JPH02254979A - 電圧形ｐｗｍインバータ用出力フィルタ回路 - Google Patents
電圧形ｐｗｍインバータ用出力フィルタ回路Info
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- JPH02254979A JPH02254979A JP1072144A JP7214489A JPH02254979A JP H02254979 A JPH02254979 A JP H02254979A JP 1072144 A JP1072144 A JP 1072144A JP 7214489 A JP7214489 A JP 7214489A JP H02254979 A JPH02254979 A JP H02254979A
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- Japan
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- filter
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- pwm inverter
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- 230000000694 effects Effects 0.000 abstract description 8
- 238000000034 method Methods 0.000 abstract description 5
- 238000009413 insulation Methods 0.000 abstract description 2
- 230000000452 restraining effect Effects 0.000 abstract 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 9
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 4
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 2
- 230000001629 suppression Effects 0.000 description 2
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 1
- 230000002093 peripheral effect Effects 0.000 description 1
- 238000004088 simulation Methods 0.000 description 1
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- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
- Y02E40/00—Technologies for an efficient electrical power generation, transmission or distribution
- Y02E40/40—Arrangements for reducing harmonics
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- Power Conversion In General (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
- Filters And Equalizers (AREA)
- Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、電圧形ＰＷＭインバータにおいて、電動機等
の負荷を駆動する際に発生するサージを抑制するフィル
タ回路に関する。
の負荷を駆動する際に発生するサージを抑制するフィル
タ回路に関する。
従来、電圧形ＰＷＭインバータにより電動機等の負荷を
駆動する際に、インバータで発生する高調波が、電源に
回り込んだり、電磁波として放射され、周辺機器へのノ
イズ源となっていた。これらのノイズを減少させる手段
のうち、ＭＨｚに近いラジオノイズ対策としてのフィル
タは一般化されているが、負荷そのものに有害な共振サ
ージを弓き起こす事実はさほど広く知られていない。
駆動する際に、インバータで発生する高調波が、電源に
回り込んだり、電磁波として放射され、周辺機器へのノ
イズ源となっていた。これらのノイズを減少させる手段
のうち、ＭＨｚに近いラジオノイズ対策としてのフィル
タは一般化されているが、負荷そのものに有害な共振サ
ージを弓き起こす事実はさほど広く知られていない。
これらの問題に対し、一部では第７図に示すように、直
列ＬＲＣ同調フィルタをインバータと負荷の中間に設け
、インバータ出力をリアクトルＬに入力し、負荷をリア
クトルＬとＲＣの中間から取り出す方式が実施されてい
る（例えば特開昭６２−５３１７０号公報参照） また、インバータと負荷との間に昇圧変圧器が介在する
場合には、変圧器の一次側に第７図のフィルタを設定す
るか、または第８図に示すように、リアクタンスとして
変圧器固有に有している漏れリアクタンスを利用して、
変圧器の二次側にＲＣのみを設ける方式も採られている
。この方式は、いずれも回路原理的には同一のものと見
なすことができる。
列ＬＲＣ同調フィルタをインバータと負荷の中間に設け
、インバータ出力をリアクトルＬに入力し、負荷をリア
クトルＬとＲＣの中間から取り出す方式が実施されてい
る（例えば特開昭６２−５３１７０号公報参照） また、インバータと負荷との間に昇圧変圧器が介在する
場合には、変圧器の一次側に第７図のフィルタを設定す
るか、または第８図に示すように、リアクタンスとして
変圧器固有に有している漏れリアクタンスを利用して、
変圧器の二次側にＲＣのみを設ける方式も採られている
。この方式は、いずれも回路原理的には同一のものと見
なすことができる。
ところが、これら従来の技術では、フィルタ回路のＬＣ
共振により、電源側から見たフィルタ回路の交流インピ
ーダンスは、目標の同調周波数に対して、抵抗分Ｒのみ
であるが、負荷に対しては、キャパシタ分のインピーダ
ンスが加味されることになる。そのため、本来ＰＷＭキ
ャリヤ波列の合成により、発生させようとしている基本
正弦波成分を損なわない、効果的なフィルタを構成する
ことは難しい。特に、負荷の共振周波数が、インバータ
のキャリヤ周波数に近い場合、従来の方法では困難であ
る。
共振により、電源側から見たフィルタ回路の交流インピ
ーダンスは、目標の同調周波数に対して、抵抗分Ｒのみ
であるが、負荷に対しては、キャパシタ分のインピーダ
ンスが加味されることになる。そのため、本来ＰＷＭキ
ャリヤ波列の合成により、発生させようとしている基本
正弦波成分を損なわない、効果的なフィルタを構成する
ことは難しい。特に、負荷の共振周波数が、インバータ
のキャリヤ周波数に近い場合、従来の方法では困難であ
る。
（１）式は、第７図のフィルタ回路のインピーダンスで
ある。
ある。
Ｚ（ω） ＝ Ｒ＋ｊ（ωＬ−１／ωＣ） ・・・・・
・・・・（１）ただし、Ｚ（ω）：フィルタインピーダ
ンスＲ：フィルタ直流抵抗 Ｌ：直列リアクトル Ｃ：直列キャパシタ （１）式において、線路の固有振動数がＰＷＭキャリヤ
周波数に対して非常に高い場合には、共振点において（
２）式を満足させることにより、キャリヤ成分に対して
は、ωＬが小さく１／ωＣが大きくなり、基本波成分を
損なうことは無視できる。
・・・・（１）ただし、Ｚ（ω）：フィルタインピーダ
ンスＲ：フィルタ直流抵抗 Ｌ：直列リアクトル Ｃ：直列キャパシタ （１）式において、線路の固有振動数がＰＷＭキャリヤ
周波数に対して非常に高い場合には、共振点において（
２）式を満足させることにより、キャリヤ成分に対して
は、ωＬが小さく１／ωＣが大きくなり、基本波成分を
損なうことは無視できる。
ωＬ＝１／ωＣ・・・・・・・・・・・・・・（２）と
ころが、線路の固有振動数がキャリヤ成分に近い場合に
は、制御系の応答性に悪影響を及ぼさないように、Ｑ値
（Ｑｕａｌｉｔｙ Ｆａｃｔｏｒ）の高いフィルタ回路
としなければならないが、そのようなフィルタを構成す
ることは困難である。
ころが、線路の固有振動数がキャリヤ成分に近い場合に
は、制御系の応答性に悪影響を及ぼさないように、Ｑ値
（Ｑｕａｌｉｔｙ Ｆａｃｔｏｒ）の高いフィルタ回路
としなければならないが、そのようなフィルタを構成す
ることは困難である。
そこで本発明は、ＰＷＭキャリヤへの影響を極力抑え、
かつ、線路の固有共振点でのフィルタの効果を十分に得
ることを目的としている。
かつ、線路の固有共振点でのフィルタの効果を十分に得
ることを目的としている。
この目的を達成するため、本発明の電圧形ＰＷＭインバ
ータ用出力出力フィルタ回路電圧形ＰＷＭインバータと
負荷との間に、負荷に対して並列にＬＲＣ直列同調フィ
ルタを接続し、かつ前記負荷と前記直列同調フィルタに
対して直列にリアクタンスを接続したことを特徴とする
。
ータ用出力出力フィルタ回路電圧形ＰＷＭインバータと
負荷との間に、負荷に対して並列にＬＲＣ直列同調フィ
ルタを接続し、かつ前記負荷と前記直列同調フィルタに
対して直列にリアクタンスを接続したことを特徴とする
。
本発明は前記の構成を有するため、線路共振周波数が、
キャリヤ周波数の数倍〜１０倍程度の比較的低い周波数
にふいても、第１図の直流リアクトルし、直列キャパシ
タＣ及び直流抵抗Ｒによって構成される同調フィルタに
より、Ｑ値の高いフィルタを構成することができる。ま
た、共振周波数での、負荷側に対するインピーダンスは
直列リアクトルＬｓ のみとなる。このようにして、Ｑ
値の高いフィルタにより、同調電流にのみ、直列電圧抑
制効果を発揮させることが可能となり、キャリヤ基本成
分への影響も排除しやすい。また、同調周波数において
は、リアクタンスＬ、キャパシタＣで構成される共振イ
ンピーダンスが零となるため、負荷出力に対するフィル
タ効果は、従来方式より優れたものとなる。
キャリヤ周波数の数倍〜１０倍程度の比較的低い周波数
にふいても、第１図の直流リアクトルし、直列キャパシ
タＣ及び直流抵抗Ｒによって構成される同調フィルタに
より、Ｑ値の高いフィルタを構成することができる。ま
た、共振周波数での、負荷側に対するインピーダンスは
直列リアクトルＬｓ のみとなる。このようにして、Ｑ
値の高いフィルタにより、同調電流にのみ、直列電圧抑
制効果を発揮させることが可能となり、キャリヤ基本成
分への影響も排除しやすい。また、同調周波数において
は、リアクタンスＬ、キャパシタＣで構成される共振イ
ンピーダンスが零となるため、負荷出力に対するフィル
タ効果は、従来方式より優れたものとなる。
以下、本発明を実施例に基づいて具体的に説明する。
第２図は、電圧形ＰＷＭインバータ１と負荷（電動機）
２との間に、本発明のフィルタ回路３を接続した本発明
の実施例を示している。
２との間に、本発明のフィルタ回路３を接続した本発明
の実施例を示している。
第３図は、電圧形ＰＷＭインバータ１により、変圧器を
介して負荷を駆動する場合の、変圧器。
介して負荷を駆動する場合の、変圧器。
ケーブルの線路単相化集中化モデルである。図中５の枠
内は、インバータから変圧器出力間の回路モデルを表し
ており、６０枠内は変圧器から負荷までの回路モデルを
表している。第４図（ロ）は、このモデルに同図（ａ）
に示す矩形波パルスを印加した場合のサージ発生をシミ
ニレ−ジョンしたものである。同図より分かるように、
線路共振固有周期Ｔ１ で電動機印加電圧が振動してお
り、電動機に共振サージを引き起こす可能性が高いこと
を示している。図中Ｔｃ はＰＷＭインバータ１のキャ
リヤ周期、ｖＰｌは第１のピーク値、ｖＰ２は第２のピ
ーク値である。
内は、インバータから変圧器出力間の回路モデルを表し
ており、６０枠内は変圧器から負荷までの回路モデルを
表している。第４図（ロ）は、このモデルに同図（ａ）
に示す矩形波パルスを印加した場合のサージ発生をシミ
ニレ−ジョンしたものである。同図より分かるように、
線路共振固有周期Ｔ１ で電動機印加電圧が振動してお
り、電動機に共振サージを引き起こす可能性が高いこと
を示している。図中Ｔｃ はＰＷＭインバータ１のキャ
リヤ周期、ｖＰｌは第１のピーク値、ｖＰ２は第２のピ
ーク値である。
この場合の共振モデルは、（３）式で固有振動数が与え
られる２次振動系に近似できる。
られる２次振動系に近似できる。
第５図は、第３図の変圧器モデルの直前に、従来方式の
第７図に示すフィルタを入れた場合と、第１図に示す本
方式のフィルタを入れた場合のフィルタ効果を比較した
ものである。
第７図に示すフィルタを入れた場合と、第１図に示す本
方式のフィルタを入れた場合のフィルタ効果を比較した
ものである。
フィルタ定数の選定に際しては、（３）式のし。におい
て、フィルタ内の直列リアクタンスし、を考慮して線路
の固有振動数を求め、それに対して、フィルタの同調周
波数を設定し、最もフィルタ効果のある同調の鋭いＱ値
をシミニレ−ジョンにより求めた。その結果は第５図に
示す通りである。
て、フィルタ内の直列リアクタンスし、を考慮して線路
の固有振動数を求め、それに対して、フィルタの同調周
波数を設定し、最もフィルタ効果のある同調の鋭いＱ値
をシミニレ−ジョンにより求めた。その結果は第５図に
示す通りである。
同図より、本方式によるサージピークの抑制効果が優れ
ていることがわかる。
ていることがわかる。
第６図は、本発明の他の実施例であり、（ａ）は昇圧変
圧器４の一次側にフィルタ回路３を入れて電動機負荷２
を駆動する場合、（ｂ）は昇圧変圧器４の二次側１；フ
ィルタ回路３を入れて電動機負荷３を駆動する場合を示
している。後者の場合には、昇圧変圧器４の漏れリアク
タンスを第１図の直列リアクタンスし、として利用して
いる。
圧器４の一次側にフィルタ回路３を入れて電動機負荷２
を駆動する場合、（ｂ）は昇圧変圧器４の二次側１；フ
ィルタ回路３を入れて電動機負荷３を駆動する場合を示
している。後者の場合には、昇圧変圧器４の漏れリアク
タンスを第１図の直列リアクタンスし、として利用して
いる。
以上に述べたように、本発明においては、負荷に対して
、並列にＬＲＣ直列同調フィルタを設けることにより、
負荷への同調共振高調波をフィルタに吸収するとともに
、さらに負荷及び直列同調フィルタに対して直列にリア
クタンスを設けることで、同調電流により尖頭電圧抑制
効果を向上させることができる。
、並列にＬＲＣ直列同調フィルタを設けることにより、
負荷への同調共振高調波をフィルタに吸収するとともに
、さらに負荷及び直列同調フィルタに対して直列にリア
クタンスを設けることで、同調電流により尖頭電圧抑制
効果を向上させることができる。
このようにして、電圧形ＰＷＭインバータの矩形波パル
スが線路の共振により誘発するサージ尖頭電圧を効果的
に抑制できるため、コロナ電圧以下に抑えることも可能
となり、負荷機器の電圧による絶縁寿命への影響を低減
できる。
スが線路の共振により誘発するサージ尖頭電圧を効果的
に抑制できるため、コロナ電圧以下に抑えることも可能
となり、負荷機器の電圧による絶縁寿命への影響を低減
できる。
特に、変圧器を介して負荷を駆動する場合では、変圧器
自体の漏れリアクタンスにより、変圧器がない場合に比
べ、共振周波数が比較的低く′なり、本方式が有効であ
る。
自体の漏れリアクタンスにより、変圧器がない場合に比
べ、共振周波数が比較的低く′なり、本方式が有効であ
る。
また、ラジオノイズフィルタとしての効果も期待できる
。
。
第１図は本発明の基本構成を示す回路図、第２図は本発
明の適用例を示すブロック図、第３図はインバータから
負荷までの線路単相化集中定数モデルの回路図、第４図
は電動機印加電圧の共振の様子を示す波形図、第５図は
本発明のフィルタ回路を挿入した場合の応答の改善の様
子を示す波形図、第６図は本発明のフィルタ回路の他の
接続例を示すブロック図、第７図及び第８図はそれぞれ
従来のフィルタ回路の構成を示す回路図である。 １：電圧形Ｐ Ｗ Ｍインバータ ２：電動機負荷 ３：フィルタ回路 ４：昇圧変圧器 第６図 第７図 第８図
明の適用例を示すブロック図、第３図はインバータから
負荷までの線路単相化集中定数モデルの回路図、第４図
は電動機印加電圧の共振の様子を示す波形図、第５図は
本発明のフィルタ回路を挿入した場合の応答の改善の様
子を示す波形図、第６図は本発明のフィルタ回路の他の
接続例を示すブロック図、第７図及び第８図はそれぞれ
従来のフィルタ回路の構成を示す回路図である。 １：電圧形Ｐ Ｗ Ｍインバータ ２：電動機負荷 ３：フィルタ回路 ４：昇圧変圧器 第６図 第７図 第８図
Claims (1)
- １．電圧形ＰＷＭインバータと負荷との間に、負荷に対
して並列にＬＲＣ直列同調フィルタを接続し、かつ前記
負荷と前記直列同調フィルタに対して直列にリアクタン
スを接続したことを特徴とする電圧形ＰＷＭインバータ
用出力フィルタ回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1072144A JPH0810987B2 (ja) | 1989-03-24 | 1989-03-24 | 電圧形ｐｗｍインバータ用出力フィルタ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1072144A JPH0810987B2 (ja) | 1989-03-24 | 1989-03-24 | 電圧形ｐｗｍインバータ用出力フィルタ回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02254979A true JPH02254979A (ja) | 1990-10-15 |
| JPH0810987B2 JPH0810987B2 (ja) | 1996-01-31 |
Family
ID=13480784
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1072144A Expired - Lifetime JPH0810987B2 (ja) | 1989-03-24 | 1989-03-24 | 電圧形ｐｗｍインバータ用出力フィルタ回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0810987B2 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006288161A (ja) * | 2005-04-05 | 2006-10-19 | Fuji Electric Fa Components & Systems Co Ltd | 電力変換装置 |
| JP2010226606A (ja) * | 2009-03-25 | 2010-10-07 | Denso Corp | 負荷制御装置及びコンデンサのインピーダンス調整方法 |
| CN112968595A (zh) * | 2021-03-29 | 2021-06-15 | 江苏大学 | 低纹波输出电流pwm电流变换器的滤波电路参数设计方法 |
-
1989
- 1989-03-24 JP JP1072144A patent/JPH0810987B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006288161A (ja) * | 2005-04-05 | 2006-10-19 | Fuji Electric Fa Components & Systems Co Ltd | 電力変換装置 |
| JP2010226606A (ja) * | 2009-03-25 | 2010-10-07 | Denso Corp | 負荷制御装置及びコンデンサのインピーダンス調整方法 |
| CN112968595A (zh) * | 2021-03-29 | 2021-06-15 | 江苏大学 | 低纹波输出电流pwm电流变换器的滤波电路参数设计方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0810987B2 (ja) | 1996-01-31 |
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