JPH02253595A - 放電灯点灯装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、低い光束レベルまで放電灯を安定に調光する
ことが可能な放電灯調光点灯装置に間するものである。

［従来の技術］ 従来の一般的な放電灯調光点灯装置においては、低光束
調光時における安定点灯手段を具備していないので、そ
の最低調光レベルが大きく限定されていた。これは、主
に放電灯を流れるランプ電流を絞ると、放電路を維持で
きなくなり、放電灯が消灯してしまう現ＩＡ（以下、放
電灯の「立ち消え」と呼ぶ）に起因するものである。低
温時の立ち消え特性などを考慮すると、一般に相対照度
比が２０％以上ならば立ち消えの問題が無い（特公昭６
２−２０６８０号公報参照）、また、相対照度比が５％
以上であっても、フィラメント予熱量や放電灯への供給
電圧等の条件が揃えば、立ち消えを防ぐことが可能とな
る。このため、市販の放電灯調光点灯装置の最低調光レ
ベルは、定格点灯時の照度を１００％とした場合の相対
照度比が２０％以上の商品が主流となっており、一部に
は相対照度比が５％以上の商品が提供されている。

一方、相対照度比が５％未満の最低調光レベルを達成し
た商品としては、例えば、米国ゼネラル・エレクトリッ
ク社製の“Ｆ４０ＳＰ３５”のような立ち消えし難い放
電灯と通常の放電灯調光点灯装置あるいは立ち消え防止
手段を具備した放電灯調光点灯装置とを組み合わせた商
品がある。

［発明が解決しようとする課題］ しかしながら、上述のような立ち消えし難い放電灯と通
常の放電灯調光点灯装置とを組み合わせた場合、その使
用可能な放電灯の種類が限定され、専用の放電灯の入手
が困難であるという問題があり、ユーザーが放電灯の種
類を選択する自由度が少なくなるという実用上の問題が
生じる。また、立ち消え防止手段を具備した放電灯調光
点灯装置では、騒音発生やその他の問題を生じることと
なる。すなわち、従来の放電灯立ち消え防止手段とは、
例えば特開昭６１−２９６６９５号公報や特開昭６１−
２９６６９６号等に開示されているように、放電灯を始
動するのに充分な高電圧パルス（例えば１００ＯＶ、パ
ルス幅３００　μ５ｅｃ）を周期的（例えば１０ｍ５ｅ
ｃ毎）に放電灯の両端に印加する手段である。このよう
に、周期的に高電圧パルスを放電灯に印加する場合、印
加パルスの周波数が可聴域であると、騒音が発生すると
いう問題がある。また、これを回避するために印加パル
スの周波数を可聴域以上＜２０Ｊ＆ｋＨｚ以上）とする
と、調光レベルを深くすることができないという問題が
ある。さらに、高電圧パルスの周期的印加のために、点
灯装置内に高電圧が印加され、大電流が流れ、各回路素
子に過大なストレスが掛かるといった問題も発生する。

また、本発明者らは、前記高電圧パルスの印加による立
ち消え防止手段を備えた放電灯調光点灯装置では、放電
灯を深いレベルまで調光した場合に、管両端のみが明る
く発光し、管中央部が暗くなるという現象が生じること
を実験により発見した。なお、この実験に用いた放電灯
調光点灯装置は商品化されたものではなく、特開昭６１
−２９６６９５号や特開昭６１−２９６６９６号公報に
記載されている立ち消え防止手段を具備した放電灯調光
点灯装置を用いて、校了製のＦＬＲ−４Ｏ９−Ｗ／Ｍ−
Ｘ・３６の放電灯を調光点灯した場合に上記の現象を発
見したものである。さらに、他の放電灯であっても、そ
の定格消費電力や種類等に拘わらず、程度の差はあるも
のの上記の現象が現れることを確認した。また、ラピッ
ドタイプの蛍光灯の場合、その始動補助構造が外面スト
ライプ方式（以後「Ｍ管」と称する）である放電灯より
も、内面導電被覆方式（以後ｒＭ−Ｘ管」と称する）で
ある放電灯の場合の方が上記の現象が顕著に現れること
を確認した。

本発明はこのような課題を解決するべくなされたもので
あり、その目的とするところは、定格時の光束に対する
相対照度比が例えば２０％未満となるような低い光束レ
ベルまで放電灯を安定に調光点灯することが可能な放電
灯調光点灯装置を提供することにある。

［課題を解決するための手段］ 本発明にあっては、上記の課題を解決するために、第１
図に示すように、低圧水銀放電灯１と、前記放電灯１に
高周波電力を供給する高周波電源２と、前記放電灯１を
アーク放電領域からグロー放電領域まで調光する調光制
御部３とを備える放電灯調光点灯装置において、低光束
調光時の放電を維持できるレベルの直流電力を前記高周
波電力に重畳して前記放電灯１に印加する直流電力重畳
手段４を備えることを特徴とするものである。

第１図において、放電灯１を調光制御する調光制御部３
からの制御信号は高周波電源２、インピーダンス素子２
．．２２、直流電源５に入力されているが、これら全て
に制御信号が入力される必要性は必ずしも無い０例えば
、制御信号を高周波電源２にのみ入力し、高周波電源２
から得られる高周波出力の周波数を変化させ、放電灯１
への供給電力を制御して調光するときには、インピーダ
ンス素子２．．２．や、直流電源５への制御信号の入力
は必ずしも必要でない、一方、調光度に応じて、直流電
力重畳手段４からの直流成分を変化させて、最適の直流
成分を得たい場合には、調光制御部３から直流電源５へ
制御信号を入力すれば良い、さらに、インピーダンス素
子Ｚｌに制御信号を入力する例としては、インピーダン
ス素子Ｚ１を可飽和インダクタンスとして、この可飽和
インダクタンスの値を制御することにより調光が可能と
なる。

また、インピーダンス素子Ｚ２に制御信号を入力する例
としては、インピーダンス素子Ｚ、を抵抗素子とスイッ
チ素子よりなるものとし、このスイッチ素子を制御信号
に応じてオン・オフ制御すれば放電灯１への直流電力の
重畳量を制御することが可能となる０以上のように、調
光制御部３から各部への制御信号は必要に応じて供給す
れば良いものである。

［作用］ 以下、本発明の原理について説明する。第２図は放電灯
１の等価回路を示している。簡単のために、放電路を負
性抵抗１ｄとして表す、そして、この放電路１ｄと管壁
間に容量性インピーダンス１ｂが存在し、フィラメント
Ｌ、ｆｔと管壁間にも容量性インピーダンス１ａが存在
すると考える。この放電灯１に高周波交流電力を供給し
たとき、放電管内を流れる電流は、放電路１ｄを主とし
て流れて発光に寄与する主電流と、管壁インピーダンス
１ｃを流れて発光には寄与しない暗電流とに分けられる
と考える。このモデルによれば、定格点灯時には、主電
流は充分に流れ、放電路１ｄは維持される。しかしなが
ら、調光するに従い、主電流は減少して行き、相対的に
暗電流の占める割合が増えてくる。やがて、あるレベル
よりも深く調光すると、管中央部では放電路１ｄを流れ
る電流は、管壁と放電路間の容量性インピーダンス１ｂ
を介して管壁インピーダンス１ｃにのみ流れてしまい、
放電路１ｄを維持できなくなってしまい、供給電流の全
てが暗電流となってしまう、その結果、放電灯１の立ち
消えが生じてしまう。

例えば、ＦＬＲ−４０Ｓ−Ｗ／Ｍ−Ｘ３６の場合、周囲
温度の影響を大きく受けるが、ランプ電流が数十ｍＡ以
下になると、立ち消えを起こす。

また、この立ち消えが起こる調光レベルについて調べた
ところ、Ｍ管よりもＭ−Ｘ管の場合の方が比較的浅い調
光レベルで立ち消えが起こりやすいことを確認した。そ
して、その理由は、Ｍ−Ｘ管では管内面に導電性の被覆
が施されており、Ｍ管に比べて管壁インピーダンス１ｃ
が低いからであると考えられる０以上の考察により、上
述の立ち消えも、Ｍ管よりもＭ−Ｘ管の方が立ち消えし
やすいことも、深い調光時に管両端のみが明るく発光し
、管中央部が暗くなるという現象も説明できる。

さらに、放電路１ｄと管壁間のインピーダンス１ｂや、
フィラメントｆ、　、ｆ２と管壁間のインピーダンス成
分１ａを主に容量性インピーダンス成分であると考えた
根拠は以下の通りである。我々は立ち消えを起こしやす
い放電灯であるＭ−Ｘ管を低温で点灯させて、調光を行
った。その結果、我々は、その点灯周波数が低い程、立
ち消えの起こるレベルがより深い調光レベルであること
を確認した。このことより、放電路１ｄと管壁間のイン
ピーダンス１ｂや、フィラメントＬ　、ｆｚと管壁間の
インピーダンス成分１ａが容量性インピーダンス成分で
あり、点灯周波数が高くなるに従い、そのインピーダン
スが小さくなるため、暗電流が多く流れやすくなり、立
ち消えが起こりやすくなると考えられるものである。

以上の観点から、深いレベルまで放電灯を調光するため
には、 （ｉ＞放電路を常に維持することが必要である。

＜ｉｉ）そのためには、暗電流とならない電流を常に流
さなくてはいけない。

（ｉｉｉ）その電流は、フィラメントＬ、ｆｉと管壁間
のインピーダンス成分１ａ及び放電路１ｄと管壁間のイ
ンピーダンス成分１ｂである容量性インピーダンス成分
を流れないように、直流電流としなくてはならない。

本発明者らは、これらの条件を満たすことが深いレベル
まで放電灯を安定に調光するために必要であると考えて
、これを実現するために必要な具体回路を実際に製作し
、実験により上記の目的を充分に達成できることを確認
した。

［実施例１］ 第３図は本発明の第１実施例の概略構成を示しており、
第４図はその具体的な回路構成を示している。まず、第
３図の構成について説明する。

商用交流電源Ｖｓの交流電圧は直流変換回路２１により
直流電圧に変換され、高周波変換回路２２により高周波
電圧に変換されて、共振回路２３を介して放電灯１の両
端に印加されると共に、予熱回路２４を介して放電灯１
の両フィラメントにそれぞれ印加される。また、高周波
変換回路２２から得られる高周波電圧は、直流変換回路
４１により直流電圧に変換され、インピーダンス素子４
２とダイオード４３を介して放電灯１の両端に印加され
る。

次に、第６図に示す具体的な回路構成について説明する
。商用交流電源ＶｓはヒユーズＦ及びフィルタコイルＰ
ＣＩ、ＦＣ２を介してダイオードブリッジＤＢＩの交流
入力端に接続されている。フィルタコイルＦＣ１の入力
側には、非線形抵抗素子よりなるサージアブソーバＺＮ
Ｒと雑音防止用のコンデンサＣＩが並列接続されており
、フィルタコイルＦＣ２の入力側及び出力側には、雑音
防止用のコンデンサＣ２、Ｃ３がそれぞれ並列接続され
ている。ダイオードブリッジＤＢＩの正出力端にはイン
ダクタＣＨＩの一端が接続されており、インダクタＣＨ
１の他端はチョッパー用のＭＯＳトランジスタＱ１のド
レインに接続されている。

ＭＯＳ）ランジスタＱ１のソースは低抵抗Ｒ１を介して
ダイオードブリッジＤＢＩの負出力端に接続されている
０Ｍ０ＳトランジスタＱ１のドレインは、逆流防止用の
ダイオードＤ１のアノード・カソード間を介して、コン
デンサＣ４，Ｃ５の直列回路の一端に接続されており、
同回路の他端はダイオードブリッジＤＢＩの負出力端に
接続されている。コンデンサＣ４，０５の直列回路の両
端には、抵抗Ｒ２，Ｒ３と可変抵抗ＶＲＩの直列回路が
並列接続されており、抵抗Ｒ２，Ｒ３の接続点“ｂｌｌ
は、コンデンサＣ４，Ｃ５の直列回路に得られる直流電
圧ＶＤＣの検出端子とされている。

以上の回路により直流変換回路２１が構成されている。

以下、この直流変換回路２１の動作について説明する。

ＭＯＳ）ランジスタＱ１は後述の発振回路ＩＣＩの発振
出力により高速でスイッチングされる。まず、ＭＯＳ）
ランジスタＱ１がオンされると、ダイオードブリッジＤ
ＢＩの直流出力端をインダクタＣＨＩで短絡することに
なる。

これにより、インダクタＣＨＩに流れる電流は、ダイオ
ードブリッジＤＢＩの直流出力電圧の大きさに比例した
傾きで増加し、インダクタＣＨＩにエネルギーが蓄えら
れて行く０次に、ＭＯＳ）−ランジスタＱ１がオフされ
ると、インダクタＣＨＩのエネルギーは放出され、ダイ
オードＤ１を介してコンデンサＣ４，Ｃ５を充電する。

このとき、コンデンサＣ４、Ｃ５には、ダイオードブリ
ッジＤＢＩの直流出力電圧にインダクタＣＨＩの両端に
生じる電圧を加えた電圧が充電されるので、コンデンサ
Ｃ４，Ｃ５には商用交流電源■３のピーク値よりも高い
直流電圧ＶＤＣを得ることができる。

また、商用交流電源Ｖｓの瞬時電圧が低いときにも、コ
ンデンサＣ４，Ｃ５に充電電流が流れるので、コンデン
サＣ４，Ｃ５の電圧ＶＤＣは十分に平滑止される。

このように、Ｍｏ３）ランジスタＱ１を高速でオン・オ
フさせることで、インダクタＣＨＩを介して商用交流電
源Ｖｓから常に入力電流を流すことができ、インダクタ
ＣＨＩの電流波形は包絡線が正弦波状となる。これをフ
ィルタコイルＰＣＩ。

Ｆｅ２並びに雑音防止用のコンデンサ０１〜Ｃ３で電流
が連続的になるようにフィルタリングすれば、商用交流
電源Ｖｓからの入力電流は入力電圧■１Ｎと同相の正弦
波となり、入力力率はほぼ１となる。また、入力電流の
歪率は小さくなり、高調波成分が少なくなる。ここで、
フィルタコイルＦＣ１，ＦＣ２及び雑音防止用のコンデ
ンサ０１〜Ｃ３は、商用交流周波数に対しては低インピ
ーダンスを呈し、Ｍｏ８）ランジスタＱ１のスイッチン
グ周波数に対しては高インピーダンスを呈するように回
路定数を設定しである。

次に、高周波変換回路２２の構成について説明する。直
流変換回路２１の正出力端子はＭＯＳトランジスタＱ２
のドレインに接続され、ＭＯＳトランジスタＱ２のソー
スは低抵抗Ｒ６を介してＭｏＳトランジスタＱ３のドレ
インに接続され、ＭＯＳトランジスタＱ３のソースは低
抵抗Ｒ９を介して直流変換回路２１の負出力端子に接続
されている。ここで、ＭＯＳ）ランジスタＱｌ、Ｑ２．
Ｑ３のソース側に直列接続されている低抵抗Ｒ１゜Ｒ６
、Ｒ９は、過電流を防止するために設けられている８Ｍ
０Ｓ）ランジスタＱ３のドレインと直流変換回路２１の
負出力端子の間には、直流成分カット用のコンデンサＣ
６を介して、予熱回路２４や共振回路２３、放電灯１よ
りなる負荷回路が接続されている。

次に、Ｍｏ８）−ランジスタＱ２．Ｑ３の駆動回路につ
いて説明する。まず、高電位側のＭｏ３）ランジスタＱ
２は高電位側のドライブ端子“Ｃ”とグランド端子“ｄ
”の間に印加される第１のドライブ信号によりスイッチ
ングされる。Ｍｏ３）ランジスタＱ２のゲートは抵抗Ｒ
５を介して高電位側のグランド端子“ｄ”に接続されて
いる。ドライブ端子“ｃｎとＭＯＳ）ランジスタＱ２の
ゲートの間には、順バイアス用の抵抗Ｒ４が接続される
と共に、逆バイアス用の抵抗Ｒ３０及びダイオードＤ６
が接続されている。高電位側のドライブ端子“Ｃ”は後
述のインバータ制御回路部により高電位側のグランド端
子°“ｄ”を基準にして“Ｈｉｇｈ”レベルの状態とＬ
ｏｗ”レベルの状態が高周波的に交番するように制御さ
れる。ドライブ端子“ｃｎが高電位側のグランド端子“
ｄ”を基準にして“Ｈｉｇｈ”レベルのときには、この
″Ｈｉｇｈ″レベルの電圧を抵抗Ｒ４，Ｒ５により分圧
した電圧がＭｏＳトランジスタＱ２のゲートに印加され
る。これにより、Ｍｏ３）ランジスタＱ２のゲート・ソ
ース間電圧ＶＣＳは上昇し、Ｍｏ３）ランジスタＱ２は
オンされる０次に、ドライブ端子“Ｃ”が高電位側のグ
ランド端子“ｄｌｌを基準にして“Ｌｏｗ”レベルのと
きには、ＭＯＳ）ランジスタＱ２のゲート・ソース間容
量に蓄積された電荷がダイオードＤ６と抵抗Ｒ３０を介
して放電され、ＭＯＳトランジスタＱ２のゲート・ソー
ス間電圧ＶＣＳは低下し、Ｍｏ８）ランジスタＱ２はオ
フされる０次に、低電位側のＭｏ３）ランジスタＱ３は
低電位側のドライブ端子“ｅ”とグランドレベルの間に
印加される第２のドライブ信号によりスイッチングされ
る。低電位側のドライブ端子“ｅ”は後述のインバータ
制御回路部によりグランドレベルを基準にして“Ｈｉｇ
ｈ”レベルの状態と“Ｌｏｗ”レベルの状態が高周波的
に交番するように制御される０ＭｏＳトランジスタＱ３
の駆動回路の構成及び動作については、Ｍｏ８）ランジ
スタＱ２の駆動回路と同様であり、抵抗Ｒ７、Ｒ８、Ｒ
３１が抵抗Ｒ，４，Ｒ５，Ｒ３０にそれぞれ対応し、ダ
イオードＤ７がダイオードＤ６に対応している。

第１のドライブ信号と第２のドライブ信号は同時に“Ｈ
ｉｇｈ”レベルとなることはなく、第１のドライブ信号
が”Ｈｉｇｈ”レベルで第２のドライブ信号が“Ｌｏｗ
”レベルである第１の期間と、第１及び第２のドライブ
信号が同時に“Ｌｏ−”レベルとなる第２の期間と、第
１のドライブ信号が“Ｌｏ−”レベルで第２のドライブ
信号が“Ｈｉｇｈ”レベルである第３の期間と、第１及
び第２のドライブ信号が同時に“Ｌｏｗ”レベルとなる
第４の期間とが同順に繰り返されるものである。

第１の期間では、ＭＯＳ）ランジスタＱ２がオン、ＭＯ
Ｓ）−ランジスタＱ３がオフとなり、直流変換回路２１
の正出力端子から、ＭＯＳトランジスタＱ２、低抵抗Ｒ
６、直流成分カット用のコンデンサＣ６、負荷回路、直
流変換回路２１の負出力端子を通る経路に電流が流れる
。第２の期間では、ＭＯＳ）−ランジスタＱ２．Ｑ３が
同時にオフとなり、負荷回路の振動電流はＭＯＳトラン
ジスタＱ３のドレイン・ソース間に寄生する内蔵の逆並
列ダイオードを介して流れる。第３の期間では、ＭＯＳ
トランジスタＱ２がオフ、ＭＯＳ）ランジスタＱ３がオ
ンとなり、直流成分カット用のコンデンサＣ６が電源と
なって、コンデンサＣ６からＭＯＳトランジスタＱ３．
低抵抗Ｒ９、負荷回路を介してコンデンサＣ６に戻る経
路で電流が流れる。第４の期間では、ＭｏＳトランジス
タＱ２゜Ｑ３が同時にオフとなり、負荷回路の振動電流
はＭＯＳトランジスタＱ２のドレイン・ソース間に寄生
する内蔵の逆並列ダイオードを介して流れる。

このようにして、負荷回路には高周波的な交番電流が流
れる。なお、ＭＯＳトランジスタＱ２．Ｑ３のスイッチ
ング周波数は、負荷回路の固有振動周波数よりも少し高
く設定されることが一般的である。

次に、予熱回路２４は予熱トランスＴ１よりなり、その
１次巻線は高周波変換回路２２の高周波出力に接続され
ており、第１及び第２の２次巻線は放電灯１の第１及び
第２のフィラメントにそれぞれ接続されている。これに
より、高周波変換回路２２の高周波出力を降圧した高周
波電圧が放電灯１のフィラメントに印加されて、放電灯
１のフィラメントが高周波予熱される。予熱トランスＴ
１の第３の２次巻線に得られる高周波電圧は、直流変換
回路４１に供給されて、直流電力重畳手段４の電源とな
っている。

次に、共振回路２３はインダクタＣＨ２とコンデンサＣ
７の直列回路を高周波変換回路２２の高周波出力に接続
し、コンデンサＣ７の両端にコンデンサＣ８とフィルタ
コイルＦＣ３を介して、放電灯１を接続して成るもので
あり、高周波変換回路２２の高周波出力を共振させるこ
とにより、放電灯１を始動・点灯させている。なお、フ
ィルタコイルＦＣ３は雑音防止のために設けられている
。

次に、直流変換回路４１は、予熱トランスＴ１の第３の
２次巻線から得られる高周波電圧を整流するダイオード
Ｄ３と、整流出力を平滑する平滑コンデンサＣ９とから
構成されている。つまり、本実施例にあっては、高周波
変換回路２２により得られる高周波電圧を整流平滑して
直流電力重畳手段４の電源を得ている。

平滑コンデンサＣ９に得られた直流電圧は、インダクタ
ＣＨ３とダイオードＤ２を介して放電灯１に印加されて
いる。インダクタＣＨ３は第３図に示すインピーダンス
素子４２に相当しており、直流に対しては、その銅損分
がインピーダンスとなるが、共振回路２３からの高周波
に対しては、インダクタＣＨ３のインダクタンス値をＬ
とすると、その誘導リアクタンスｊωＬがインピーダン
スとなり、高周波に対する回り込みを防止している。ま
た、ダイオードＤ２は第３図に示すダイオード４３に相
当しており、放電灯１の両端電圧によって平滑コンデン
サＣ９が充電されることを防止している。一方、直流電
力重畳手段４からの直流電圧は、共振回路２３のコンデ
ンサＣ８により阻止されるので、予熱回路２４の予熱ト
ランスＴ１に流れるようなことは無く、放電灯１の主電
流路を介してのみ流れるものである。

以上のようにして、放電灯１の両端には高周波変換回路
２２からの高周波電圧が印加されると共に、直流電力重
畳手段４からの直流電圧が重畳されるものである。なお
、直流変換回路２１のコンデンサＣ４，Ｃ５に得られる
電圧ＶＤＣは、上述のように、はぼ完全に平滑された直
流電圧となるので、高周波変換回路２２により得られる
高周波電圧の包絡線もフラットとなり、放電灯１の光出
力にはほとんどちらつきが生じない。

次に、制御回路部について説明する。

制御回路部は、直流変換回路２１における昇圧チョッパ
ー用のＭＯＳ）ランジスタＱ１を制御するチョッパー制
御回路部と、高周波変換回路２２におけるＭｏＳトラン
ジスタＱ２．Ｑ３を制御するインバータ制御回路部と、
これらに動作電源電圧Ｖｃｃを供給する制御電源回路部
とからなる。

まず、制御電源回路部の構成について説明する。

直流変換回路２１におけるコンデンサＣ２の両端には、
降圧トランスＴ２の１次巻線が接続されている。降圧ト
ランスＴ２の２次巻線にはダイオードブリッジＤＢ２の
交流入力端が接続されており、ダイオードブリッジＤＢ
２の直流出力端にはコンデンサＣ１０とツェナダイオー
ドｚＤ１が並列接続されている。ツェナダイオードＺＤ
１のアノード側はグランドレベルに接続され、カソード
側には制御電源電圧Ｖｃｃが得られる。この制御電源電
圧Ｖｃｃはチョッパー制御回路部とインバータ制御回路
部の動作電源となっている。

次に、チョッパー制御回路部について説明する。

発振回路ＩＣＩはスイッチングレギュレータ用の制御用
ＩＣ（日本電気株式会社製造μＰＣ４９４Ｃ）よりなる
、この制御用ＩＣは、周知のように、電源端子（１２番
ビン）とアース端子（７番ピン）の間に制御電源電圧Ｖ
ｃｃを印加されて使用され、コンデンサ端子（５番ピン
）とアース端子間に接続されるコンデンサＣ１４と、抵
抗端子（６番ビン）とアース端子間に接続される抵抗Ｒ
１４どの時定数に応じた周波数で発振する発振器を内蔵
している。

その第１の発振出力は、第１のオーブンコレクタ端子（
８番ビン）と第１のオープンエミッタ端子（９番ピン）
の間が短絡される状態と開放される状態が交番すること
により得られ、第２の発振出力は、第２のオープンコレ
クタ端子（１１番ピン）と第２のオープンエミッタ端子
（１０番ビン）の間が短絡される状態と開放される状態
が交番することにより得られる。ここで、出力制御端子
（１３番ビン）をアースレベルに落としたときには、１
石用のシングル・エンド動作を行い、第１の発振出力は
第２の発振出力と一致するものであるが、出力制御端子
を基準電圧出力端子（１４番ビン）に得られる基準電圧
Ｖｒｅｆのレベルに設定したときには、２石用のプッシ
ュプル動作を行い、第１の発振出力と第２の発振出力は
所定のデッドオフタイムを経て、反対の状態を取る。こ
のデッドオフタイムは、基準電圧Ｖｒｅｆのレベルを抵
抗Ｒ１０とＲ３３及び可変抵抗ＶＲ２により分圧して、
デッドオフタイム制御端子（４番ビン）に入力すること
により、設定できる。なお、非反転入力端子（１番ビン
、１６番ビン）と反転入力端子（２番ビン、１５番ビン
）は、パルス幅制御用のコンパレータの入力端子である
０本実施例では、第１の非反転入力端子（１番ピン）に
は直流変換回路２１の出力電圧ＶＤＣを抵抗Ｒ２とＲ３
及び可変抵抗ＶＲＩにて分圧した電圧を印加している。

この端子は高周波バイパス用のコンデンサＣ１２を介し
てアースレベルに接続されている。また、第１の反転入
力端子（２番ビン）には、基準電圧Ｖ　ｒｅｆを抵抗Ｒ
１２とＲ１１にて分圧した基準電圧が印加されている。

一方、第２の非反転入力端子（１６番ビン）をアースレ
ベルにプルダウンし、第２の反転入力端子（１５番ビン
）を制御電源Ｖｃｃのレベルにプルアップしており、本
実施例ではこれらの端子は使用されてぃない、フィード
バック端子（３番ビン）はパルス幅制御用の帰還入力端
子であり、抵抗Ｒ１３及びコンデンサＣ１３を介して第
１の反転入力端子（２番ビン）に接続されている。

本実施例では、出力制御端子（′１３番ピン）をアース
レベルに落としているので、上述のように、第１の発振
出力と第２の発振出力は一致しており、その発振周波数
は抵抗Ｒ１４とコンデンサＣ１４の時定数により決まり
、そのパルス幅は基本的には可変抵抗ＶＲ２の設定によ
って決まり、また、直流変換回路２１の出力電圧ＶＯＣ
が変化したときには、その電圧変化を相殺するようにパ
ルス幅が制御されるものである。そして、本実施例では
、この発振回路ＩＣＩの発振出力を、トランジスタＱ４
〜Ｑ６を含む駆動回路を介してＭＯＳ）ランジスタＱ１
のドライブ端子“ａ”に供給している。

以下、トランジスタＱ４〜Ｑ６を含む駆動回路の構成に
ついて説明する。第１及び第２のオープンエミッタ端子
（９番ピン、１０番ビン）をアースレベルに接続し、第
１及び第２のオープンコレク夕端子（８番ビン、１１番
ビン）をトランジスタＱ４のベースに接続している。第
１及び第２のオープンコレクタ端子が第１及び第２のオ
ープンエミッタ端子と非導通状態のときには、トランジ
スタＱ４のベースには、制御電源電圧Ｖｃｃを抵抗Ｒ１
５゜Ｒ１６により分圧したバイアス電圧が印加され、ト
ランジスタＱ４がオンされる。また、第１及び第２のオ
ープンコレクタ端子が第１及び第２のオープンエミッタ
端子と導通しているときには、トランジスタＱ４のベー
スはアースレベルにプルダウンされ、トランジスタＱ４
はオフされる。トランジスタＱ４のエミッタはアースレ
ベルに接続されており、コレクタは抵抗Ｒ１７を介して
制御電源電圧Ｖｃｃのレベルに接続されると共に、トラ
ンジスタＱ５．Ｑ６のベースに接続されている。したが
って、トランジスタＱ４がオンされると、トランジスタ
Ｑ５．Ｑ６のベース電位は低くなり、トランジスタＱ４
がオフされると、トランジスタＱ５．Ｑ６のベース電位
は高くなる。トランジスタＱ５のコレクタは制御電源電
圧Ｖｃｅのレベルに接続され、トランジスタＱ６のコレ
クタはアースレベルに接続される。トランジスタＱ５．
Ｑ６のエミッタは順バイアス用の抵抗Ｒ１８と逆バイア
ス用のダイオードＤ４を介して、Ｍｏ３）ランジスタＱ
１のドライブ端子°“ａ″に接続されており、同端子は
抵抗Ｒ３２を介してアースレベルに接続されている。ト
ランジスタＱ５はＮＰＮ型、トランジスタＱ６はＰＮＰ
型であるので、そのベース電位が高くなると、トランジ
スタＱ５はオンとなり、トランジスタＱ６はオフとなる
。このとき、制御電源電圧ＶｃｃよりトランジスタＱ５
、抵抗Ｒ１８、Ｒ３２を介して電流が流れ、抵抗Ｒ３２
の両端に電圧が発生する。この電圧がＭＯＳトランジス
タＱ１のドライブ端子“ａ”に印加され、ＭＯＳトラン
ジスタＱ１のゲート・ソース間電位が上昇して、ＭＯＳ
トランジスタＱ１がオンされる。

次に、トランジスタＱ４がオンとなり、トランジスタＱ
５．Ｑ６のベース電位が低くなると、トランジスタＱ５
はオフとなる。このとき、ＭＯＳ）ランジスタＱ１のゲ
ート・ソース間蓄積電荷がダイオードＤ４、トランジス
タＱ６のエミッタ・ベース間、トランジスタＱ４のコレ
クタ・エミッタ間を介して放電され、トランジスタＱ６
にベース電流が流れることにより、トランジスタＱ６の
エミッタ・コレクタ問が導通し、Ｍｏ３）ランジスタＱ
１のゲート・ソース間蓄積電荷は急速に放電される。こ
れによって、ＭｏＳトランジスタＱ１の駆動回路が構成
されている。

次に、インバータ制御回路部について説明する。

発振回路ＩＣ３はスイッチングレギュレータ用の制御用
ＩＣ（日本電気株式会社製造μＰＣ４９４Ｃ）よりなる
、各端子の名称及び機能については、発振回路ＩＣＩに
ついて説明した通りであるので、重複する説明は省略す
る０発振回路ＩＣ３では、パルス幅制御用の非反転入力
端子（１番ビン、１６番ビン）と反転入力端子（２番ビ
ン、１５番ピン）は使用しないので、前者をアースレベ
ルにプルダウンし、後者は基準電圧出力端子（１４番ビ
ン）に得られる基準電圧Ｖｒｅｆのレベルにプルアップ
している。また、出力制御端子（１３番ビン）に基準電
圧Ｖｒｅｆを印加して、発振回路ＩＣ３をプッシュプル
動作させると共に、基準電圧Ｖｒｅｆを抵抗Ｒ２５と可
変抵抗ＶＲ３により分圧した電圧をデッドオフタイム制
御端子（４番ビン）に印加して、デッドオフタイムを設
定している。コンデンサ端子（５番ビン）はコンデンサ
Ｃ１９を介してアースレベルに接続し、抵抗端子（６番
ピン）は抵抗Ｒ２４及び可変抵抗ＶＲ４を介してアース
レベルに接続している０発振回路ＩＣ３の発振周波数は
コンデンサＣ１９と抵抗Ｒ２４及び可変抵抗ＶＲ４の時
定数により決まる。可変抵抗ＶＲ４にはコンデンサＣ１
８を並列接続しであるので、可変抵抗ＶＲ４の抵抗値を
急激に変化させても発振回路ＩＣ３の発振周波数は緩や
かに変化する。電源端子（１２番ビン）とアース端子（
７番ピン）の間には、制御電源電圧Ｖｅｅを印加してい
る。第１及び第２のオープンエミッタ端子（９番ピン、
１０番ビン）はアースレベルに接続し、第１及び第２の
オープンコレクタ端子（８番ビン、１１番ビン）はそれ
ぞれ抵抗Ｒ２６，Ｒ２７を介して制御電源電圧Ｖｃｃの
しベルにプルアップされると共に、第１及び第２の反転
バッファＧｌ、Ｇ２の入力に接続されている。

第１のオープンコレクタ端子（８番ビン）が第１のオー
プンエミッタ端子（９番ビン）と導通状態になると、第
１のオープンコレクタ端子（８番ビン）はＬｏｗ”レベ
ルとなり、第１の反転バッファＧ１の出力は“Ｈｉｇｈ
”レベルとなる。また、第１のオープンコレクタ端子（
８番ビン）が第１のオープンエミッタ端子（９番ビン）
と非導通状態になると、第１のオープンコレクタ端子（
８番ビン）は抵抗Ｒ２６を介して制御電源電圧Ｖｃｅの
レベルにプルアップされているので、“Ｈｉｇｈ”レベ
ルとなり、第１の反転バッファＧ１の出力は“Ｌｏｗ”
レベルとなる。

同様に、第２のオープンコレクタ端子（１１番ビン）が
第２のオープンエミッタ端子（１０番ピン）と導通状態
になると、第２の反転バッファＧ２の出力は“Ｈｉｇｈ
”レベルとなり、非導通状態になると、第２の反転バッ
ファＧ２の出力は“Ｌｏｗ”レベルとなる。

次に、ドライバー回路ＩＣ４は高速・高耐圧ブリッジド
ライバーＩＣ（ＩＲ社製ｌＲ２１１０）よりなる、この
回路例では、入力端子（１２番ビン。

１０番ビン）にそれぞれ反転バッファＧｌ、Ｇ２の出力
が接続され、同じ波形で絶縁耐圧が５００ｖのドライブ
信号が出力端子（１番ピン、７番ピン）から出力される
。第１の出力端子（１番ビン）に得られる出力は、反転
バッファＧ３と反転バッファ群ＢＦ１を介して、低電位
側のＭＯＳトランジスタＱ３のドライブ端子“ｅ”に供
給される。高電位側のＭｏ３）ランジスタＱ２のグラン
ド端子”ｄ”はドライバー回路ＩＣ４の高電位側グラン
ド端子（５番ビン）に接続されている。ドライバー回路
ＩＣ４の第２の出力端子（７番ピン）に得られる出力は
、反転シュミットゲートＧ５と反転バッファ群ＢＦ２を
介して、高電位側のＭｏ３）ランジスタＱ２のドライブ
端子“Ｃ″に供給される。なお、ダイオードＤ５と抵抗
Ｒ２８及びコンデンサＣ２０よりなる回路は、いわゆる
ブートストラップ回路であり、７番ピンから得られる高
電位側のドライブ信号の電源電圧を供給している。この
コンデンサＣ２０に得られる電源電圧は、ツェナダイオ
ードＺＤ２により一定電圧に規制される。また、コンデ
ンサＣ２０の電圧が所定値未満のときには、シュミット
バッファＧ４の出力が“Ｌｏ−”レベルとなり、反転シ
ュミットゲートＧ５の信号通過を阻止する。そして、コ
ンデンサＣ２０の電圧が上昇し、抵抗Ｒ２９とツェナダ
イオードＺＤ３よりなる定電圧回路によりシュミットバ
ッファＧ４にスレショルドレベル以上の電圧が入力され
ると、シュミットバッファＧ４の出力が“Ｈｉｇｈ”レ
ベルとなり、反転シュミットゲートＧ４の信号通過が可
能となる。

以上の制御回路部を備える本実施例の放電灯点灯装置で
は、可変抵抗ＶＲ４の値を変えることにより、高周波変
換回路２２の動作周波数を変化させることができ、いわ
ゆる周波数調光が可能となる。このとき、高周波変換回
路２２の動作周波数は負荷回路の固有振動周波数よりも
高い範囲で変化させれば、負荷回路には遅れ位相の電流
が流れ、ＭｏＳトランジスタＱ　２　、Ｑ　３のスイッ
チングを安定に行うことができる。具体的には、可変抵
抗ＶＲ４の値を小さくして行くことにより、高周波変換
回路２２の動作周波数を負荷回路の固有振動周波数より
遠ざけることにより、共振回路２３の共振作用を弱くし
て、放電灯１を調光することができる。この場合、可変
抵抗ＶＲ４の値は連続的に変化させることができるので
、連続調光が可能となる。

上記回路の各部の動作波形を第５図及び第６図に示す、
第５図は上記回路の高周波的な動作を示しており、第６
図は上記回路の低周波的な動作を示している。第５図に
おいて、左側の波形は全点灯時、右側の波形は調光点灯
時における可変抵抗ＶＲ４の抵抗値、ＭＯＳトランジス
タＱ２のゲート・ソース間電圧ＶＣＳ、ドレイン電流Ｉ
Ｄ、Ｍ○ＳトランジスタＱ３のゲート・ソース間電圧Ｖ
ｃｓ、ドレイン電ａ　Ｉ　ｏ、インダクタＣＨ２に流れ
る共振電流Ｉ　Ｃ）＋２、ランプ電流１１ａ及びランプ
電圧ＶＬＩＬを示している。同図から明らがなように、
可変抵抗ＶＲ４の値を小さくすると、発振回路ＩＣ３の
発振周波数が高くなり、インダクタＣＨ２に流れる共振
電流Ｉ　ＣＨＩが少なくなり、ランプ電流ＩＬａが絞ら
れる。また、ランプ電圧ｖＬａに占める直流バイアス成
分の割合が増大する０次に、第６図は商用交流電源Ｖｓ
の入力電圧ｖｌＮ、直流変換回路２１の出力電圧ＶＤＣ
１可変抵抗ＶＲ４の抵抗値、ランプ電流ＩＬａ及びラン
プ電圧ｖＬａを示している。

ただし、入力電圧ｖＩＮの時間軸は他の波形の時間軸と
は異なり、可変抵抗ＶＲ４の抵抗値は、入力電圧Ｖ１Ｎ
の１サイクルに比べて十分に緩やかに変化するものであ
る。同図から明らかなように、可変抵抗ＶＲ４の抵抗値
が小さくなると、ランプ電流ＩＬａが絞られると共に、
ランプ電圧ＶＬａに占める直流バイアス成分の割合が増
大する。なお、電圧波形、電流波形共に、第４図中に図
示した方向を正としている。

本発明者らは、第４図に示した具体回路を用いて実際に
ＦＬＲ−４０の蛍光灯を調光制御したが、Ｍ管、Ｍ−Ｘ
管は勿論ＰＳ管（Ｍ　−Ｘ管の一種で放電管内にクリプ
トンを封入して省電力化を図りた放電灯）までも、相対
照度比で０．５％未満の低光束レベルまで安定に調光制
御可能であることを確認できた。

また、上記の回路では、本発明の主たる目的を達成でき
る以外に、放電灯１に印加する直流電圧の値を任意に設
定することが可能なため、その電圧値を低目（例えば４
０■）に設定することにより、放電灯Ｌｍの未装着時に
おけるランプソケット間の直流電圧の値を低く抑えるこ
とが可能となり、安全面において有利になるという副次
的な効果も得られる。さらに、放電灯１の始動時には、
共振回路２３による高周波高電圧（第１０図（ａ）参照
）に、直流電力重畳手段４からの直流電圧が重畳される
こととなり、放電灯１への印加電圧のピークが高くなる
（第１０図（ｂ）参照）ため、始動性の向上が図れると
いった効果も得られる。

なお、本実施例では、調光手段として周波数調光を用い
ているが、デユーティ制御など他の調光方式を用いても
良い、また、高周波変換回路２２にハーフブリッジイン
バータ方式を用いているが、１石インバータ方式やフリ
ブリッジインバータ方式などを用いても良い、さらに、
インピーダンス素子４２としてインダクタＣＨ３を用い
ているが、抵抗など他のインピーダンス素子を用いても
良い。

さらにまた、予熱回路２４として予熱トランスＴ１を用
いているが、共振用コンデンサによるコンデンサ予熱な
ど、他の予熱回路を用いても良いことは言うまでも無い
、要するに、本発明は原理的に第１図に示す構成を用い
て、低光束レベルまで放電灯１を調光制御するものであ
れば、特に回路方式は問わないものである。

我々は、実施例１の具体回路において、当初の目的を充
分に達成できることを確認した。しかしながら、実施例
１の回路では放電灯１の立ち消えの心配が無い調光レベ
ル（相対照度比２０％以上）においても放電灯１に直流
電流を流すこととなり、カタホリシスの発生や、ランプ
寿命の悪化、といった問題が生じる。そこで、何らかの
手段により放電灯１の相対照度比を検出し、立ち消えの
心配の無い調光レベルでは、直流電流をカットする回路
を付は加えれば、より好ましい、そのような回路例を第
７図に示す。

［実施例２］ 第７図は本発明の第２実施例の概略構成を示しており、
相対照度比を検出する手段として、ランプ電流を検出し
ている。ランプ電流路に電流トランスを直列的に挿入し
、ランプ電流検出回路４６によりランプ電流を検出し、
ランプ電流が大きい場合には、スイッチング制御回路４
５によりスイッチング回路４４を開路し、直流電力の重
畳を停止させる。また、ランプ電流が小さい場合には、
スイッチング制御回路４５によりスイッチング回路４４
を閉路し、直流電力を重畳させる。

本実施例のように、インピーダンス素子４２と放電灯１
の間にスイッチング回路４４を直列的に挿入することに
より、無負荷時（放電灯未装着時）において、ランプソ
ケットへの直流電圧の印加を遮断することが容易になり
、安全性を高めることができる。

なお、相対照度比を検出する手段としては、うンプ電流
を検出する手段の他、第４図のインダクタＣＨ２に流れ
る共振電流Ｉ　ｅＨ２を検出しても良く、要は相対照度
比と相関のある電圧又は電流を検出すれば良いことは言
うまでもない。

［実施例３〕 第８図は本発明の第３実施例の回路図である。

実施例１の回路構成においては、直流変換回路２１．４
１が２つ設けられているが、本実施例では、これらを共
用しており、直流変換回路２１から得られる直流電圧を
インピーダンス素子４２とダイオード４３を含む直流電
力重畳手段４を介して放電灯１に重畳している。なお、
このような回路構成において、直流電圧がランプ電圧よ
りも高いか、あるいはインピーダンス素子４２のインピ
ーダンスが大きい場合（例えば１００にΩの抵抗を使用
する場合）において、高周波電流の直流回路への回り込
みが少ないと考えられるときには、放電灯１とインピー
ダンス素子４２に対して直列的に挿入されるダイオード
４３を省略しても良い。

［実施例４］ 第９図は本発明の第４実施例の回路図である。

本実施例にあっては、第７図に示す第２実施例において
、インピーダンス素子４２とダイオード４３及びスイッ
チング回路４４を、第１及び第２のインピーダンス素子
４２ｍ、４２ｂとダイオード４３ａ、４３ｂ及びスイッ
チング回路４４ａ、４４ｂに分けたことを特徴とするも
のである。また、直流電流をスイッチングする回路を３
個以上並列的に接続しても構わない、直流電流をスイッ
チングする回路を複数個並列的に接続した場合には、各
々のスイッチング回路４４ｍ、４４ｂ、・・・が開路又
は閉路される調光レベルを別々に設定することにより、
調光レベルに応じた適正な直流電流をランプ電流に重畳
することが可能となり、より適正な調光を行うことが可
能となる。もちろん、並列的に接続された各スイッチン
グ回路４４ａ、４４ｂ、・・・に接続されるインピーダ
ンス素子４２ａ、４２ｂ、・・・の種類や値などはそれ
ぞれ異なるものを用いても良いことは言うまでもない。

さらに、第９図の回路例では、ランプ電流検出回路４６
によりランプ電流を検出し、スイッチング制御回路４５
の制御下にてスイッチング回路４４ａ、４４ｂを制御し
て、調光レベルに応じた適正な直流電流をランプ電流に
重畳しているが、例えば、調光制御部３からスイッチン
グ回路４４ａ、４４ｂに制御信号を与えても良く、また
、本点灯装置へ入力される調光レベル設定信号によって
スイッチング回路４４ｍ、４４ｂを制御しても良い。

なお、各スイッチング回路４４ｍ、４４ｂの開路及び閉
路動作には、調光レベルに対してヒステリシス特性を持
たせることが望ましい、なぜなら、スイッチング回路４
４ａ、４４Ｍ’）Ｐ路及び閉路によって放電灯１の光出
力に差が生じると考えられるので、ヒステリシス特性を
持たせないと、スイッチング回路４４ａ、４４ｂがスイ
ッチングされる動作点近傍の調光レベルでは、スイッチ
ングの縁り返しにより、放電灯１のちらつきが発生する
恐れがあるので、これを防止するためである。

Ｌ１λＬ なお、本発明に類似する構成を有する放電灯点灯装置と
して、第１１図に示すような装置（特開昭５５−１２２
３９７号公報参照）がある、この装置は、常時、直流電
源５にて蛍光灯１のフィラメントｆ７．ｒｔに予熱電流
を流すことにより、発振トランスＯＴの小形化を可能と
し、蛍光灯よりなる放電灯１の黒化を防止し、放電灯１
の瞬時始動を可能とし、インバータの高周波出力を制御
するだけで放電灯１を調光可能することにより調光を容
易とし、フィラメント１のフィラメントｆ、、ｆｔに形
成されるスポット（輝点）を分散させて、放電灯１の高
出力化を実現すること等を目的としており、本発明のよ
うに、アーク放電領域からグロー放電領域まで放電灯を
調光制御することについては何ら開示していない。

Ｌ１匠ｉ また、本発明に類似する構成を有する他の放電灯点灯装
置として、第１２図（ａ）　、　（ｂ）に示すような装
置（特開昭５７−１１８３９６号公報参照）がある、こ
の装置は、放電灯１を商用交流点灯すると共に、直流バ
イアスを与えて、ランプ電流の−方の極性の半波の電流
値ＩＡと他方の極性の半波の電流値■６との比Ｉ　Ａ／
　Ｉ　８を１．００１〜１．２とすることにより、スト
ライエーションを防止することを目的としており、やは
り、前述したような深い調光レベルまで放電灯１を調光
制御することについては何ら開示していない。

［発明の効果］ 本発明にあっては、上述のように、高周波電源から高周
波電力を供給される低圧水銀放電灯をアーク族を領域か
らグロー放電領域才で調光制御する放電灯調光点灯装置
において、低光束調光時の放電を維持できるレベルの直
流電力を前記高周波電力に重畳して放電灯に印加するよ
うにしたものであるから、放電灯の立ち消えや、管中央
が暗くなるような現象を生じることなく、放電灯を深い
調光レベルまで安定に調光制御することができるという
効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の基本構成を示すブロック回路図、第２
図は同上に用いる放電灯の等価回路図、第３図は本発明
の第１実施例の概略構成を示すブロック回路図、第４図
は同上の具体回路構成を示す回路図、第５図及び第６図
は同上の動作波形図、第７図は本発明の第２実施例の概
略構成を示すブロック回路図、第８図は本発明の第３実
施例の概略構成を示すブロック回路図、第９図は本発明
の第４実施例の概略構成を示すブロック回路図、第１０
図（ａ）、（ｂ）は本発明の第１実施例の動作説明のた
めの波形図、第１１図は本発明に対する第１の比較例の
回路図、第１２図（ａ）　、　（ｂ）は本発明に対する
第２の比較例の回路図である。 １は放電灯、２は高周波電源、３は調光制御部、４は直
流電力重畳手段、５は直流電源である。

Claims (8)

【特許請求の範囲】
1. （１）低圧水銀放電灯と、前記放電灯に高周波電力を供
   給する高周波電源と、前記放電灯をアーク放電領域から
   グロー放電領域まで調光する調光制御部とを備える放電
   灯調光点灯装置において、低光束調光時の放電を維持で
   きるレベルの直流電力を前記高周波電力に重畳して前記
   放電灯に印加する直流電力重畳手段を備えることを特徴
   とする放電灯調光点灯装置。
2. （２）低光束調光時の最低光束が前記放電灯の定格点灯
   時の光束の２０％未満であることを特徴とする請求項１
   記載の放電灯調光点灯装置。
3. （３）所定の光束レベル以上では前記直流電力を遮断す
   る手段を備えることを特徴とする請求項１又は２に記載
   の放電灯調光点灯装置。
4. （４）前記直流電力を調光レベルに応じて適正な値とす
   る制御部を備えることを特徴とする請求項１乃至３のい
   ずれか１項に記載の放電灯調光点灯装置。
5. （５）直流電力重畳手段を複数有し、且つ直流電力を遮
   断する手段を複数備え、これらを並列的に配したことを
   特徴とする請求項３に記載の放電灯調光点灯装置。
6. （６）前記高周波電源の高周波電力を直流電力に変換す
   る回路を備え、該直流電力を前記直流電力重畳手段の電
   源としたことを特徴とする請求項１乃至５のいずれか１
   項に記載の放電灯調光点灯装置。
7. （７）前記放電灯への高周波電力の供給はコンデンサを
   介してなされることを特徴とする請求項１乃至６のいず
   れか１項に記載の放電灯調光点灯装置。
8. （８）前記コンデンサは放電灯点灯用の共振回路の構成
   要素であることを特徴とする請求項７記載の放電灯調光
   点灯装置。