JPH02226902A - 集積半導体装置 - Google Patents
集積半導体装置Info
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- JPH02226902A JPH02226902A JP1338794A JP33879489A JPH02226902A JP H02226902 A JPH02226902 A JP H02226902A JP 1338794 A JP1338794 A JP 1338794A JP 33879489 A JP33879489 A JP 33879489A JP H02226902 A JPH02226902 A JP H02226902A
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Classifications
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- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
- H01L27/00—Devices consisting of a plurality of semiconductor or other solid-state components formed in or on a common substrate
- H01L27/02—Devices consisting of a plurality of semiconductor or other solid-state components formed in or on a common substrate including semiconductor components specially adapted for rectifying, oscillating, amplifying or switching and having potential barriers; including integrated passive circuit elements having potential barriers
- H01L27/04—Devices consisting of a plurality of semiconductor or other solid-state components formed in or on a common substrate including semiconductor components specially adapted for rectifying, oscillating, amplifying or switching and having potential barriers; including integrated passive circuit elements having potential barriers the substrate being a semiconductor body
- H01L27/06—Devices consisting of a plurality of semiconductor or other solid-state components formed in or on a common substrate including semiconductor components specially adapted for rectifying, oscillating, amplifying or switching and having potential barriers; including integrated passive circuit elements having potential barriers the substrate being a semiconductor body including a plurality of individual components in a non-repetitive configuration
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B19/00—Generation of oscillations by non-regenerative frequency multiplication or division of a signal from a separate source
- H03B19/06—Generation of oscillations by non-regenerative frequency multiplication or division of a signal from a separate source by means of discharge device or semiconductor device with more than two electrodes
- H03B19/14—Generation of oscillations by non-regenerative frequency multiplication or division of a signal from a separate source by means of discharge device or semiconductor device with more than two electrodes by means of a semiconductor device
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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- H03K5/00—Manipulating of pulses not covered by one of the other main groups of this subclass
- H03K5/00006—Changing the frequency
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- H03B2200/0014—Structural aspects of oscillators
- H03B2200/0028—Structural aspects of oscillators based on a monolithic microwave integrated circuit [MMIC]
-
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- H03B5/18—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising distributed inductance and capacitance
- H03B5/1841—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising distributed inductance and capacitance the frequency-determining element being a strip line resonator
- H03B5/1847—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising distributed inductance and capacitance the frequency-determining element being a strip line resonator the active element in the amplifier being a semiconductor device
- H03B5/1852—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising distributed inductance and capacitance the frequency-determining element being a strip line resonator the active element in the amplifier being a semiconductor device the semiconductor device being a field-effect device
-
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- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B7/00—Generation of oscillations using active element having a negative resistance between two of its electrodes
- H03B7/02—Generation of oscillations using active element having a negative resistance between two of its electrodes with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance
- H03B7/06—Generation of oscillations using active element having a negative resistance between two of its electrodes with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element being semiconductor device
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- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
- Junction Field-Effect Transistors (AREA)
- Oscillators With Electromechanical Resonators (AREA)
- Networks Using Active Elements (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
本発明は、インバータ段Ｐ、と周波数ｆ。の入力信号Ｅ
により制御されるスイッチＴ２とを具えるｌ／２分周回
路を含む集積半導体装置に関するものである。
により制御されるスイッチＴ２とを具えるｌ／２分周回
路を含む集積半導体装置に関するものである。
本発明は砒化ガリウム集積マイクロ波回路の構成に用い
られ、特に安定化周波数源又は−群の安定化周波数を合
成し得るプログラマブル分周器の構成に用いられるもの
である。
られ、特に安定化周波数源又は−群の安定化周波数を合
成し得るプログラマブル分周器の構成に用いられるもの
である。
（従来の技術及び発明が解決しようとする課題）インバ
ータ段、ホロワ段及びスイッチ段を具えるダイナミック
モード構成の１／２分周回路はゲートの伝搬時間（ｔｐ
ｄ） により制限されることが公知である。
ータ段、ホロワ段及びスイッチ段を具えるダイナミック
モード構成の１／２分周回路はゲートの伝搬時間（ｔｐ
ｄ） により制限されることが公知である。
斯る分周回路はｒＧａＡｓ ＩＣＳｙｍｐｏｓｉｕｍ
Ｊ 、 １９３７ＩεＢＥ、 ｐｐ、 ２０１〜２０４
．に発表されている論文番号ＣＨ２５０６−４／８７１
００００−０２０１のジエイ、エフ、ジエンセン、エル
、シイ−、サルセン等の論文″２６Ｇｌ−ｔｚＧａＡｓ
Ｒｏｏｍ−Ｔｅｍｐｅｒａｔｕｒｅ Ｄｙｎａｍｉｃ
Ｄｉｖｉｄｅｒ Ｃ１ｒｃｕｉｔ”に開示されている
。
Ｊ 、 １９３７ＩεＢＥ、 ｐｐ、 ２０１〜２０４
．に発表されている論文番号ＣＨ２５０６−４／８７１
００００−０２０１のジエイ、エフ、ジエンセン、エル
、シイ−、サルセン等の論文″２６Ｇｌ−ｔｚＧａＡｓ
Ｒｏｏｍ−Ｔｅｍｐｅｒａｔｕｒｅ Ｄｙｎａｍｉｃ
Ｄｉｖｉｄｅｒ Ｃ１ｒｃｕｉｔ”に開示されている
。
この論文は約−２，５ｖのピンチオフ電圧を示すデプリ
ーション型電界効果トランジスタの使用に基づくダイナ
ミック動作の１／２分周回路に関するものである。この
分周器は２つの段から成る（上記論文の第５図参照）。
ーション型電界効果トランジスタの使用に基づくダイナ
ミック動作の１／２分周回路に関するものである。この
分周器は２つの段から成る（上記論文の第５図参照）。
第１段は、ＢＦＤ型のインバータ段が後続された第１ク
ロツク信号φにより制御されるスイッチングトランジス
タ段から成る。第２段は、ホロワゲートが後続された第
２相補クロツク信号φにより制御されるスイッチングト
ランジスタから成る。
ロツク信号φにより制御されるスイッチングトランジス
タ段から成る。第２段は、ホロワゲートが後続された第
２相補クロツク信号φにより制御されるスイッチングト
ランジスタから成る。
この既知の回路は小数のトランジスタにより構成し得る
利点を示す。しかし、その応用技術範囲においていくつ
かの欠点を示す。特に、最大周波数が２つのゲートの伝
搬時間により制限され、この最大周波数は Ｆ、。＝１／２ｔｐｄ で表わされる。
利点を示す。しかし、その応用技術範囲においていくつ
かの欠点を示す。特に、最大周波数が２つのゲートの伝
搬時間により制限され、この最大周波数は Ｆ、。＝１／２ｔｐｄ で表わされる。
論理状態はインバータのゲートキャパシタを充電又は放
電して記憶されるため、３０Ｇ）ｌｚ以上の周波数の信
号を分周するのに必要とされる１５ｐｓ以下の電荷伝搬
時間（ｔｐｄ）をこのタイプの分周器によって得るのは
現在の技術状態では不可能である。
電して記憶されるため、３０Ｇ）ｌｚ以上の周波数の信
号を分周するのに必要とされる１５ｐｓ以下の電荷伝搬
時間（ｔｐｄ）をこのタイプの分周器によって得るのは
現在の技術状態では不可能である。
信号の再生容量の概念を用いる他のタイプの分周器も既
知である。この原理は増幅、混合、分周周波数の帰還及
びフィルタリングを必要とする。
知である。この原理は増幅、混合、分周周波数の帰還及
びフィルタリングを必要とする。
斯る分周回路はＩＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ
ｏｎ ＭｉｃｒｏｗａｖｅＴｈｅｏｒｙ ａｎｄ Ｔ
ｅｃｈｎｉｑｕｅｓ Ｊ ＶＯＩ、ＭＴＴ−３２，Ｎα
ｉｌ、１９８４年１１月、ｐｐ、１４６１〜１４６８の
シー ロウジャーの論文ｒＲｅｇｅｎｅｒａｔｉｖｅ
Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｗｉｔ
ｈ ａ ＧａＡｓＦＩＥＴＪに開示されている。こ
の既知の回路の主な制約は、分周器の動作に必要とされ
る混合を得るためにトランジスタをそのピンチオフ電圧
近くにバイアスする必要があり、このために精密な調整
素子を必要とする点にある。更に、この既知の回路は変
換損失を示す。
ｏｎ ＭｉｃｒｏｗａｖｅＴｈｅｏｒｙ ａｎｄ Ｔ
ｅｃｈｎｉｑｕｅｓ Ｊ ＶＯＩ、ＭＴＴ−３２，Ｎα
ｉｌ、１９８４年１１月、ｐｐ、１４６１〜１４６８の
シー ロウジャーの論文ｒＲｅｇｅｎｅｒａｔｉｖｅ
Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｗｉｔ
ｈ ａ ＧａＡｓＦＩＥＴＪに開示されている。こ
の既知の回路の主な制約は、分周器の動作に必要とされ
る混合を得るためにトランジスタをそのピンチオフ電圧
近くにバイアスする必要があり、このために精密な調整
素子を必要とする点にある。更に、この既知の回路は変
換損失を示す。
本発明の目的は上述の欠点のない回路を提供することに
ある。
ある。
（課題を解決するための手段）
本発明は、この目的を達成するために、頭書に記載した
タイプの装置において、前記インバータは同調インピー
ダンスが設けられ且つ負性抵抗を構成するリアクタンス
素子Ｚｆが設けられ発振器を構成するトランジスタＴ１
を具え、且つ前記スイッチＴ２は前記リアクタンス素子
Ｚｆと並列に接続し、且つ前記スイッチＴ２の投入時間
ｒ。、充電されたトランジスタＴ１による遅延τ１及び
前記リアクタンス素子の走行時間ｒ２が次の３つの関係
式：％式％ ）［ を満足するようにしたことを特徴とする。
タイプの装置において、前記インバータは同調インピー
ダンスが設けられ且つ負性抵抗を構成するリアクタンス
素子Ｚｆが設けられ発振器を構成するトランジスタＴ１
を具え、且つ前記スイッチＴ２は前記リアクタンス素子
Ｚｆと並列に接続し、且つ前記スイッチＴ２の投入時間
ｒ。、充電されたトランジスタＴ１による遅延τ１及び
前記リアクタンス素子の走行時間ｒ２が次の３つの関係
式：％式％ ）［ を満足するようにしたことを特徴とする。
これらの条件の下では、本発明装置は次の利点を示す。
単一の入力信号の使用を必要とするのみである。
トランジスタをパイ、Ｔスする精密な調整手段を必要と
しない。
しない。
従来既知の装置より高い最大周波数を示す。
本発明によればこの最大周波数を論理的には値Ｆ、ａ、
、 ＝１／２τ。に達しさせることができ（ここでτ０
はインバータトランジスタのゲートの下を走行するキャ
リアの走行時間） 、６０Ｇ Ｈｚより高い周波数、即
ち従来の限界値の実質的に２倍以上の周波数にすること
ができる。
、 ＝１／２τ。に達しさせることができ（ここでτ０
はインバータトランジスタのゲートの下を走行するキャ
リアの走行時間） 、６０Ｇ Ｈｚより高い周波数、即
ち従来の限界値の実質的に２倍以上の周波数にすること
ができる。
出力整合回路を付加することにより変換利得を得ること
ができる。
ができる。
出力整合回路を用いることは先に引用した２番目の刊行
物において既に知られているが従来の回路ではそれでも
変換損失が生じる点に注意されたい。
物において既に知られているが従来の回路ではそれでも
変換損失が生じる点に注意されたい。
（実施例）
図面につき本発明を説明する。
第１図に示すように、本発明分周回路は電界効果トラン
ジスタＴ１を有する発振器で構成された第１段Ｐ１と、
スイッチとして接続された電界効果）・ランジスタＴ２
で構成された第２段Ｐ２とを具え、スイッチＴ２は周波
数「。の小人ツノ信号Ｅで制御され、この入力信号の周
波数がこの回路で１／２に分周される。
ジスタＴ１を有する発振器で構成された第１段Ｐ１と、
スイッチとして接続された電界効果）・ランジスタＴ２
で構成された第２段Ｐ２とを具え、スイッチＴ２は周波
数「。の小人ツノ信号Ｅで制御され、この入力信号の周
波数がこの回路で１／２に分周される。
発振器を構成するために、段Ｐ、の電界効果トランジス
タＴ１に同調インピーダンスを設ける。即ち、トランジ
スタＴ、は、一端がそのゲートに接続され他端が減結合
キャパシタＣＧを経てアースに接続された第１インピー
ダンスＺｆを具える。このトランジスタＴ１は、一端が
ドレインに接続され他端が減結合キャパシタＣ８を経て
アースに接続されたインピーダンスＺｆも具える。この
トランジスタＴ、はそのソースをアースに直接接続する
インピーダンスＺｓ も具える。
タＴ１に同調インピーダンスを設ける。即ち、トランジ
スタＴ、は、一端がそのゲートに接続され他端が減結合
キャパシタＣＧを経てアースに接続された第１インピー
ダンスＺｆを具える。このトランジスタＴ１は、一端が
ドレインに接続され他端が減結合キャパシタＣ８を経て
アースに接続されたインピーダンスＺｆも具える。この
トランジスタＴ、はそのソースをアースに直接接続する
インピーダンスＺｓ も具える。
発振器を構成するために、段Ｐ、のトランジスタＴ１は
、上述の同調インピーダンスに加えて、そのゲートとド
レインとの間に配置したインピーダンスＺＦで構成され
た負抵抗を具える。減結合キャパシタＣ１をこのインピ
ーダンスと直列に配置することができる。
、上述の同調インピーダンスに加えて、そのゲートとド
レインとの間に配置したインピーダンスＺＦで構成され
た負抵抗を具える。減結合キャパシタＣ１をこのインピ
ーダンスと直列に配置することができる。
この分周回路は、段Ｐ２のスイッチングトランジスタＴ
２をこのインピーダンスＺｆと並列に接続することによ
り構成される。段Ｐ２はトランジスタＴ２をマイクロ波
入力信号Ｅの発生器に整合させるための負荷ＲＥ （
抵抗とし得る）も具える。この負荷Ｒ９を信号Ｅの発生
器とアースとの間に配置し、信号発生器からのマイクロ
波信号Ｅを負荷Ｒ６と段Ｐ２のスイッチングトランジス
タＴ２の制御電極（又はゲー日との共通接続点に供給す
る。
２をこのインピーダンスＺｆと並列に接続することによ
り構成される。段Ｐ２はトランジスタＴ２をマイクロ波
入力信号Ｅの発生器に整合させるための負荷ＲＥ （
抵抗とし得る）も具える。この負荷Ｒ９を信号Ｅの発生
器とアースとの間に配置し、信号発生器からのマイクロ
波信号Ｅを負荷Ｒ６と段Ｐ２のスイッチングトランジス
タＴ２の制御電極（又はゲー日との共通接続点に供給す
る。
本発明の特に有利な変形例では、負荷Ｒ６を減結合キャ
パシタＣ２を経てアースＭに接続することができ、この
場合には直流バイアス電圧を負荷Ｒ１とキャパシタＣ２
との共通接続点Ｍ２に供給して入力信号がない場合に出
力信号が残存しないようにすることができる。
パシタＣ２を経てアースＭに接続することができ、この
場合には直流バイアス電圧を負荷Ｒ１とキャパシタＣ２
との共通接続点Ｍ２に供給して入力信号がない場合に出
力信号が残存しないようにすることができる。
インバータ段Ｐ１にも段Ｐ、のトランジスタＴ１のドレ
インとアースとの間に接続された負荷Ｒ５を設け、マイ
クロ波出力端子ＳをこのトランジスタＴ。
インとアースとの間に接続された負荷Ｒ５を設け、マイ
クロ波出力端子ＳをこのトランジスタＴ。
のドレインから取り出す。
第１図にブロックＣ０八、で記号的に示す電力整合回路
をトランジスタＴ１とこの負荷Ｒ１との間に設けて変換
利得を得ることもでき、この場合にはマイクロ波信号Ｓ
を整合回路Ｃ１＾、と負荷Ｒ５との間から取り出す。
をトランジスタＴ１とこの負荷Ｒ１との間に設けて変換
利得を得ることもでき、この場合にはマイクロ波信号Ｓ
を整合回路Ｃ１＾、と負荷Ｒ５との間から取り出す。
本発明分周回路の利点はこの分周回路の動作原理を検討
することにより良好に理解される。
することにより良好に理解される。
第１図に示す回路図を考察してみよう。同調インピーダ
ンスＺｃ、Ｚｓ及びＺ。により充電される段Ｐ１のトラ
ンジスタＴ１により生ずる遅延をτ、とする。この遅延
τ１は、実際上、充電されてないトランジスタＴ１単独
の走行時間τ。と、上述のインピーダンスの平均充電及
び放電時間との和である。
ンスＺｃ、Ｚｓ及びＺ。により充電される段Ｐ１のトラ
ンジスタＴ１により生ずる遅延をτ、とする。この遅延
τ１は、実際上、充電されてないトランジスタＴ１単独
の走行時間τ。と、上述のインピーダンスの平均充電及
び放電時間との和である。
また、段Ｐ、のトランジスタＴ１のゲートとドレインと
の間に接続されたインピーダンスＺｆにより生ずる遅延
をＴ２とし、入力周波数ｒ。の信号Ｅの周期をＴ。とす
る。
の間に接続されたインピーダンスＺｆにより生ずる遅延
をＴ２とし、入力周波数ｒ。の信号Ｅの周期をＴ。とす
る。
他方、説明を簡単にするためにスイッチングトランジス
タＴ２の走行時間もτ。であるものとする。
タＴ２の走行時間もτ。であるものとする。
第３図は回路の点Ｇ１（トランジスタＴ、のゲート）ｌ
ｘ ヒ点Ｄ ＋ （トランジスタＴＩのドレイン）の信
号波形を入力信号Ｅの関数として示す。信号Ｅのサイク
ル比は１に等しいものとする。
ｘ ヒ点Ｄ ＋ （トランジスタＴＩのドレイン）の信
号波形を入力信号Ｅの関数として示す。信号Ｅのサイク
ル比は１に等しいものとする。
第３図の波形図は、点Ｇ、及びＤｌにおける２つの信号
が入力信号Ｅの周波数の半分の周波数にあることを示し
ている。これは次の関係式を満足する条件の下で真実で
ある。
が入力信号Ｅの周波数の半分の周波数にあることを示し
ている。これは次の関係式を満足する条件の下で真実で
ある。
τ０＋τ＋ ＞Ｔｏ／２ （１）τ。＋τ、
＜Ｔ。 （２）関係式（１）及び（２
）は次の関係式に表わすことができる。
＜Ｔ。 （２）関係式（１）及び（２
）は次の関係式に表わすことができる。
τ。／２ 〈τ。＋τ１くτ。（３）
他方、出力周波数Ｓを入力信号Ｅの周波数「３、のｌ／
２にするためには同時に次の関係式を満足する必要があ
る。
２にするためには同時に次の関係式を満足する必要があ
る。
ｒｏ＋τけＴ２〉τ。＋τ。 （４）これは次の条
件に相当する。
件に相当する。
条件式（１）及び（２）は、信号が、ｌ・ランジスタＴ
２を通過し次いでトランジスタＴ１を通過した後にトラ
ンジスタＴ１により阻止されなければならないことを意
味する。この目的のためにはトランジスタＴ、は信号の
通過後に阻止状態になければならない。従って入力信号
ＥがトランジスタＴ２を導通させることにより回路内を
伝搬する信号がループ内をもう１度循環することが可能
になり、この場合この信号は入力信号Ｅの周波数の半分
の周波数になる。
２を通過し次いでトランジスタＴ１を通過した後にトラ
ンジスタＴ１により阻止されなければならないことを意
味する。この目的のためにはトランジスタＴ、は信号の
通過後に阻止状態になければならない。従って入力信号
ＥがトランジスタＴ２を導通させることにより回路内を
伝搬する信号がループ内をもう１度循環することが可能
になり、この場合この信号は入力信号Ｅの周波数の半分
の周波数になる。
条件式（４）は、スイッチングトランジスタＴ２は（ｒ
、＋ｒ２）／２より大きい時間に亘って阻止されたまま
にし得ないことを表わしている。これは、さもなければ
インビス−ダンスＺｆが最后にはトランジスタＴ、の入
力端子Ｇ、を出力端子Ｄ１と短絡することになるためで
ある。
、＋ｒ２）／２より大きい時間に亘って阻止されたまま
にし得ないことを表わしている。これは、さもなければ
インビス−ダンスＺｆが最后にはトランジスタＴ、の入
力端子Ｇ、を出力端子Ｄ１と短絡することになるためで
ある。
周期Ｔ０は入力信号Ｅの周波数「。の関数としてｒ、
＝１／Ｔｏ
（６）で表わされるため、上述の関係式（１）〜（６）
は次の関係式で表わせる。
＝１／Ｔｏ
（６）で表わされるため、上述の関係式（１）〜（６）
は次の関係式で表わせる。
１／２（ｔｏ＋ｒ＋）＜ｆｏ＜ｌ／（ｒｏ”Ｚ”＋）
（７）１／（τＩ＋τ２）＜ｆ。
（８）τ ２ 〉 τ 、
く９）これがため、トランジ
スタＴ、のゲートとドレインとの間に配着されたインピ
ーダンスＺＦ は負性抵抗値を発生する利点を示し、ト
ランジスタＴ１を発振させることができると共に、この
トランジスタの電荷を低く保つことができる。時間τ、
は電荷に依存するので、この時間τ１を従来の既知の装
置と比較して大きく減少させることができる。
（７）１／（τＩ＋τ２）＜ｆ。
（８）τ ２ 〉 τ 、
く９）これがため、トランジ
スタＴ、のゲートとドレインとの間に配着されたインピ
ーダンスＺＦ は負性抵抗値を発生する利点を示し、ト
ランジスタＴ１を発振させることができると共に、この
トランジスタの電荷を低く保つことができる。時間τ、
は電荷に依存するので、この時間τ１を従来の既知の装
置と比較して大きく減少させることができる。
最大人力周波数はこの時間τ１により制限されるので、
この時間τ１を減少させることにより最大入力周波数ｆ
。、、ａ８を著しく増大させることができる。この理由
のために、本発明によれば、６０ ＧＨｚ以上の最大人
力周波数を達成することができる（これに対し従来技術
では３０ Ｇ）ｆｚ以上を達成することはできない）。
この時間τ１を減少させることにより最大入力周波数ｆ
。、、ａ８を著しく増大させることができる。この理由
のために、本発明によれば、６０ ＧＨｚ以上の最大人
力周波数を達成することができる（これに対し従来技術
では３０ Ｇ）ｆｚ以上を達成することはできない）。
当業者に既知の量は特にトランジスタＴ１の最大発振周
波数ｆｕ及び走行時間τ０である。当業者であればｆｕ
及びτ。はトランジスタＴＩに対しｆｕ＝ １／２．４
７６ τ。
波数ｆｕ及び走行時間τ０である。当業者であればｆｕ
及びτ。はトランジスタＴＩに対しｆｕ＝ １／２．４
７６ τ。
の関係を有することを知っている。最小遅延τはτ０に
等しクシ得るのみであることを頭に入れて、関係式（７
）からこの分周器に適用し得る最大周波数［。ｍａＸを
演鐸することができる。この場合の動作条件は次のよう
に表わせる。
等しクシ得るのみであることを頭に入れて、関係式（７
）からこの分周器に適用し得る最大周波数［。ｍａＸを
演鐸することができる。この場合の動作条件は次のよう
に表わせる。
０．６１９ ｆｕ＜ｒ。＜ １．２３８ｆｕ（Ｎｏ）第
２図の破線曲線Ｂは出力信号の波形を示し、その振幅（
ボルト単位）を縦軸上に、横軸上の時間（１０−９ｓｅ
ｃ単位）の関数としてプロットしである。
２図の破線曲線Ｂは出力信号の波形を示し、その振幅（
ボルト単位）を縦軸上に、横軸上の時間（１０−９ｓｅ
ｃ単位）の関数としてプロットしである。
第２図の曲線Ａは入力信号の波形を示す。
第２図に示す例では、入力信号は周波数ｆ０＝５０ Ｇ
ｌ（ｚ （曲線Ａ）であり、出力信号は周波数ｆ、／２
＝２５ Ｇ）は（曲線Ｂ）である。
ｌ（ｚ （曲線Ａ）であり、出力信号は周波数ｆ、／２
＝２５ Ｇ）は（曲線Ｂ）である。
入力信号（曲線Ａ）のレベルは−１．６Ｖから＋〇、５
νの範囲である。出力信号（曲線Ｂ）のレベルは−２，
４Ｖから＋２ｖの範囲である。
νの範囲である。出力信号（曲線Ｂ）のレベルは−２，
４Ｖから＋２ｖの範囲である。
変換利得Ｇｃは次の式：
％式％
を用いて計算することができ、ここでＰｓ は負荷Ｒ５
に得られる電力であり、これは実効出力電圧ｖ、 ｅｆ
ｆｉの２乗を負荷抵抗値Ｒ５で割った値に等しく、次の
ように書き表わせる。
に得られる電力であり、これは実効出力電圧ｖ、 ｅｆ
ｆｉの２乗を負荷抵抗値Ｒ５で割った値に等しく、次の
ように書き表わせる。
Ｐｓ＝Ｖ２ｓ ｅｆｆｉ／Ｌ
＝ ［ＶＳ （ｈｉｇｈ） −Ｖｓ（ｌｏｗ） ］ ”
／８、Ｒ３また、Ｐ、は入力抵抗ＲＥ （５０Ω〉の両
端間に得られる電力であり、 ＨＥ ＝ ［Ｖ ｌ！ （ｈｉｇｈ）−Ｖｐ （
ｌｏｗ） コ ２／８ｘ５０である。
／８、Ｒ３また、Ｐ、は入力抵抗ＲＥ （５０Ω〉の両
端間に得られる電力であり、 ＨＥ ＝ ［Ｖ ｌ！ （ｈｉｇｈ）−Ｖｐ （
ｌｏｗ） コ ２／８ｘ５０である。
本発明の一実施例では、Ｒ，＝２００Ωとし、この場合
上式により計算される変換利得はＧｃ ＝＋Ｏ，ｌｄＢ である。
上式により計算される変換利得はＧｃ ＝＋Ｏ，ｌｄＢ である。
好ましくはインピーダンスＺｐ、Ｚｃ及びＺｆを局部イ
ンダクタンス又は誘導性の伝送線路により構成する。こ
の場合にはこれらインピーダンスはｔ、ｐ、Ｌｃ及びし
、で表わすことができる。これら伝送線路は例えば絶縁
基板又は半絶縁基板上に堆積することができる。インピ
ーダンスＺｓ も等価な構造の線路し、で構成すること
ができ、これを並列に接続されたキャパシタＣ８と関連
させることができ、或は関連させないこともできる。
ンダクタンス又は誘導性の伝送線路により構成する。こ
の場合にはこれらインピーダンスはｔ、ｐ、Ｌｃ及びし
、で表わすことができる。これら伝送線路は例えば絶縁
基板又は半絶縁基板上に堆積することができる。インピ
ーダンスＺｓ も等価な構造の線路し、で構成すること
ができ、これを並列に接続されたキャパシタＣ８と関連
させることができ、或は関連させないこともできる。
上述の回路は砒化ガリウムから成る基板上に好ましくは
モノリシック集積することができる。この場合トランジ
スタはデプリーション型のＭＩＥＳＦεＴ又はｌ（ＥＭ
Ｔと称されるタイプのものを選択する。
モノリシック集積することができる。この場合トランジ
スタはデプリーション型のＭＩＥＳＦεＴ又はｌ（ＥＭ
Ｔと称されるタイプのものを選択する。
下記の表Ｉは本発明回路を構成するのに好適な素子の好
適値を示すものである。
適値を示すものである。
下記の表■は表１の特性を有するこれら素子により構成
された回路の動作用電圧の値を示すものである。
された回路の動作用電圧の値を示すものである。
表中の“ｌｏｗ ”は信号の低レベルを表わし、“ｈｉ
ｇｈ”は高レベルを表わす。Ｍはアースを表わす。
ｇｈ”は高レベルを表わす。Ｍはアースを表わす。
表Ｈの条件及び表Ｉの素子の値から次の回路動作条件
Ｖｔ： （ｌｏｗ） ＜−０，９Ｖ
ＶＥ （ｈｉｇｈ） ＞−０，３Ｖ
が導かれる。
Ｔ、のゲートの幅
Ｔ２のゲートの長さ
Ｔ、のゲートの幅
Ｔ、及びＴ２のピンチオフ電圧
り、＝２ｎＨ
Ｌｓ＝２ｎＨ
Ｌ＝２００μｍ
しｇ＝ｏ、５μｍ
Ｗ２＝２０ μｍ
ＶＴ＝−０，６Ｖ
Ｃｏ ＝１０βＦ
Ｃｓ ＝０．０３０ｐＦ
発振周波数 ｆｕ＝７６Ｇ Ｈｚ
ＶＥｌ （ｈｘｇｈ） ＞ Ｖｃ １．Ｍ（ｈｉｇｈ）
＋ ｔ／ｌココＴ： Ｖｃｉ １．Ｍ（ｌｏｗ）
＝Ｖｃ ｉ、５ｔ−ｏ、３ｖ’Ｊａ １． Ｍ （ｈ
ｉｇｈ） ＝νａ １． ＳＬ ＝ ＋０゜３ｖＶＴ
＝ ０．６Ｖ 従って、ＶＥ （ｌｏｗ） ＜−Ｑ、９及びＶＥ （ｈ
ｉｇｈ） ＞ −０，３Ｖ
＋ ｔ／ｌココＴ： Ｖｃｉ １．Ｍ（ｌｏｗ）
＝Ｖｃ ｉ、５ｔ−ｏ、３ｖ’Ｊａ １． Ｍ （ｈ
ｉｇｈ） ＝νａ １． ＳＬ ＝ ＋０゜３ｖＶＴ
＝ ０．６Ｖ 従って、ＶＥ （ｌｏｗ） ＜−Ｑ、９及びＶＥ （ｈ
ｉｇｈ） ＞ −０，３Ｖ
第１図は本発明による分周回路の回路図、第２図は本発
明による分周回路のマイクロ波入力信号を破線の曲線Ａ
で、該回路により１／２に分周されたマイクロ波出力を
実線の曲線Ｂで示す図、第３図は回路内の信号の時間順
序を示す図である。 Ｐｌ・・・インバータ没Ｐ２・・・スイッチ段Ｅ・・・
入力信号 Ｓ・・・出力端子Ｔ１・・・インバ
ータトランジスタ Ｔ２・・・スイッチングトランジスタ １−： 、７．１］、ｌｓ・・・同調インピーダンスＣ
ｃ 、Ｃ，、、Ｃ，・・・減結合キャパシタ２、・・・
負性抵抗インピーダンス ＣＩ・・・減結合キャパシタ Ｒ９・・・負荷 Ｃ２・・・減結合キャパシ
タＭ２・・・バイアス電圧併給点 Ｒ，・・・負荷 Ｃ６Δ５・・・整合回路手 続 補 正 書 平成 年 ２月１６日
明による分周回路のマイクロ波入力信号を破線の曲線Ａ
で、該回路により１／２に分周されたマイクロ波出力を
実線の曲線Ｂで示す図、第３図は回路内の信号の時間順
序を示す図である。 Ｐｌ・・・インバータ没Ｐ２・・・スイッチ段Ｅ・・・
入力信号 Ｓ・・・出力端子Ｔ１・・・インバ
ータトランジスタ Ｔ２・・・スイッチングトランジスタ １−： 、７．１］、ｌｓ・・・同調インピーダンスＣ
ｃ 、Ｃ，、、Ｃ，・・・減結合キャパシタ２、・・・
負性抵抗インピーダンス ＣＩ・・・減結合キャパシタ Ｒ９・・・負荷 Ｃ２・・・減結合キャパシ
タＭ２・・・バイアス電圧併給点 Ｒ，・・・負荷 Ｃ６Δ５・・・整合回路手 続 補 正 書 平成 年 ２月１６日
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、インバータ段Ｐ＿１と周波数ｆ＿０の入力信号Ｅに
より制御されるスイッチＴ＿２とを具える１／２分周回
路を含む集積半導体装置において、前記インバータは同
調インピーダンスが設けられ且つ負性抵抗を構成するリ
アクタンス素子Ｚ＿ｆが設けられ発振器を構成するトラ
ンジスタＴ＿１を具え、且つ前記スイッチＴ＿２は前記
リアクタンス素子Ｚ＿ｆと並列に接続し、且つ前記スイ
ッチＴ＿２の投入時間τ＿０、充電されたトランジスタ
Ｔ＿１による遅延τ＿１及び前記リアクタンス素子の走
行時間τ＿２が次の３つの関係式：τ＿２＞τ＿０ １／２（τ＿０＋τ＿１）＜ｆ＿０＜１／（τ＿０＋τ
＿１）１／（τ＿１＋τ＿２）＜ｆ＿０ を満足するようにしたことを特徴とする集積半導体装置
。 ２、前記インバータ段はインバータトランジスタＴ＿１
のドレインとアースＭとの間に配置された負荷Ｒ＿１を
具え、マイクロ波出力端子Ｓをインバータトランジスタ
Ｔ＿１のドレインから取り出すようにしたことを特徴と
する特許請求の範囲１記載の装置。 ３、前記リアクタンス素子は前記インバータトランジス
タＴ＿１のゲートとドレイン間に接続された伝送線路で
あることを特徴とする特許請求の範囲２記載の装置。 ４、前記同調インピーダンスは伝送線路であることを特
徴とする特許請求の範囲３記載の装置。 ５、前記同調インピーダンスを構成するために、第１伝
送線路をインバータトランジスタＴ＿１のゲートとアー
スとの間に配置し、第２伝送線路をこのトランジスタの
ソースとアースとの間に配置し、且つ第３伝送線路をこ
のトランジスタのドレインとアースとの間に配置したこ
とを特徴とする特許請求の範囲４記載の装置。 ６、前記インバータ段はインバータトランジスタＴ＿１
のゲートとアースとの間に同調インピーダンスと直列に
配置されたキャパシタを有するバイアス手段を含んでい
ることを特徴とする特許請求の範囲５記載の装置。 ７、前記インバータトランジスタのドレインとアースと
の間に同調インピーダンスと直列にキャパシタも配置し
たことを特徴とする特許請求の範囲６記載の装置。 ８、前記インバータトランジスタのソースとアースとの
間にあって同調インピーダンスを構成する伝送線路と並
列にキャパシタを配置したことを特徴とする特許請求の
範囲７記載の装置。 ９、前記インバータトランジスタのゲートとドレインと
の間のリアクタンス素子と直列に減結合キャパシタを配
置したことを特徴とする特許請求の範囲８記載の装置。 １０、前記スイッチングトランジスタの制御電極を入力
信号Ｅの発生器に整合させるために、抵抗Ｒ＿Ｅをこの
制御電極とアースとの間に配置したことを特徴とする特
許請求の範囲９記載の装置。 １１、入力信号のない状態において出力端子に信号が残
存しないようにするために、スイッチングトランジスタ
Ｔ＿２の制御電極を抵抗Ｒ＿Ｅとキャパシタの直列接続
を経てアースに接続し、この抵抗Ｒ＿Ｅとキャパシタの
共通接続点にバイアス電圧を供給するようにしてあるこ
とを特徴とする特許請求の範囲１０記載の装置。 １２、前記インバータトランジスタＴ＿１と前記出力端
子Ｓとの間に電力整合回路を配置し、前記負荷抵抗Ｒ＿
１を出力端子Ｓとアースとの間に配置して回路の変換利
得が得られるようにしたことを特徴とする特許請求の範
囲１１記載の装置。 １３、砒化ガリウムから成るデプリーション型のＭＢＳ
ＦＥＴ又はＨＥＭＴと称されているタイプの電界効果ト
ランジスタを用いて基板上にモノリシック集積したこと
を特徴とする特許請求の範囲１〜１２の何れかに記載の
装置。 １４、インバータトランジスタＴ＿１のゲート幅がスイ
ッチングトランジスタＴ＿２のゲート幅より大きく、且
つこれらトランジスタのピンチオフ電圧Ｖ＿Ｔが−０．
６Ｖ程度であり、且つ回路の動作条件が次の関係式： Ｖ＿Ｅ（ｌｏｗ）＜−０．９Ｖ Ｖ＿Ｅ（ｈｉｇｈ）＞−０．３Ｖ ここに、Ｖ＿Ｅ（ｌｏｗ）は入力信号Ｅの低レベルＶ＿
Ｅ（ｈｉｇｈ）は入力信号Ｅの高レベルで表わされるこ
とを特徴とする特許請求の範囲１３記載の装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR8817495A FR2641426B1 (fr) | 1988-12-30 | 1988-12-30 | Dispositif semiconducteur integre incluant un diviseur de frequences pour applications hyperfrequences |
| FR8817495 | 1988-12-30 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02226902A true JPH02226902A (ja) | 1990-09-10 |
Family
ID=9373632
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1338794A Pending JPH02226902A (ja) | 1988-12-30 | 1989-12-28 | 集積半導体装置 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5089717A (ja) |
| EP (1) | EP0376388A1 (ja) |
| JP (1) | JPH02226902A (ja) |
| KR (1) | KR900011003A (ja) |
| FR (1) | FR2641426B1 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4150092B2 (ja) * | 1997-09-17 | 2008-09-17 | ソニー株式会社 | 分周回路およびデジタルｐｌｌ回路 |
| CN101441228B (zh) * | 2007-11-21 | 2011-02-02 | 中国科学院微电子研究所 | 单片集成的环形振荡器与分频器电路及其处理方法 |
Family Cites Families (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US2594336A (en) * | 1950-10-17 | 1952-04-29 | Bell Telephone Labor Inc | Electrical counter circuit |
| NL224465A (ja) * | 1953-04-30 | |||
| US3119983A (en) * | 1959-05-29 | 1964-01-28 | Ibm | Time pulse distributor |
| GB1288451A (ja) * | 1969-05-20 | 1972-09-13 | ||
| NL7001606A (ja) * | 1970-02-05 | 1971-08-09 | ||
| US3997796A (en) * | 1975-05-14 | 1976-12-14 | Ncr Corporation | High speed divide-by-two circuit |
| JPS58124304A (ja) * | 1982-01-20 | 1983-07-23 | Toshiba Corp | マイクロ波発振器 |
| FR2548487B1 (fr) * | 1983-06-29 | 1985-10-25 | Labo Electronique Physique | Diviseur de frequence par deux |
| US4638180A (en) * | 1984-03-09 | 1987-01-20 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Frequency divider circuits |
| DE3509327A1 (de) * | 1985-03-15 | 1986-09-25 | Telefunken electronic GmbH, 7100 Heilbronn | Dynamischer frequenzteiler mit mischstufe und verstaerker |
| US4621239A (en) * | 1985-03-29 | 1986-11-04 | Texas Instruments Incorporated | Gallium arsenide travelling-wave transistor oscillators for millimeter wave applications |
-
1988
- 1988-12-30 FR FR8817495A patent/FR2641426B1/fr not_active Expired - Lifetime
-
1989
- 1989-12-20 EP EP89203265A patent/EP0376388A1/fr not_active Withdrawn
- 1989-12-28 JP JP1338794A patent/JPH02226902A/ja active Pending
- 1989-12-30 KR KR1019890020300A patent/KR900011003A/ko not_active Application Discontinuation
-
1991
- 1991-05-16 US US07/711,551 patent/US5089717A/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| FR2641426B1 (fr) | 1991-03-15 |
| FR2641426A1 (fr) | 1990-07-06 |
| US5089717A (en) | 1992-02-18 |
| KR900011003A (ko) | 1990-07-11 |
| EP0376388A1 (fr) | 1990-07-04 |
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