JPH02252326A - コードレス電話の着信呼出し装置 - Google Patents
コードレス電話の着信呼出し装置Info
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- JPH02252326A JPH02252326A JP1071830A JP7183089A JPH02252326A JP H02252326 A JPH02252326 A JP H02252326A JP 1071830 A JP1071830 A JP 1071830A JP 7183089 A JP7183089 A JP 7183089A JP H02252326 A JPH02252326 A JP H02252326A
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Landscapes
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
(発明の利用分野〕
この発明は、コードレス電話装置における携帯用子機の
着信呼出し信号の検出感度を改善する技術に関する。
着信呼出し信号の検出感度を改善する技術に関する。
従来のコードレ・スミ話の着信呼出し装置としては1例
えば特開昭61−166233号公報に記載されている
ものがある。
えば特開昭61−166233号公報に記載されている
ものがある。
第9図は、上記のごとき従来の着信呼出し装置の一例の
ブロック図であり、(a)は定置用親機(以下、11機
と記す)30.(b)は携帯用子機(以下、子機と記す
)40の構成を示す。
ブロック図であり、(a)は定置用親機(以下、11機
と記す)30.(b)は携帯用子機(以下、子機と記す
)40の構成を示す。
第9図の装置において、親機に接続された電話回線31
に着信があった場合には、それがハイブリッド回路32
を介して制御部33で受信される。
に着信があった場合には、それがハイブリッド回路32
を介して制御部33で受信される。
制御部33は電話回線31に着信があったことを検出す
ると、データトーン発生用の発振器を邸動し。
ると、データトーン発生用の発振器を邸動し。
その出力をFM変調柵34でFM変調し、その出力で発
振1135の出力を変調することにより、アンテナ37
から子機40側に電波として送信する。
振1135の出力を変調することにより、アンテナ37
から子機40側に電波として送信する。
子機40側では、上記の電波をアンテナ44を介して受
信し、受信部41で復調して制御部42に与えることに
より1着信呼出しが行なわれる。そして着信呼出しに応
じて使用者がボタン操作等を行なうと1図示しないスイ
ッチが入って送信部43から応各信号が送出される。
信し、受信部41で復調して制御部42に与えることに
より1着信呼出しが行なわれる。そして着信呼出しに応
じて使用者がボタン操作等を行なうと1図示しないスイ
ッチが入って送信部43から応各信号が送出される。
上記の応答信号を親機30の受信部36が受信すると通
話状態に切り替わり、FM送受信で通話が行なわれる。
話状態に切り替わり、FM送受信で通話が行なわれる。
上記のごとき従来のコードレス1!話において、親機と
子機間の送受信に用いる電波の周波数帯は、一般にMF
帯(2MHz前後)またはVHF帯(50MHz帯)が
用いられている。
子機間の送受信に用いる電波の周波数帯は、一般にMF
帯(2MHz前後)またはVHF帯(50MHz帯)が
用いられている。
上記のMF帯の場合には、小型のフェライトバー・アン
テナを用いることが出来るので、子機内にアンテナを内
蔵することが可能であるが、外来雑音が多く、また混信
しやすいという欠点がある8一方、VHF帯の場合は、
雑音や混信の点では有利であるが、この周波数帯ではフ
ェライトバーの効率が悪く、十分な感度が得られないの
で、伸縮可能なホイップアンテナ等を用いるのが一般的
である。しかし、ホイップアンテナを伸ばしたままで着
信待機を行なうのでは子機の持ち運びが不便であり、逆
に、ホイップアンテナを収縮しておくと感度が低くなる
ため1着信呼出しを行なうことの出来る範囲、すなわち
着信時の呼出しエリアが狭くなる、という問題があった
。
テナを用いることが出来るので、子機内にアンテナを内
蔵することが可能であるが、外来雑音が多く、また混信
しやすいという欠点がある8一方、VHF帯の場合は、
雑音や混信の点では有利であるが、この周波数帯ではフ
ェライトバーの効率が悪く、十分な感度が得られないの
で、伸縮可能なホイップアンテナ等を用いるのが一般的
である。しかし、ホイップアンテナを伸ばしたままで着
信待機を行なうのでは子機の持ち運びが不便であり、逆
に、ホイップアンテナを収縮しておくと感度が低くなる
ため1着信呼出しを行なうことの出来る範囲、すなわち
着信時の呼出しエリアが狭くなる、という問題があった
。
本発明は、上記のごとき従来技術の問題を解決するため
になされたものであり、アンテナ感度の低い状態におい
ても必要な受信感度を維持することが出来、広い呼出し
エリアを可能にするコードレス電話の着信呼出し装置を
提供することを目的とする。
になされたものであり、アンテナ感度の低い状態におい
ても必要な受信感度を維持することが出来、広い呼出し
エリアを可能にするコードレス電話の着信呼出し装置を
提供することを目的とする。
上記の目的を達成するため1本発明においては、通話時
以外の着信待機中は定置用親機と携帯用子機間の電波形
式を微弱電界域においてS/N比のよい形式(例えば、
FSK方式、ASK方式、PSK方式、MSK方式等)
に切り換える手段と。
以外の着信待機中は定置用親機と携帯用子機間の電波形
式を微弱電界域においてS/N比のよい形式(例えば、
FSK方式、ASK方式、PSK方式、MSK方式等)
に切り換える手段と。
通話時以外の着信待機中は携帯用子機の受信帯域幅を狭
める手段と、の少なくとも一方の手段を備えるように構
成している。
める手段と、の少なくとも一方の手段を備えるように構
成している。
以下、微弱電界域においてS/N比のよい形式に切り換
えること、または子機の受信帯域幅を狭めることにより
、受信感度を向上させることが出来る理由について説明
する。
えること、または子機の受信帯域幅を狭めることにより
、受信感度を向上させることが出来る理由について説明
する。
まず、使用する電波形式によって同一の電界強度で得ら
れるS/N比、すなわち受信感度が異なる点について説
明する。
れるS/N比、すなわち受信感度が異なる点について説
明する。
第3図は、FM変調波とSSB波(抑圧搬送単側波振幅
変調)の受信機入力信号強度と受信出力のS/N比との
関係の一例を示す図である。
変調)の受信機入力信号強度と受信出力のS/N比との
関係の一例を示す図である。
同図から判るように、FM波は入力信号強度が成るスレ
ッショルドレベル以上では良好なS/N比が得られるが
、スレッショルドレベルを下まわると急激にS/N比は
劣化する。
ッショルドレベル以上では良好なS/N比が得られるが
、スレッショルドレベルを下まわると急激にS/N比は
劣化する。
これに対してSSB波においては、S/N比が入力信号
強度に対して直線的に変化し、低い入力信号強度におい
ても比較的良好なS/N比が得られる。
強度に対して直線的に変化し、低い入力信号強度におい
ても比較的良好なS/N比が得られる。
すなわち、コードレス電話の子機のホイップアンテナを
収縮状態にしたときのような極めてアンテナの受信効率
の低い受信状態では、FMよりも。
収縮状態にしたときのような極めてアンテナの受信効率
の低い受信状態では、FMよりも。
SSBのようなヘテロダイン検波を行なうAM方式の方
が、より確実に受信することが出来る。
が、より確実に受信することが出来る。
次に、受信帯域幅と受信感度との関係について説明する
。
。
受信機の雑音指数NFは、下記(1)式で表される。
ただし
G= 5our/ Sun (受信機を増幅器とみなし
たときのゲイン) Sin :信号入力 5out:受信機信号出力 N1n :雑音入力 N0UT:受信機雑音出力 k :ボルツマン定数 B :帯域幅 To:絶対温度 受信機の感度の限界値を比較するために(S / N)
OUT= 1を上記(1)式に代入すると、S鬼n となる。
たときのゲイン) Sin :信号入力 5out:受信機信号出力 N1n :雑音入力 N0UT:受信機雑音出力 k :ボルツマン定数 B :帯域幅 To:絶対温度 受信機の感度の限界値を比較するために(S / N)
OUT= 1を上記(1)式に代入すると、S鬼n となる。
これを変形すると、
S ll1=Q og k To + 10 fl o
gB + N F (dB E・(3)となる。
gB + N F (dB E・(3)となる。
上記(3)式により5種々の帯域幅Bについて(S /
N)out= 1となるときの最小入力信号St(d
Bm)と雑音指数NF(dB)との関係を示したものが
第4図である。
N)out= 1となるときの最小入力信号St(d
Bm)と雑音指数NF(dB)との関係を示したものが
第4図である。
同図から判るように、例えば、帯域幅が20kHzの場
合に比較して、帯域幅が2100Hzの場合では約20
d B感度が良いことになる。
合に比較して、帯域幅が2100Hzの場合では約20
d B感度が良いことになる。
したがって、例えば子機のアンテナを収縮状態にして子
機をポケットなど身体に接触するような場所に携帯して
受信待機を行なうような場合において、アンテナ利得が
一20d B程度悪化しても帯域幅を2100Hzに狭
めることにより、20kHz幅でアンテナを伸長状態に
したときと同等の感度が得られることになる。
機をポケットなど身体に接触するような場所に携帯して
受信待機を行なうような場合において、アンテナ利得が
一20d B程度悪化しても帯域幅を2100Hzに狭
めることにより、20kHz幅でアンテナを伸長状態に
したときと同等の感度が得られることになる。
なお、着信呼出しに後においては、ホイップアンテナを
伸ばして高感度で受信することが出来るので1通常のF
M送受信に切換えることにより。
伸ばして高感度で受信することが出来るので1通常のF
M送受信に切換えることにより。
広い帯域幅で良好な送受信を行なうことが出来る。
第1図および第2図は1本発明の一実施例のブロック図
であり、第1図は親機、第2図は子機の受信部を示す。
であり、第1図は親機、第2図は子機の受信部を示す。
まず、第1図において、電話回線1はハイブリッド回路
2を介して制御部3に接続されている。
2を介して制御部3に接続されている。
またハイブリッド回路2と制御部3は、FSK変調器4
、FM変調器および発振器6からなる送信部と、受信部
7とに、各々別配線で接続されており、制御データと通
話音声をアンテナ8を介して送受信できる構成となって
いる。
、FM変調器および発振器6からなる送信部と、受信部
7とに、各々別配線で接続されており、制御データと通
話音声をアンテナ8を介して送受信できる構成となって
いる。
次いで、親機の動作製説明する。
電話回線Jに着信があると、二九がハイブリッド回路2
を介して制御部3に与えられ、制御部3は電話回線1に
着信があったことを検出する。次いで、制御部3は子機
を呼出すためのディジタルコード信号を発生する。この
ディジタルコードの呼出し信号はFSK変調器4でFS
K変調され、その出力が発振器6に与えられることによ
り、FSX変調波の送信出力がつくられる。なお、この
とき、同時にハイブリッド回路2からの音声信号で発振
器6が変調されないように、データ送出中は音声信号を
遮断するようになっている。
を介して制御部3に与えられ、制御部3は電話回線1に
着信があったことを検出する。次いで、制御部3は子機
を呼出すためのディジタルコード信号を発生する。この
ディジタルコードの呼出し信号はFSK変調器4でFS
K変調され、その出力が発振器6に与えられることによ
り、FSX変調波の送信出力がつくられる。なお、この
とき、同時にハイブリッド回路2からの音声信号で発振
器6が変調されないように、データ送出中は音声信号を
遮断するようになっている。
上記の呼出し信号でFSX変調された送信出力はアンテ
ナ8がら空中へ放射される。
ナ8がら空中へ放射される。
この電波を子機が検出し、従来と同様な作用によって応
答信号を送り返してくる。この応答信号はアンテナ8か
ら受信部7へ導かれ、制御部3がこれを検出するとFM
変調器5を発振器6に接続し、電話回線1からハイブリ
ッド回路2を介してFM変調器5でFM変調された音声
信号を子機に対して送信することにより、通話が行なわ
れる。
答信号を送り返してくる。この応答信号はアンテナ8か
ら受信部7へ導かれ、制御部3がこれを検出するとFM
変調器5を発振器6に接続し、電話回線1からハイブリ
ッド回路2を介してFM変調器5でFM変調された音声
信号を子機に対して送信することにより、通話が行なわ
れる。
次に、第2図に示す子機(受信部のみを記載)において
、アンテナ12を介して入力した高周波信号は、高周波
増幅器13で増幅され、第1局部発振器14および第1
混合器15からなる周波数変換回路によって中間周波数
に変換さ拉る。次いで、狭帯域バンドパスフィルタ16
または広帯域バンドパスフィルタ17によって必要な帯
域幅に制限され、中間周波増幅器19で増幅される。な
お、狭帯域バンドパスフィルタ1Gは通過帯域幅が2゜
0kl(z幅程度のフィルタであり、広帯域バンドパス
フィルタ17は通過帯域幅が20kHzllll?程度
のフィルタである。
、アンテナ12を介して入力した高周波信号は、高周波
増幅器13で増幅され、第1局部発振器14および第1
混合器15からなる周波数変換回路によって中間周波数
に変換さ拉る。次いで、狭帯域バンドパスフィルタ16
または広帯域バンドパスフィルタ17によって必要な帯
域幅に制限され、中間周波増幅器19で増幅される。な
お、狭帯域バンドパスフィルタ1Gは通過帯域幅が2゜
0kl(z幅程度のフィルタであり、広帯域バンドパス
フィルタ17は通過帯域幅が20kHzllll?程度
のフィルタである。
上記の2種のフィルタは切換えスイッチ18によって切
換えられ1着信待機時には狭帯域バンドパスフィルタ1
6が、通常の通話時には広帯域バンドパスフィルタ17
が、それぞれ接続される。したがってFSK変調された
着信呼出し信号は狭帯域バンドパスフィルタ16を通り
、FM変調された音声信号は広帯域バンドパスフィルタ
17を通ることになる。
換えられ1着信待機時には狭帯域バンドパスフィルタ1
6が、通常の通話時には広帯域バンドパスフィルタ17
が、それぞれ接続される。したがってFSK変調された
着信呼出し信号は狭帯域バンドパスフィルタ16を通り
、FM変調された音声信号は広帯域バンドパスフィルタ
17を通ることになる。
次に、入力波がFM変調波の場合(通話信号の場合)は
リミッタ増幅器2oとFM復調器21によって音声信号
に変換し、入力波がFSK変調波の場合(着信呼出し信
号の場合)は第2局部発振器23ど第2混合器24とに
よ、って同期検波を行なう。そして同期検波出力は音声
・周波数帯域内(0,5〜3kHz)のAFSK波(A
udio Frequency Shiftkeyin
g)であるので、AFSK復調器26によって元のデー
タ信号に復調される。
リミッタ増幅器2oとFM復調器21によって音声信号
に変換し、入力波がFSK変調波の場合(着信呼出し信
号の場合)は第2局部発振器23ど第2混合器24とに
よ、って同期検波を行なう。そして同期検波出力は音声
・周波数帯域内(0,5〜3kHz)のAFSK波(A
udio Frequency Shiftkeyin
g)であるので、AFSK復調器26によって元のデー
タ信号に復調される。
上記のように本実施例では1着信呼出し信号としてFS
K波を用いることによって通常のFM波よりS/N比を
向上させ、また、FSX変調された着信呼出し信号を、
データ信号のみを通過させるのに必要な狭帯域バンドパ
スフィルタ16を通すことによってS/N比を向上させ
たのち、FSK波のマークとスペース信号を周波数の異
なる2つのAM波すなわち断続搬送波(A1)に見立て
てヘテロダイン検波を行なうようになっている。そのた
め着信待機時の受信感度を向上させることが出来る。
K波を用いることによって通常のFM波よりS/N比を
向上させ、また、FSX変調された着信呼出し信号を、
データ信号のみを通過させるのに必要な狭帯域バンドパ
スフィルタ16を通すことによってS/N比を向上させ
たのち、FSK波のマークとスペース信号を周波数の異
なる2つのAM波すなわち断続搬送波(A1)に見立て
てヘテロダイン検波を行なうようになっている。そのた
め着信待機時の受信感度を向上させることが出来る。
なお1着信呼出し信号に対する応答時あるいは通話時に
おいては、ホイップアンテナを十分に伸ばしてアンテナ
感度を上げることが出来るので、前記第3図で説明した
スレッショルドレベル以上の入力信号レベルではS/N
比が大幅に改善され、かつパルスノイズに強いFM波に
切り換えることによって通話品質を保つことが出来る。
おいては、ホイップアンテナを十分に伸ばしてアンテナ
感度を上げることが出来るので、前記第3図で説明した
スレッショルドレベル以上の入力信号レベルではS/N
比が大幅に改善され、かつパルスノイズに強いFM波に
切り換えることによって通話品質を保つことが出来る。
次に、実際のコードレス電話における着信呼出し状況に
ついて説明する。
ついて説明する。
現行の電波法によれば、小電力型のコードレス電話に許
容される送信電力は10mW以下と定められており、見
通し環境における通話可能距離は約100mといわれて
いる。
容される送信電力は10mW以下と定められており、見
通し環境における通話可能距離は約100mといわれて
いる。
ところで自由空間における電界強度Eは下記(4)式で
表わされる。
表わされる。
λr
r λr
ただし
Pt:送信電力(W)
Gt:送信アンテナ利得(ダイポール比)r :送受信
間距離 hl:送信アンテナ高さ り、:受信アンテナ高さ 上記(4)式に次の条件を代入すると、Pt=lOX1
0−3W Gt=0.25 (λ/4ホイップアンテナとし。
間距離 hl:送信アンテナ高さ り、:受信アンテナ高さ 上記(4)式に次の条件を代入すると、Pt=lOX1
0−3W Gt=0.25 (λ/4ホイップアンテナとし。
−6dBと仮定)
r =100m
h、= h、= 1 m
λ = 1 m (300MHzとした場合)電界強度
Eは、 E 4440μV/m となる。
Eは、 E 4440μV/m となる。
これを、半波長(λ/2)ダイポールアンテナで受信す
るものと仮定すると、半波長ダイポールアンテナの実効
長はλ/πであり、空中線インピーダンスは73.13
Ωであるので、入力インピーダンス50Ωの受信機の開
放入力電圧Aは、A=EX(λ/π)X 、1
=115μVとなる。
るものと仮定すると、半波長ダイポールアンテナの実効
長はλ/πであり、空中線インピーダンスは73.13
Ωであるので、入力インピーダンス50Ωの受信機の開
放入力電圧Aは、A=EX(λ/π)X 、1
=115μVとなる。
115μVは44dBμであり、電力換算で一69d
B mとなり、これが送信機から100m1れた受信機
に入力される信号レベルである。
B mとなり、これが送信機から100m1れた受信機
に入力される信号レベルである。
実際のコードレス電話は、送受信ともにλ/4またはそ
れ以下の長さのホイップアンテナを使う場合が多いため
、ダイポールアンテナで一6dB程度の感度低下がある
ものと仮定すると、上記の開放入力電圧Aは、A=38
dBμ(電力換算で一75dBm)が実用上の最低入力
レベルと考えることが出来る。
れ以下の長さのホイップアンテナを使う場合が多いため
、ダイポールアンテナで一6dB程度の感度低下がある
ものと仮定すると、上記の開放入力電圧Aは、A=38
dBμ(電力換算で一75dBm)が実用上の最低入力
レベルと考えることが出来る。
第5図は雑音指数NF=10dB、帯域幅8kHzのF
M受信機とλ/4ホイップアンテナとを組み合わせた場
合における受信機の入力レベルに対する復調出力のS/
N比変化を示す実測値の一例図である。
M受信機とλ/4ホイップアンテナとを組み合わせた場
合における受信機の入力レベルに対する復調出力のS/
N比変化を示す実測値の一例図である。
同図によれば、前記した実用上の最低入力レベル−75
d B raは、都市雑音下でかろうじてS/N=45
d Bを確保出来る値である。
d B raは、都市雑音下でかろうじてS/N=45
d Bを確保出来る値である。
ただし1以上の計算は自由空間を想定して行なったもの
であり、実際は建物、地形等の影響によって、この値(
S/N=45dB)より低くなるのはいうまでもない。
であり、実際は建物、地形等の影響によって、この値(
S/N=45dB)より低くなるのはいうまでもない。
一般に、通話品質を維持するのに必要なS/N比は30
d B程度とされており、上記の値はこの値を十分満足
してはいるが、コードレス電話のような移動無線通信で
は20dB程度の入力レベルの変動は日常的に起こるた
め、上記の条件は場所を選べば通話が可能となる環境と
考えられる。
d B程度とされており、上記の値はこの値を十分満足
してはいるが、コードレス電話のような移動無線通信で
は20dB程度の入力レベルの変動は日常的に起こるた
め、上記の条件は場所を選べば通話が可能となる環境と
考えられる。
次に、第7図はFSK変調波の誤り率特性を示す図であ
る。
る。
同図によれば、誤り率を10″″とするには、S/N=
13dBを確保する必要があることが判る。
13dBを確保する必要があることが判る。
また、コードレス電話の着信待機時に、ホイップアンテ
ナを収縮して携帯することを考慮すると。
ナを収縮して携帯することを考慮すると。
15dB程度のアンテナ利得の低下が考えられる。
すなわち子機側の受信機の入力レベルは、送信機(親機
)から100m離れた地点において一89d B m程
度になり、さらに周辺環境の条件や移動によって20d
Bの電界強度の変動があるものとすると、着信待機時
の入力レベルは−109〜−89d B mとなる。
)から100m離れた地点において一89d B m程
度になり、さらに周辺環境の条件や移動によって20d
Bの電界強度の変動があるものとすると、着信待機時
の入力レベルは−109〜−89d B mとなる。
前記第5図によると、都市雑音下では、入力レベルが一
100dBm以下になると、S/N比は10dB以下と
なり、 −105dBmではS/N比がOdBとなって
しまう。したがって、場所によっては着信呼出し信号を
検出できなくなってしまう。
100dBm以下になると、S/N比は10dB以下と
なり、 −105dBmではS/N比がOdBとなって
しまう。したがって、場所によっては着信呼出し信号を
検出できなくなってしまう。
しかし、前記本発明の実施例に示すように、例えば1着
信信号を300bP8のデータ信号とし、中心周波数に
対して一60011z (f 、 )と+60〇七(f
l)とを各々0と1に対応させた第6図に示すようなス
ペクトルを有するFSK波を着信呼出し信号として用い
、帯域幅を、foとflの各々のメインローブを通過さ
せるのに必要な帯域幅すなわち1.2に七に制限するこ
とにより、S/N比を通話時(帯域111g8kHz)
に対して約10dB改善することが出来る。この場合、
復調出力のS/N比は0〜40dBとなり、極めて受信
状態の悪い場合を考慮すれば、一部に検出できない場所
が生じるおそれはあるものの大部分の場所においては着
信呼出し信号の検出が可能となる。
信信号を300bP8のデータ信号とし、中心周波数に
対して一60011z (f 、 )と+60〇七(f
l)とを各々0と1に対応させた第6図に示すようなス
ペクトルを有するFSK波を着信呼出し信号として用い
、帯域幅を、foとflの各々のメインローブを通過さ
せるのに必要な帯域幅すなわち1.2に七に制限するこ
とにより、S/N比を通話時(帯域111g8kHz)
に対して約10dB改善することが出来る。この場合、
復調出力のS/N比は0〜40dBとなり、極めて受信
状態の悪い場合を考慮すれば、一部に検出できない場所
が生じるおそれはあるものの大部分の場所においては着
信呼出し信号の検出が可能となる。
次に、第8図は、雑音指数NFとアンテナを第5図と同
一条件にし、帯域幅を1.2kHzとし、電波形式をS
SBとした場合の都市雑音下における入力レベルに対す
る復調出力のS/N比変化を示した図である。
一条件にし、帯域幅を1.2kHzとし、電波形式をS
SBとした場合の都市雑音下における入力レベルに対す
る復調出力のS/N比変化を示した図である。
前記FSK波のfoとfiをSSB復調器で復調すると
、前記の狭帯域化による効果(S/N比10dBの改善
)を含めて、FM方式に比べて入力レベルが一100d
Bm以下では40dB以上のS/N比の改善効果が得ら
れる。したがって−120dB朧の微小入力レベルにお
いても十分な着信検出を行なうことが出来る。
、前記の狭帯域化による効果(S/N比10dBの改善
)を含めて、FM方式に比べて入力レベルが一100d
Bm以下では40dB以上のS/N比の改善効果が得ら
れる。したがって−120dB朧の微小入力レベルにお
いても十分な着信検出を行なうことが出来る。
上記の一120dBmという入力レベルは、前記した自
由空間における距離に換算すると1350mとなり、完
全見通し環境においては、1350mまではS/N比が
10dB以上で着信検出が可能となる。
由空間における距離に換算すると1350mとなり、完
全見通し環境においては、1350mまではS/N比が
10dB以上で着信検出が可能となる。
また、前記の実施例においては、着信呼出し信号波とし
てFSK波を用いた場合を例示したが、その他の変調方
式1例えばASK方式、PSK方式、MSK方式等を用
いても同様の効果が得られる。なお、FSK方式(ディ
ジタル周波数変調)とは、2つの周波数の切換えで1と
0とのデータを送る方式であり、ASK方式(ディジタ
ル振幅変調方式)とは、1は電波を発し、0は出さない
方式であり、PSK方式(ディジタル位相変調)とは、
1とOとの変わり目で位相を180°変化させる方式で
あり、MSK方式(Minimum ShiftKey
ing)は上記FSXの特殊な方式である。
てFSK波を用いた場合を例示したが、その他の変調方
式1例えばASK方式、PSK方式、MSK方式等を用
いても同様の効果が得られる。なお、FSK方式(ディ
ジタル周波数変調)とは、2つの周波数の切換えで1と
0とのデータを送る方式であり、ASK方式(ディジタ
ル振幅変調方式)とは、1は電波を発し、0は出さない
方式であり、PSK方式(ディジタル位相変調)とは、
1とOとの変わり目で位相を180°変化させる方式で
あり、MSK方式(Minimum ShiftKey
ing)は上記FSXの特殊な方式である。
なお、ASK方式とPSK方式は、300bpsのデー
タ伝送を行なうのに必要な帯域幅はメインローブ幅を通
過帯域幅とすると6001kまで狭帯域化することが出
来、同じ(MSK方式の場合は9001(z程度となる
。また、PSK方式は他の変調方式に比べて誤り率は低
いが回路構成が複雑であり、コードレス電話の通話回路
と構成上の共通点がないという不都合がある。これに対
しFSK方式やMSK方式は通話用のFM復調器でも復
調出来るため構成が簡単になるという利点がある。
タ伝送を行なうのに必要な帯域幅はメインローブ幅を通
過帯域幅とすると6001kまで狭帯域化することが出
来、同じ(MSK方式の場合は9001(z程度となる
。また、PSK方式は他の変調方式に比べて誤り率は低
いが回路構成が複雑であり、コードレス電話の通話回路
と構成上の共通点がないという不都合がある。これに対
しFSK方式やMSK方式は通話用のFM復調器でも復
調出来るため構成が簡単になるという利点がある。
また、前記の実施例では、子機のアンテナとして伸縮式
のホイップアンテナを用いた場合について例示したが、
受信待機時の子機内蔵アンテナとしてリード線を束ねた
簡易アンテナや指向性を有するフェライトバーアンテナ
のような方向によって感度が低下するようなアンテナを
用いた場合においても安定な受信が可能である。
のホイップアンテナを用いた場合について例示したが、
受信待機時の子機内蔵アンテナとしてリード線を束ねた
簡易アンテナや指向性を有するフェライトバーアンテナ
のような方向によって感度が低下するようなアンテナを
用いた場合においても安定な受信が可能である。
また、前記の実施例では、帯域幅を制限する手段として
、中間周波増幅器の入力段にバンドパスフィルタを挿入
する方法を例示したが、これに限らず、復調器の出力段
にローパスフィルタを挿入して復調帯域幅を制限する方
法等を用いても同程度の効果が得られるのはいうまでも
ない。
、中間周波増幅器の入力段にバンドパスフィルタを挿入
する方法を例示したが、これに限らず、復調器の出力段
にローパスフィルタを挿入して復調帯域幅を制限する方
法等を用いても同程度の効果が得られるのはいうまでも
ない。
以上説明してきたように、この発明によれば、通話時以
外の着信待機中は親機と子機間の電波形式を微弱電界域
においてS/N比のよい形式に切り換える手段と、通話
時以外の着信待機中は子機の受信帯域幅を狭める手段と
、の少なくとも一方の手段を備えるように構成すること
により1着信呼出しの待機時の受信感度を向上させるこ
とが出来る。そのため、子機のホイップアンテナを収縮
したような受信効率の極めて悪い状態においても親機か
らの呼出し信号を十分検出することが出来、着信時の呼
出しエリアを広げることが出来るという効果が得られる
。
外の着信待機中は親機と子機間の電波形式を微弱電界域
においてS/N比のよい形式に切り換える手段と、通話
時以外の着信待機中は子機の受信帯域幅を狭める手段と
、の少なくとも一方の手段を備えるように構成すること
により1着信呼出しの待機時の受信感度を向上させるこ
とが出来る。そのため、子機のホイップアンテナを収縮
したような受信効率の極めて悪い状態においても親機か
らの呼出し信号を十分検出することが出来、着信時の呼
出しエリアを広げることが出来るという効果が得られる
。
第1図および第2図は本発明の一実施例のブロック図で
あり、第1図は親機の構成図、第2図は子機の構成図で
ある。また第3図は受信S/N比の入力信号電力依存性
を示す図、第4図は(S/N)out=1となるときの
入力信号強度と雑音指数との関係図、第5図はFM受信
機の入力レベルに対する復調出力のS/N比の変化を示
す図、第6図はI” S K変調波のスペクトル強度を
示す図、第7図はFSK変調波の誤り率特性を示す図、
第8図は都市雑音下におけるSSB受信機の入力レベル
に対する復調出力のS/N比変化を示す図、第9図は従
来装置の一例のブロック図である。 〈符号の説明〉 1・・・電話回線 2・・・ハイブリッド回
路3・・・制御部 4・・・FSK変調器
5・・・FM変調器 6・・・発振器7・・・
受信部 8・・・アンテナ12・・・アン
テナ 13・・・高周波増幅器14・・・第
1局部発振器 15・・・第1混合器16・・・狭
帯域バンドパスフィルタ 17・・・広帯域バンドパスフィルタ 18・・・切換えスイッチ 19・・・中間周波増幅器 20・・・リミッタ増幅器 21・・・FM復調器 22・・・音声信号の復調出力 23・・・第2局部発振器 24・・・第2混合器 25・・・着信呼出し信号の復調出力 26・・・AFSK復調器
あり、第1図は親機の構成図、第2図は子機の構成図で
ある。また第3図は受信S/N比の入力信号電力依存性
を示す図、第4図は(S/N)out=1となるときの
入力信号強度と雑音指数との関係図、第5図はFM受信
機の入力レベルに対する復調出力のS/N比の変化を示
す図、第6図はI” S K変調波のスペクトル強度を
示す図、第7図はFSK変調波の誤り率特性を示す図、
第8図は都市雑音下におけるSSB受信機の入力レベル
に対する復調出力のS/N比変化を示す図、第9図は従
来装置の一例のブロック図である。 〈符号の説明〉 1・・・電話回線 2・・・ハイブリッド回
路3・・・制御部 4・・・FSK変調器
5・・・FM変調器 6・・・発振器7・・・
受信部 8・・・アンテナ12・・・アン
テナ 13・・・高周波増幅器14・・・第
1局部発振器 15・・・第1混合器16・・・狭
帯域バンドパスフィルタ 17・・・広帯域バンドパスフィルタ 18・・・切換えスイッチ 19・・・中間周波増幅器 20・・・リミッタ増幅器 21・・・FM復調器 22・・・音声信号の復調出力 23・・・第2局部発振器 24・・・第2混合器 25・・・着信呼出し信号の復調出力 26・・・AFSK復調器
Claims (1)
- 電話回線に接続された定置用親機と、該定置用親機と無
線方式で送受信を行なう携帯用子機とを備えたコードレ
ス電話において、通話時以外の着信待機中は定置用親機
と携帯用子機間の電波形式を微弱電界域においてS/N
比のよい形式に切り換える手段と、通話時以外の着信待
機中は携帯用子機の受信帯域幅を狭める手段と、の少な
くとも一方の手段を備えたことを特徴とするコードレス
電話の着信呼出し装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP1071830A JPH02252326A (ja) | 1989-03-27 | 1989-03-27 | コードレス電話の着信呼出し装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP1071830A JPH02252326A (ja) | 1989-03-27 | 1989-03-27 | コードレス電話の着信呼出し装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH02252326A true JPH02252326A (ja) | 1990-10-11 |
Family
ID=13471855
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP1071830A Pending JPH02252326A (ja) | 1989-03-27 | 1989-03-27 | コードレス電話の着信呼出し装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH02252326A (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP0689299A2 (en) | 1994-06-23 | 1995-12-27 | Nec Corporation | Portable radio unit and antenna gain switching method thereof |
JP2002071798A (ja) * | 2000-09-01 | 2002-03-12 | Hitachi Kokusai Electric Inc | 物体探知システム |
-
1989
- 1989-03-27 JP JP1071830A patent/JPH02252326A/ja active Pending
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP0689299A2 (en) | 1994-06-23 | 1995-12-27 | Nec Corporation | Portable radio unit and antenna gain switching method thereof |
US6321099B1 (en) | 1994-06-23 | 2001-11-20 | Nec Corporation | Portable radio unit and antenna gain switching method thereof |
JP2002071798A (ja) * | 2000-09-01 | 2002-03-12 | Hitachi Kokusai Electric Inc | 物体探知システム |
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