JPH02219405A - 交流電車駆動装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の目的〕 （産業上の利用分野） 本発明は単相交流き電線から電力供給を受ける交流電車
駆動装置に関する。

（従来の技術） 第４図は、従来の交流電車駆動装置の構成図を示す。

図において、ＢＵＳは単相交流き電線、　Ｐ　ａｎｔは
集電器、ＶＣＢはしゃ断器、ＴＲは主変圧器、Ｌｓは交
流リアクトル、　ＣＯＮ■はＰＷＭ制御コンバータ、Ｃ
ｄは直流平滑コンデンサ、　ＩＮＶはＰＷＭ制御インバ
ータ、Ｍ８〜Ｍｎは交流電動機、ＷＨは車輪、ＩＳＯは
絶縁アンプ、ＡＶＲは電圧制御回路、ＳＰＣは速度制御
回路、ＡＣＲｌ。

ＡＣＲ，は電流制御回路、　ＰＷＭｉ、ＰＷＭ、はパル
ス幅変調制御回路である。

コンバータＣ０ＮＶは、平滑コンデンサｃｄに印加され
る直流電圧ｖｄがほぼ一定になるように、入力電流Ｉｓ
を制御する。このとき入力電流Ｉｓは電源電圧Ｖ５と同
相の正弦波に制御され、　その結果、入力力率は常に１
で、しかも入力電流に含まれる高調波成分がきわめて小
さい運転が可能となる。

インバータＩＮＶは、平滑コンデンサｃｄを直流電圧源
として、可変電圧可変周波数の交流電力を複数台の交流
電動機（誘導電動機）Ｍ１〜Ｍｎに供給する。このイン
バータＩＮＶもパルス幅変調制御され、その結果、３相
出力電流工υｓ　ＩＶｔ　ＩＷは正弦波電流となり、ト
ルク脈動の少ない運転を達成している。

（発明が解決しようとする課題） 上記従来の交流電車駆動装置には次のような問題点があ
る。

すなわち、ＰＷＭ制御コンバータＣ０ＮＶ及びＰＷＭ制
御コンバータＩＮＶは自己消弧素子（例えばゲートター
ンオフサイリスタＧＴＯ等）で構成しなければならず、
装置が高価なものとなってしまう、また、入力電流１．
や出力電流工υｅＩＶｔＩＷを歪みの少ない正弦波に制
御しようとする場合、前記コンバータやインバータのＰ
ＷＭ制御の搬送波周波数を高くとらなければならず、そ
の分、素子のスイッチング損失や、スナバ回路損失の増
大を招くことになる。実際の大容量の変換器（コンバー
タやインバータ）を構成するＧＴＯ素子のスイッチング
周波数は高々数百Ｈｚが限度であり、そのため入力電流
１．や出力電流工い　ＩＶｔ　ＩＩＩの波形歪みはかな
り大きな値となってしまう。

入力電流１．の波形歪みは高調波電流となって。

通信線等への誘導障害をひき起こす、また、出力電流の
波形歪みは電動機にトルク脈動を発生させ、電車の乗り
心地を悪くする。

また、ＧＴＰ等の自己消弧素子は一般に過負荷耐量が小
さく、過電流等により素子が破壊する危険性が大きい、
いきおい、余裕度を大きくして設計せざるを得ず、装置
の重量寸法が大きくなってしまう欠点があった。

本発明は、以上の問題点に鑑みてなされたもので、信頼
性が高く、高性能な交流電車駆動装置を提供することを
目的とする。

〔発明の構成〕

（課題を解決するための手段） 以上の目的を達成するために１本発明は、単相交流き電
線と、当該き電線から集電器を介して電力供給を受ける
主変圧器と、当該主変圧器に出力側端子が接続された第
１のサイクロコンバータと、当該第１のサイクロコンバ
ータの入力側端子に接続された高周波進相コンデンサと
、当該高周波進相コンデンサに入力側端子が接続された
第２のサイクロコンバータと、当該第２のサイクロコン
バータの出力側端子に接続された直流平滑コンデンサと
、前記高周波進相コンデンサに入力側端子が接続された
第３のサイクロコンバータと、当該第３のサイクロコン
バータの出力側端子に接続された交流電動機とを具備し
ている。

（作用） 第１のサイクロコンバータは、直流平滑コンデンサに印
加される直流電圧がほぼ一定になるように、交流き電線
から供給される入力電流を制御する。入力電流は、電源
電圧と同相の正弦波に制御され、入力力率＝１で、入力
電流の高調波成分が少ない状態で運転される。また、第
２のサイクロコンバータは、高周波進相コンデンサに印
加される電圧の波高値がほぼ一定になるように前記直流
平滑コンデンサから供給される電流を制御する。

さらに第３のサイクロコンバータは、高周波進相コンデ
ンサを電圧源として、交流電動機に可変電圧可変周波数
の電力を供給する。その出力電流は低速から高速まで正
弦波に制御され、トルク脈動のほとんどない運転ができ
る。３台のサイクロコンバータは、前記高周波コンデン
サに印加される電圧を利用して自然転流する。従って、
素子としては、高速サイリスタを用いればよく、過負荷
耐量が大きく、大容量化も容易に達成できる。

交流電車では、電源が単相で、負荷が３相となり、単相
電力の変動を吸収するエネルギー蓄積要素が必要となる
。本発明では、直流平滑コンデンサがその役目を担って
いる。すなわち、当該電力変動分に見合った有効電力を
第２のサイクロコンバータを介して、前記直流平滑コン
デンサから供給し、高周波進相コンデンサに出入りする
有効電力がつり合うようにして、当該高周波電源の電圧
の安定化を図っている。これにより、転流失敗のない信
頼性の高い交流電車駆動装置を提供できる。

（実施例） 第１図は、本発明の交流電車駆動装置の実施例を示す構
成図である。

図中、ＢＵＳは単相交流き断線、　　Ｐａｎｔは集電器
、ＶＣＢはしゃ断器、ＴＲは主変圧器、　Ｌｓは交流リ
アクトル、ＣＧ−１は第１のサイクロコンバータ、ＣＡ
Ｐ、、ＣＡＰ１〜ＣＡＰ、は高周波進相コンデンサ、Ｈ
ＴＲは高周波トランス、ＣＣ−２は第２のサイクロコン
バータ、　Ｌｄは直流リアクトル、ｃｄは直流平滑コン
デンサ、　　ＣＧ−３は第３のサイクロコンバータ、Ｍ
は交流電動機、ＷＨは車輪、ＲＦＣは整流器、ＳＷはス
イッチ回路である。

第１のサイクロコンバータＣＣ−１は正群コンバータｓ
　ｐｌ、負群コンバータＳＮ□及び直流リアクトルＬ６
１１　Ｌ６２から構成されている。

第２のサイクロコンバータＣＣ−２も同様に。

正群コンバータｓ　ｐ、、負群コンバータＳＮ、及び直
流リアクトルし。３．Ｌｇ４から構成されている。

第３のサイクロコンバータＣＣ−３は、他励コンバータ
ＳＳ１〜ＳＳ３と直流リアクトルＬ、〜Ｌ３で構成され
ている。

また、制御回路として、電流検出器ＣＴ□〜ＣＴい電圧
検出器ＰＴ、、速度検出器ＰＧ、　！１電流路り、電圧
制御回路ＡＶＲ，，ＡＶＲ１，速度制御回路ｓｐｃ、電
流制御回路ＡＣＲ１〜ＡＣＲ，。

位相制御回路ＰＨＣ，〜ＰＨＣ，、外部発振器○ｓｃが
用意されている。

まず、起動動作を簡単に説明する。

最初、しゃ断器ＶＣＢを投入し、主変圧器ＴＲの３次巻
線Ｗ、から低圧の電圧を得る。その電圧を整流器ＲＦＣ
で直流に変換し、スイッチＳＷを介して、直流平滑コン
デンサＣｄを充電する。このときの直流電圧Ｖａは例え
ば、定格電圧の１０％程度に充電される。　この低圧の
直流電源ｖｄを用いて、第２のサイクロコンバータＣＣ
−２を動作させることにより、高周波進相コンデンサＣ
ＡＰ。

の電圧を確立させる。

［１１：Ｍ’デンｆＣＡＰ、＋７１電圧Ｖａｐ　Ｖｂｙ
　Ｖｃを確立させるための起動動作及び電圧確立後、当
該電圧Ｖａｔ　Ｖｂｔ　Ｖｏの周波数と位相が外部発振
器Ｏｓｃから位相制御回路ＣＡＰ、に与えられる３相基
準信号ｅａ、”ｂｙ　６ｃの周波数と位相に一致する動
作の説明は、特願昭６１−１６５０２８号等に詳しく記
載されているので、それらを参照されたい。

起動時、直流電圧ｖｄは低電圧であるので、直流リアク
トルＬｄに制限されて、直流電流Ｉｄは徐々に立上り、
突入電流が流れることなく、高周波電圧ｖａｔ　ｖｂ、
ｖＣを確立されることができる。

また、ｖｄは低電圧であるが、上記高周波電圧ｖａ。

Ｖ　ｂ　＊　Ｖ　ｔの波高値ｖｃａｐは、当該直流電圧
Ｖｄよりも高い値に充電することが可能である。

次に、　この高周波電圧の波高値ｖｃａｐを第２のサイ
クロコンバータＣＣ−２によって制御する動作を説明す
る。直流電圧ＶＣｔは低圧のままとする。

電圧検出器ＰＨＨにより、高周波進相コンデンサＣＡ　
Ｐ　、　ｋ：印加される３相電圧Ｖ　ａ　ｍ　Ｖ　ｂ　
ｔ　Ｖ　ｃを検出し、整流回路りを介して電圧波高値Ｖ
ｃａｐを求める。

電圧制御回路ＡＶＲ，により、上記電圧検出値ｖ　ｃａ
ｐとその指令値ｖ　ｃａｐを比較し、その偏差εｖ２＝
ｖｃａＰ−ｖｃａＰを増幅あるいは積分し、直流電流指
令値Ｉｄとする。

電流検出器ＣＴ、により直流電流Ｉｄを検出し、直流電
流制御回路ＡＣＲ，に入力する。

ＡＣＲ，では、直流電流指令値Ｉｄと検出値Ｉｄを比較
し、その偏差ε、＝■ｄ　Ｉｄを増幅して。

位相制御入力信号Ｖα２を求める。

ＣＣ−２の正群コンバータＳＰ、の出力電圧ｖＰ２は、
−？α２に比例した値となり、負群コンバータＳＮ、の
出力電圧ＶＮｚはＶｃ２に比例した値となる。

Ｉ　ａ＞　Ｉ　ｄのとき、偏差ε工２は正の値となリサ
α２を増加させる。故に、Ｖｐ、は図の矢印と反対向き
に増加し、ｖＮ３は矢印の向きに増加する。その結果、
直流電流Ｉｄが増加し、最終的にＩａ＃Ｉ（ｌとなって
落ち着く、逆にＩ　ｄ＜　Ｉ　ｄとなった場合、ジα２
は負の値となり、ＶＰＩは矢印の向きに■Ｎ２は矢印と
反対向きに増大し、直流電流Ｉｄを減少させる。故に、
Ｉｄ″ｒ１．ｉとなるように制御される。

そこで、ｖ　ｃａｐ＞　ｖ　ｃａｐとなった場合を考え
る。

偏差εＶ、は正の値となり、直流電流指令値Ｉｄを増加
させる。故に、実際の直流電流Ｉｄも増加し、直流電圧
源Ｃｄから供給される電力Ｐｄ＝Ｖｄ・Ｉｄが増加する
。この結果、高周波進相コンデンサＣＡＰ、の蓄積エネ
ルギーが増大し、電圧波高値ＶｅａＰは徐々に増加し、
最終的にｖｃａｐ句ｖｃａｐとなって落ち着く、直流電
圧源ｃｄから供給される電力Ｐｄから回路損失分Ｐ　Ｌ
Ｏ３１９を引き算し、その積分値によってＶＣａＰは増
大するので、Ｖ　ｃａｐ＞　Ｖ　ｄとすることができる
。

ｖｃａＰ＜ｖｃａＰとなった場合、直流電流Ｉｄは減少
し、Ｐａ＜ＰＬｏｓｓとなり、進相コンデンサＣＡＰ０
の蓄積エネルギーが減少し、電圧波高値ｖ　ｃａｐも徐
々に滅する。やはり、Ｖ　ｃａｐ　＜　Ｖ　ｃａｐとな
って落ち着く。

以上のようにして、第２のサイクロコンバータＣＣ−２
によって、ｖ　ｃａｐ　４　ｖ　ｃａｐの制御が行われ
確立し、その波高値ＶＣａＦも指令値ｖ　ｃａｐによっ
て定格値まで立上げられる。この状態から、第１のサイ
クロコンバータＣＣ−１を動作させ、前記直流平滑コン
デンサＣｄの電圧Ｖｄを、その指令値ｖｄに従って、定
格値まで上昇させる動作を次に説明する。なお、高周波
電圧ｖａｊ　Ｖｂｅ　ｖ、が確立した後は、第１及び第
２のサイクロコンバータＣＣ−１，ＣＣ−２は共に、当
該電圧Ｖ　ａ　ｔ　Ｖ　ｂ　ｖｖｏを利用して自然転流
する。

直流電圧制御回路ＡＶＲ，により、平滑コンデンサｃｄ
に印加される電圧の検出値Ｖｄと、その指令値ＶＣｔを
比較し、　その偏差εＶ工＝Ｖｄ−ｖｄを増幅あるいは
積分し、入力電流指令の波高値ｌ８１１を求め、電源電
圧ｖｓ＝ｖｓｌｌ−８ｉｎωｔに同期した単位正弦波ｓ
ｉｎωｔを掛は合わせて、入力電流指令値Ｉｓを求める
。

工ｓ＝　Ｉ５＠・ｓｉｎωｔ　　　　　　　　　　−■
る。

このようにして、高周波電圧ｖ２１．　Ｖｂｅ　Ｖ、が
一方、電流検出器ＣＴ工により、入力電流Ｉｓを検出し
、入力電流制御回路ＡＣＲ工に入力する。

入力電流制御回路ＡＣＲ，では、入力電流検出値Ｉｓと
、前記入力電流検出値工ｓを比較し、その偏差ｉ工□＝
Ｉｓ−Ｉｓを増幅して、ＣＧ−１の位相制御回路ＰＨＣ
工に入力する。その値をＶα１とした場合、　ＣＧ−１
の正群コンバータＳＰ１の出力電圧ＶＰｚは−Ｖα□に
比例した電圧となり、負群コンバータＳＮ１の出力電圧
ＶＮＬはＶα、に比例した電圧となる。

ｌ５）Ｉｓのとき、　偏差εＩ工は正の値となり、Ｖα
、を増加させる。故に、ｖＰｏは図の矢印と反対向きに
増加し、ＶＮ工は矢印の向きに増加する。その結果、入
力電流Ｉｓが増加し、　Ｉｓ”＝Ｉｓとなるように制御
される。逆にＩｓ＜Ｉｓとなった場合。

？ｒｆｆｔは負の値となり、ｖｐ□は矢印の向きに、Ｖ
Ｎ２は矢印と反対向きに増大し、入力電流Ｉｓを減させ
て、やはり、Ｉｓ’＝Ｉｓとなって落ち着＜　ａ　　Ｉ
　ｓを０式のように正弦波状に変化させた場合、実電流
Ｉｓもそれに従って正弦波に制御される。

入力電流１．は常に電源電圧Ｖ、と同相の正弦波に制御
され、その波高値ｌ５ＩＩだけが変化する。

ＩＳＩｍが正のときは交流き電線ＢＵＳから電力が供給
され、ｌ５ｌｅが負のときは、ＢＵＳに向って電力が回
生される。入力力率は常に１となり、高調波成分の少な
い入力電流となる。

ここで、ｖｄ＞ｖｄとした場合、偏差εＶ□は正の値と
なり、入力電流指令の波高値ｌ５ＩＩを増加させる。故
に、実電流Ｉｓの波高値ｌ５Ｉ１１も正の値で増加し、
交流き電線ＢＵＳから、次式で示、される有効電力ｐｓ
が供給される。

Ｐ、＝Ｖｓ・　工。

＝Ｖｓｍ−ｓｉｎωｔＸｔｓ＠−５ｉｎωｔ■の右辺第
１項は定常分、第２項は単相電力の変動分となる。ここ
では、まず、定常分について説明を行い、後に変動分に
ついて説明する。

入力電流１．の波高値ｌ５ｌｅが増加することにより、
有効電力Ｐｓが増加し、　それによって、高周波進相コ
ンデンサＣＡＰ、蓄積エネルギーすなわち、電圧波高値
ｖ　ｃａｐが上昇する。故にＶｃａｐ＞ｖｃａＰとなり
、第２のサイクロコンバータＣＣ−２によって、直流電
流Ｉｄを負の値にする。その結果、直流平滑コンデンサ
ｃｄに電力ｐｄが回生され、直流電圧Ｖｄを上昇させる
。ｖｄが整流器ＲＥＣの整流電圧より高くなると、当該
整流器ＲＥＣはオフ状態となり、主変圧器ＴＲの第３巻
線Ｗ３からの電力供給はなくなる。

さらに入力電流１．を供給し続けるとｖｄ＝ｖｄとなる
まで上昇し、定格電圧まで立上げることができる。

逆に、ｖｄくｖｄとなった場合、偏差ｆｆ１Ｖ１は負の
値となり、入力電流波高値ｌ５ＩＩを負の値にする。

その結果、有効電力Ｐｓが単相電源ＢＵＳに回生され、
　Ｖｃａｐが低下し、Ｉｄが増加して、直流平滑コンデ
ンサｃｄの蓄積エネルギーを減らす、故にｖｄが減少し
、最終的にＶａ’＝Ｖｄとなって落ち着く、なお、高周
波電圧波高値Ｖｅａｐは、過渡的に変化するが、第２サ
イクロコンバータＣＣ−２によって、常にｖｃａｐ″：
Ｖｃａｐとなるように制御されることは言うまでもない
。

次に、第３のサイクロコンバータＣＣ−３の制御動作を
説明する。

第３のサイクロコンバータＣＣ−３は、Δ結線形循環電
流式サイクロコンバータで、前記高周波進相コンデンサ
ＣＡＰ、を電圧源として自然転流するもので、交流電動
機Ｍに可変電圧可変周波数の３相電力を供給する。

なお、ＣＣ−３を構成する他励コンバータＳ８１〜ＳＳ
、は入力側端子が高周波トランスＨＴＲによって絶縁さ
れており、当該入力側端子には、高周波進相コンデンサ
ＣＡＰ１〜ＣＡＰ、が接続されている。

進相コンデンサＣＡＰ、〜ＣＡＰ、は、サイクロコンバ
ータＣＣ−３がとる遅れ無効電力分を補償するもので、
原理的には元の高周波進相コンデンサＣＡＰ、と一括し
て設置しても同じである。このように、進相コンデンサ
ＣＡＰＬ−ＣＡＰ、に分割して接続することにより、高
周波トランスＨＴＲの容量が低減され、かつ、軽負荷時
の運転効率が向上する利点がある。

まず、速度検出器ＰＧにより、電動機Ｍの回転速度ω１
を検出する。

速度制御回路ＳＰＣにより、上記速度検出値ω、と速度
指令値ω１を比較し、その偏差εＮ＝ω、−ω１に応じ
た負荷電流制御回路υｅ　ＩＶｔ　ｘｖを出力する。

電流検出器ＣＴ３〜ＣＴｓにより、負荷電流工υ。

ＩＶｐ　Ｉｖを検出し、負荷電流制御回路ＡＣＲ，によ
り、上記各相負荷電流指令値工υｙ　ＩＶｐ　１．、と
各々比較し、その偏差を増幅して、第３のサイクロコン
バータＣＣ−３の位相制御回路ＰＨＣ，に入力信号Ｖａ
ｚ　ＣＶｃｔｕｅ　Ｐａｖｅ　ｆｃｌｙ）を入力する。

Δ結線サイクロコンバータの負荷電流制御法については
、特願昭５８−１４６５５６及び特願昭５８−．１４６
５５７等に詳しく記載されているのでそれらを参照され
たい。

第３のサイクロコンバータＣＣ−３の循環電流工。、は
一定値に制御してもよいが、高周波側の無効電力Ｑｃｅ
ａ　が常に一定になるように制御した方が、よりよい結
果をもたらす。すなわち、高周波進相コンデンサＣＡＰ
工〜ＣＡＰ３がとる進み無効電力Ｑｃａｐａとサイクコ
ンバータＣＣ−３がとる遅れ無効電力Ｑｃｃ３　が等し
くなるように循環電流工。、を制御することにより１元
の高周波進相コンデンサＣＡＰ、に出入りする無効電力
分（Ｑｅａ□Ｑｃ。、）がなくなり、その分高周波電圧
ｖａ、ｖｂ。

ｖｏが安定化される。

以上、３台のサイクロコンバータＣＣ−１〜ＣＣ−３（
７１位相制御回路ＰＨＣ１〜ＰＨＣ，には、１つの外部
発振器Ｏ８０から与えられる同一の位相基準信号ｅａｔ
　ｅｂｖ　ｅＱが用いられる。高周波進相コンデンサＣ
ＡＰ、及びＣＡＰ１〜ＣＡＰ３に印加される電圧Ｖａｎ
　Ｖｂｔ　Ｖｃの周波数と位相は、上記基準信号ｅａｔ
　ｅｂｖ　ｅｃに一致するようになる。

さて、このような交流電車駆動装置では、交流き電線が
単相であるため、入力の有効電力Ｐ、ｇは■式右辺第２
項のような変動分を含むのに対し。

出力の有効電力ＰＬは３相平衡負荷であるため一定とな
る。第１図の装置では、上記単相電力の変動分を直流平
滑コンデンサＣｄに吸収させることにより、高周波進相
コンデンサＣＡＰ、に印加される電圧ｖａ、Ｖｂ、ｖｃ
の安定化を図っている。

第２図は第１図の装置の各部の電圧、電流及び電力の波
形を示すもので、Ｖｓは単相電源電圧、１、は入力電流
、Ｐｓは入力電力、　ＰＬは負荷の電力、ＶＣｔは直流
電圧、Ｉｄは直流電流を表わす。

入力電流Ｉｇは電源電圧Ｖｓと同相の正弦波に制御され
、入力力率＝１で高調波の少ない電流となる。

入力電力ｐｓ＝ｖａ・１．は電源周波数ｆ８の２倍の周
波数で変化する。その平均値Ｐ８は、負荷電力ＰＬに略
一致する。

高周波コンデンサＣＡＰ、（ＣＡＰ工〜ＣＡＰ、を含む
以下同じ）には、入力電力Ｐｓと負荷電力ＰＬの差分が
出入りし、その結果高周波電圧の波高値ｖ　ｃａｐが変
化しようとする。　しかし、第２のサイクロコンバータ
ＣＣ−２によって、Ｖ　ｃａｐ　４　Ｖ　ｃａｐ＝一定
になるように直流電流Ｉｄを制御しているため、高周波
電圧ＶｅａＰはほぼ一定に保たれる。

故に、今度は、直流平滑コンデンサＣａに上記電力の差
分ｐｇ　　ＰＬが出入り、直流電圧Ｖｄが変動するよう
になる。しかし、直流平滑コンデンサｃｄのエネルギー
蓄積容量を増やすことは容易であるので、前記単相電源
に伴なう有効電力の変動分を吸収するだけのコンデンサ
容量を用意することにより、直流電圧Ｖｄの変動を小さ
く抑えることができる。なお、Ｖｄの多少の変動は、実
害がないので、従来装置で用意される直流コンデンサの
容量よりかなり小さいもので済む。

ここで、上記のように高周波電圧ｖ　ｃａｐの変化を待
って直流電流Ｉｄを制御していたのでは、制御遅れ等に
より、　当該高周波電圧ｖ　ｃａｐが多少なりとも変動
するのを避けられない。

第３図は第１図の装置の第１及び第２のサイクロコンバ
ータの制御回路部の他の実施例を示す構成図である。

図中、０１〜Ｃ４は比較器、Ａ１〜Ａ、は加算器、ＭＬ
は乗算器、　Ｇｖｌは直流電圧制御補償要素、Ｇ、□は
入力電流制御補償要素、ＧＶ２は高周波電圧波高値制御
補償要素、ＧＩ２は直流電流制御補償要素、ＰＨＣｌ、
ＰＨＣ，は各々第１及び第２のサイクロコンバータの位
相制御回路、０３゜は外部発振器、Ｋ１．　Ｋ、は比例
演算器である。

第１図の制御回路と異なる点は、まず、高周波電圧制御
回路ＡＶＲ２（比較器Ｃ１十補償要素Ｇｖ２に対応）の
出力と比例演算器に２の出力信号Ｉｄｓを加算器Ａ、に
よって加えて、直流電流の指令値Ｉｄを与えている点で
ある。

すなわち、電動機Ｍがとる有効電力ＰＬと電源から供給
される入力電力Ｐｓを検出し、加算器Ａ５に入力し、Ｐ
Ｌ−Ｐｓの演算を行い、比例演算器に□を介して、直流
電流指令値Ｉｄａとする。

ように直流電流Ｉｄが変化し、単相電力の変動分ｐＬ−
ｐｓをただちに打ち消すように流れる。この結果、高周
波電圧ｖ　ｃａｐの変動はなくなり、ｖ　ｃａｐ４ｖｃ
ａ、となる、いいかえると電力の差分、ＰＬ−Ｐｓに応
じて前向きに直流電流Ｉｄを制御し、高周波電圧ＶＣａ
Ｐの変動を抑えているのである。

第１図の制御回路に対して、第３図の制御回路では、ま
た、次の点を改良している。

すなわち、負荷がとる有効電力ＰＬを検出し。

比例演算器に１を介して、加算器Ａ１に入力し、直流電
圧制御回路ＡＶＲ１（比較器Ｃユと補償要素Ｇｖ１に対
応）の出力に加えることにより、入力電流指令の波高値
ｌ５ＩＩを与えている。　Ｋ１の出力Ｉ　５１１１１は
、次式のように求められる。

加算器Ａ、は、高周波電圧制御補償要素ＧＶｚの出力信
号と上記Ｉｄｏ　を加えて直流電流指令値Ｉｄとしてい
る。

ＶｅｌＰ幻ＶＣａＰとして、Ｇｖ、の出力信号は十分小
さいものとすると、Ｉ　ｄ”Ｆ　Ｉ　ｄｏとなり、第２
図のただし、Ｖ８ｍは電源電圧の波高値 この結果、負荷電力ＰＬが急変した場合、ただちに、交
流き電線ＢＵＳから、有効電力ｐｓ（平均値）が供給さ
れ、しかも ＰＢ　＝　　ｖＳ”　””　　＝ＰＬ　　　・＝（！；
）となって、高周波コンデンサＣＡＰの印加電圧ｖ　ｃ
ａｐを変動させないように制御することが可能となる。

なお、第３図おいて、加算器Ａ２に加えられる信号Ｅ８
は電源電圧ｖＳ分を補償し、又、加算器Ａ４に加えられ
る信号Ｅｄは直流電圧７６分を補償するためのものであ
る。

以上、３台のサイクロコンバータＣＣ−１〜ＣＧ−３は
、制御相数６相で説明したが、１２相あるいは他の制御
相数でも同様に適用できることはいうまでもない。また
、第１及び第２のサイクロコンバータでは、正群及び負
群コンバータを各々高周波側を高周波トランスＨＴＲに
よって絶縁することも考えられる。その場合、ＨＴＲの
巻線数は増えるが、直流リアクトルＬ　＋１　Ｌ〜Ｌ　
６４の容量が低減できる利点がある。また、増加したＨ
ＴＲの巻線毎に高周波コンデンサを分割して接続すれば
、当該高周波トランスＨＴＲの容量を低減させる効果が
ある。

〔発明の効果〕

以上のように本発明の交流電車駆動装置によれば、変換
器は全て自然転流動作となり、高価な自己消弧素子を使
用しなくて済むようになる。又、自然転流であるため、
信頼性が高く、事故が発生した場合でも過負荷耐量が大
きいため保護が容易となり、素子破壊に到る前に処置で
きる利点がある。特に大容量の変換器を必要とする交流
電車駆動装置においてその効果は大となる。

又、入力電流は電源電圧と同相の正弦波に制御されるの
で、入力力率は常に１に保持され、高調波の少ないシス
テムとなる。

さらに、交流電動機には出力周波数０〜数百Ｈｚまで正
弦波電流を供給することが可能となりトルク脈動のない
駆動装置となる。

すなわち、高周波電圧の周波数を１　ｋ　Ｈｚとした場
合、制御相数６相のサイクロコンバータでは、６ＫＨｚ
のパルス幅変調制御を行ったときと同等の出力波形が得
られ、入力電流Ｉｓ及び出力電流工。ｅ　ＩＶ＋　工ｖ
を歪みの少ない正弦波電流に制御することができる。

また、高周波電圧の周波数をさらに高くすることにより
、高周波コンデンサ、高周波トランス及び直流リアクト
ル等の重量寸法を小さくすることが可能となり、小形軽
量で高性能の交流電車駆動装置を提供することが可能と
なる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の交流電車駆動装置の実施例を示す構成
図、第２図は第１図の装置の動作を説明するためのタイ
ムチャート図、第３図は第１図の装置の制御回路の一部
の他の実施例を示す構成図、第４図は従来の交流電車駆
動装置の構成図である。 ＢＵＳ・・・単相交流き電線　ＶＣＢ・・・しゃ断器Ｐ
　ａｎｔ・・・集電器　　　ＷＨ・・・車輪ＴＲ・・・
主変圧器 ＣＧ−１・・・第１のサイクロコンバータＣＧ−２・・
・第２のサイクロコンバータＣＣ−３・・・第３のサイ
クロコンバータＣＡＰ、、ＣＡＰ、〜ＣＡＰ。 ・・・高周波進相コンデンサ ＨＴＲ・・・高周波トランス　　Ｍ・・・交流電動機Ｃ
ｄ・・・直流平滑コンデンサ Ｌｓ・・・交流リアクトル Ｌｄｔ　Ｌ、１〜Ｌ、４．Ｌ１〜Ｌ、・・・直流リアク
トルＲＦＣ・・・整流器　　　ＳＷ・・・スイッチ回路
ＣＴ□〜ＣＴｓ・・・電流検出器 ＰＴ「・・電圧検出器　Ｄ・・・整流回路ＰＧ・・・速
度検出器 ＡＶＲｌ、ＡＶＲ，・・・電圧制御回路ｓｐｃ・・・速
度制御回路 ＡＣＲ，〜ＡＣＲ，・・・電流制御回路ＰＨＣ，〜ＰＨ
Ｃ，・・・位相制御回路０５゜・・・外部発振器 代理人　弁理士　則　近　憲　佑 同　　第子丸　健 第 図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 単相交流き電線と、このき電線から集電器を介して電力
   供給を受ける主変圧器と、この主変圧器に出力側端子が
   接続された第１のサイクロコンバータと、この第１のサ
   イクロコンバータの入力側端子に接続された高周波進相
   コンデンサと、この高周波進相コンデンサに入力側端子
   が接続された第２のサイクロコンバータと、この第２の
   サイクロコンバータの出力側端子に接続された直流平滑
   コンデンサと、前記高周波進相コンデンサに入力側端子
   が接続された第３のサイクロコンバータと、この第３の
   サイクロコンバータの出力側端子に接続された交流電動
   機とを具備してなる交流電車駆動装置。