ印加
した電圧の略２倍の出力電圧を端子６２ｂを出力するも
のである。この直流−直流変換器は、発振回路８５の出
力８５ａにより相補的にオン・オフを繰り返すＰＮＰト
ランジスタ８６とＮＰＮトランジスタ８７と、２個のダ
イオード８８．８９および２個のコンデンサ９０．９１
から構成される。電源端子６２ａからダイオード８８−
ダイオード８９−コンデンサ９Ｏ−ＧＮＤ端子６２ｄの
ルートでコンデンサ９０の充電回路が形成され、ダイオ
ード８９とコンデンサ９０の接続点は端子６２ｂへ接続
されている。コンデンサ９１の一端は端子６２ａと端子
６２ｄ間に直列に接続されたＰＮＰおよびＮＰＮトラン
ジスタ８６．８７のコレクタへ接続され、コンデンサ９
１の他端はダイオード８８とダイオード８９の接続点へ
接続されるとともに、端子６２ｃへ接続されている。

コンデンサ９１はＮＰＮトランジスタ８７がオンのとき
はダイオード８８を通して充電され、次にＮＰＮトラン
ジスタ８７がオフ、ＰＮＰトランジスタ８６がオンにな
ると、コンデンサ９１の電荷をダイオード８９を介して
コンデンサ９０へ放電する。この充放電を発振回路８５
の発振周波数に基づいて繰り返すので、端子６２ｂには
入力電圧（端子６２ａと端子８２ｄとの間の印加電圧）
の略２倍の出力電圧が得られる。端子６２ｄは後段の直
流−直流変換器６３，６４．６５の各入力端子６３ｂ、
６４ｂ、６５へ接続され、同様に、端子６２ｃは、端子
６３ｃ、６４ｃ、６５ｃへ接続されている。

後段の直流−直流変換器６３は、入力端子６３ｂと出力
端子６３ａ間に、２個のダイオード９２．９３が順方向
直列に接続され、出力端子８３ａとＧＮＤ端子６３ｄ間
にコンデンサ９４が設けられ、ダイオード９２．９３の
接続点と端子６３ｃとの間にはコンデンサ９５が接続さ
れている。他の後段の直流−直流変換器６４．６５も、
直流−直流変換器６３と同一の構成である。後段の直流
−直流変換器６３，６４．６５は、初段の直流−直流変
換器６２と同様に、ダイオード９２を介してコンデンサ
９５への充電と、コンデンサ９５の電荷をダイオード９
３を介してコンデンサ９４へ放電する動作を繰り返して
、出力端子６３ａ、６４ａ、６５ａへ昇圧した出力電圧
（本実施例では前段の直流−直流変換器６２の電源端子
６２ａへ印加した電圧の略３倍の電圧）を得る本実施例
では、直流−直流変換器を前段と後段に分けて、前段の
直流−直流変換器６２に変換器としての主要回路部８５
，８６．８７を共通に設けて、各ＦＥＴ１５，１６．１
７に対応する後段の直流−直流変換器６３，６４．６５
の構成を極めて単純なものとしている。

なお、ダイオード８８．８９とコンデンサ９０．９１で
前段の昇圧形の整流回路を、ダイオード９２．９３とコ
ンデンサ９４．９５で後段の昇圧形の整流回路を構成し
ている。

（発明の効果） 以上説明したように、本発明に係るインバータ装置は、
各パワーＭＯＳＦＥＴ毎に対応させて直流−直流変換器
を備えたので、他のＦＥＴのゲート駆動の影響を受ける
ことなく、所定のゲート電圧を各ＦＥＴのゲートへ供給
して安定したスイッチング動作を行なわせることができ
る。ＸＣ１各直流−直流変換器に要求される電源容量は
、従来１つの直流−直流変換器から複数のＦＥＴのゲー
トを駆動する場合に対して軽減されかつゲート駆動の周
期も長くなるから、直流−直流変換器を小形にすること
ができ、インバータ装置の小形化に寄与することができ
る。

さらに、前段の直流−直流変換器と各ＦＥＴ毎に対応す
る後段の直流−直流変換器の２段構成にすることで、直
流変換動作に共通する回路部を前段に設け、複数並列に
設ける後段の回路構成を簡略化でき、直流−直流変換器
全体を小形・安価に構成することができる。

また、直流−直流変換器を用いるので、昇圧だけでなく
、逆極性の電源を取り出すことが容易であり、Ｎチャン
ネル型のみならずＰチャンネル型ＭＯＳＦＥＴのスイッ
チング制御も容易に行なうことができ、ＭＯＳ　ＦＥＴ
とそのインターフェース部分を除くインバータ装置の共
通化が図れるという利点も有する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示すブロック構成図、第２
図は第１図の直流−直流変換器の具体的構成例を示す回
路図、第３図は本発明の他の実施例を示す回路構成図で
ある。 なお、図面中、１．５１はインバータ装置、２．５２は
直流電源、３．５３は負荷である電動機（モータ）、１
１．６１は運転制御回路、１２．１３．１４は直流−直
流変換器、１５〜２０はパワーＭＯＳＦＥＴ　、　６２
は前段の直流−直流変換器、６２．６４．６５は後段の
直流−直流変換器、８５は発振回路、８８．８７はスイ
ッチング回路を構成するトランジスタ、８Ｂ、８９゜９
２．９３は昇圧形の整流回路を構成するダイオード、９
０，９１，９４．９５は昇圧形の整流回路を構成するコ
ンデンサである。

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. （１）直流電源から、ブリッジ接続されたパワーＭＯＳ
   ＦＥＴを介して負荷へ電力を供給するインバータ装置に
   おいて、このインバータ装置は、前記直流電源からの電
   力に基づいて前記直流電源電圧とは異なる電圧に変換す
   る直流−直流変換器を、直流−直流変換器で変換した電
   圧を印加するパワーＭＯＳＦＥＴの数と同数備え、各々
   の直流−直流変換器と各々のパワーＭＯＳＦＥＴとを対
   応させてゲートへ変換した電圧を印加するよう構成した
   ことを特徴とするインバータ装置。
2. （２）直流電源から、ブリッジ接続されたパワーＭＯＳ
   ＦＥＴを介して負荷へ電力を供給するインバータ装置に
   おいて、このインバータ装置は、１つの前段の直流−直
   流変換器の出力に、複数の後段直流−直流変換器を並列
   に設け、各々の後段直流−直流変換器と各々のパワーＭ
   ＯＳＦＥＴとを対応させてゲートへ変換した電圧を印加
   するよう構成したことを特徴とするインバータ装置。
3. （３）前記パワーＭＯＳＦＥＴはＮチャンネル型ＦＥＴ
   であり、前記直流−直流変換器は前記直流電源の電源電
   圧より高い電圧を発生する昇圧型の直流−直流変換器で
   あることを特徴とする請求項１または２記載のインバー
   タ装置。
4. （４）前記パワーＭＯＳＦＥＴはＰチャンネル型ＦＥＴ
   であり、前記直流−直流変換器は前記直流電源の電源電
   圧に対して逆極性の電圧を発生する極性変換型の直流−
   直流変換器であることを特徴とする請求項１または２記
   載のインバータ装置。
5. （５）請求項２記載のインバータ装置において、前記前
   段の直流−直流変換器は、所定の周期でコンデンサの充
   放電経路を切替えるスイッチング回路と、少なくとも一
   組のダイオードとコンデンサを備えた昇圧形の整流回路
   とからなり、前記後段の直流−直流変換器は、前記前段
   の倍電圧形の整流回路に縦続接続される少なくとも一組
   のダイオードとコンデンサを備えた昇圧形の整流回路か
   らなることを特徴とするインバータ装置。