JPH02211701A - 分波器 - Google Patents
分波器Info
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- JPH02211701A JPH02211701A JP1031117A JP3111789A JPH02211701A JP H02211701 A JPH02211701 A JP H02211701A JP 1031117 A JP1031117 A JP 1031117A JP 3111789 A JP3111789 A JP 3111789A JP H02211701 A JPH02211701 A JP H02211701A
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- PNEYBMLMFCGWSK-UHFFFAOYSA-N aluminium oxide Inorganic materials [O-2].[O-2].[O-2].[Al+3].[Al+3] PNEYBMLMFCGWSK-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 2
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
本発明は異なる周波数の信号を分波又は合波する分波器
に関し、例えば、自動車電話、携帯電話などに用いるこ
とができる。
に関し、例えば、自動車電話、携帯電話などに用いるこ
とができる。
（従来の技術）
従来より、自動電話装置等に使用する、分波器に用いる
、送信用フィルタ及び受信用フィルタは、誘電体フィル
タのみにて実現する方法、又はＳへＩｆフィルり（Ｓｕ
ｒｆａｃｅ Ａｃｏｕｓｔｉｃ Ｗａｖｅ Ｆｉｌｔｅ
ｒ）にて実現する方法が提案されている。
、送信用フィルタ及び受信用フィルタは、誘電体フィル
タのみにて実現する方法、又はＳへＩｆフィルり（Ｓｕ
ｒｆａｃｅ Ａｃｏｕｓｔｉｃ Ｗａｖｅ Ｆｉｌｔｅ
ｒ）にて実現する方法が提案されている。
前者の誘電体フィルタを用いた分波器は、誘電体共振器
が有する特徴である無負荷Ｑが大きい、周波数温度特性
が優れている等の理由により自動車電話装置用分波器に
多用されている。
が有する特徴である無負荷Ｑが大きい、周波数温度特性
が優れている等の理由により自動車電話装置用分波器に
多用されている。
このような誘電体共振器を用いた誘電体フィルタによる
分波器として特願昭６２−２１５０４７が本出願人より
提案されている。これを第２図により説明する。
分波器として特願昭６２−２１５０４７が本出願人より
提案されている。これを第２図により説明する。
第２図は誘電体フィルタにより実現した従来の分波器の
構成図を示す。第２図（Ａ）は、分波器の斜視図、第２
図（Ｂ）はその分波器の裏面斜視図である。
構成図を示す。第２図（Ａ）は、分波器の斜視図、第２
図（Ｂ）はその分波器の裏面斜視図である。
この分波器は、アルミナ、ガラエボ等の絶縁性基板２０
を具え、その基板２０の上面および下面には厚膜印刷や
メツキ処理等によって複数個の入出力端子パターン２１
とアースパターン２２とが形成されている。
を具え、その基板２０の上面および下面には厚膜印刷や
メツキ処理等によって複数個の入出力端子パターン２１
とアースパターン２２とが形成されている。
基板２０の上下面に設けられた複数個の入出カバターン
２１は、上下面接続用のスルーホールによって相互に接
続されている。基板２０の上面には、中心周波数の異な
る２個の誘電体フィルタ２６−１゜２６−２が直接搭載
されている。この誘電体フィルタ２６−１．２６−２は
例えば本願出願人が先に出願した特願昭５９−２０１４
５５の明細書に記載されているように、均質で単体の誘
電体からなるブロック本体と、このブロック本体内に所
定間隔で埋設された円柱状の中心導体から成る複数個の
共振器を有する。誘電体ブーツクの一側面には中心導体
に接続された複数個の周波数調整パターン２７がもうけ
られ、周波数調整パターンとこれに隣接する周波数調整
パターンの間には、それらと成るギャップで設けられた
結合量調整パターン２８とを有する。各両側端には、入
出力端子に接続するためのパターンが備えられている。
２１は、上下面接続用のスルーホールによって相互に接
続されている。基板２０の上面には、中心周波数の異な
る２個の誘電体フィルタ２６−１゜２６−２が直接搭載
されている。この誘電体フィルタ２６−１．２６−２は
例えば本願出願人が先に出願した特願昭５９−２０１４
５５の明細書に記載されているように、均質で単体の誘
電体からなるブロック本体と、このブロック本体内に所
定間隔で埋設された円柱状の中心導体から成る複数個の
共振器を有する。誘電体ブーツクの一側面には中心導体
に接続された複数個の周波数調整パターン２７がもうけ
られ、周波数調整パターンとこれに隣接する周波数調整
パターンの間には、それらと成るギャップで設けられた
結合量調整パターン２８とを有する。各両側端には、入
出力端子に接続するためのパターンが備えられている。
ここで各誘電体共Ｓ器間の距離及び周波数調整パターン
と結合量調整パターンのギャップは、フィルタを実現す
るために必要な結合度を得るために設定されている。こ
の結合度は結合量調整パターンにより微細調整される。
と結合量調整パターンのギャップは、フィルタを実現す
るために必要な結合度を得るために設定されている。こ
の結合度は結合量調整パターンにより微細調整される。
更に、基板２０の裏面には微細な線路からなるインダク
タを形成する。つまり、２９，３０．３１は分波回路の
分布定数線路に代わるインダクターＩＡＲ＋ＬＲＥ、
ＬＲアである。
タを形成する。つまり、２９，３０．３１は分波回路の
分布定数線路に代わるインダクターＩＡＲ＋ＬＲＥ、
ＬＲアである。
この第２図に示される分波器は、例えば、米国ＡＭＰＳ
方式自動車電話機用分波器で中心周波数（ｆＯ）が８３
５ＭＨｚ、通過帯域幅Ｂｗが８２５〜８４５ （ＭＨｚ
）の送信用フィルタ２Ｂ−１，ｆ ｏ−８８０（ＭＨｚ
）、ＢＷ−８７０〜８９０（ＭＨｚ）の受信用フィルタ
２６−２と分波回路で構成されている。
方式自動車電話機用分波器で中心周波数（ｆＯ）が８３
５ＭＨｚ、通過帯域幅Ｂｗが８２５〜８４５ （ＭＨｚ
）の送信用フィルタ２Ｂ−１，ｆ ｏ−８８０（ＭＨｚ
）、ＢＷ−８７０〜８９０（ＭＨｚ）の受信用フィルタ
２６−２と分波回路で構成されている。
一方、従来の別の技術である５ＡＷ（ＳｕｒｆａｃｅＡ
ｃａｕｓｔｉｃ Ｗａｖｅ）フィルタを第３図に示す。
ｃａｕｓｔｉｃ Ｗａｖｅ）フィルタを第３図に示す。
５ＡＩｆフイルタは第３図に示すように、−枚の圧電基
板１２０の上にすだれ状電極が設けられている。この電
極は蒸着あるいは、スパッタ等により作成される場合も
ある。
板１２０の上にすだれ状電極が設けられている。この電
極は蒸着あるいは、スパッタ等により作成される場合も
ある。
このＳＡＷフィルタの動作原理は、電気信号入力端子１
００−１０２から入力された電気信号は、入力側に設け
られた入力変換器（Ｉｎｔｅｒ ＤｉｇｉｔａｌＴｒａ
ｎｄｕｃｅｒ 略称ＩＤＴ）１１０により弾性表面波
に変換される。このＩＤＴの電極幅はｖｔ／４ｆ０にて
決定される。■ｔは圧電基板として用いたウェハーの伝
播速度であり、ｆｏはフィルタの中心周波数が用いられ
る。またフィルタの帯域幅はＩＤＴの対数により決定さ
れる。
００−１０２から入力された電気信号は、入力側に設け
られた入力変換器（Ｉｎｔｅｒ ＤｉｇｉｔａｌＴｒａ
ｎｄｕｃｅｒ 略称ＩＤＴ）１１０により弾性表面波
に変換される。このＩＤＴの電極幅はｖｔ／４ｆ０にて
決定される。■ｔは圧電基板として用いたウェハーの伝
播速度であり、ｆｏはフィルタの中心周波数が用いられ
る。またフィルタの帯域幅はＩＤＴの対数により決定さ
れる。
この弾性表面波に変換された弾性波は基板１２０内を伝
播し出力側のＩＤＴ １１２へ到達し再び電気信号へ変
換され、出力端子１０４−１０６から出力側の負荷（Ｒ
Ｌ）へエネルギーを供給する。
播し出力側のＩＤＴ １１２へ到達し再び電気信号へ変
換され、出力端子１０４−１０６から出力側の負荷（Ｒ
Ｌ）へエネルギーを供給する。
このＳＡＷフィルタを用いて自動車電話装置で使用され
ている８００ＭＨｚ〜Ｉ ＧＨｚ帯の周波数でフィルタ
を実現すると、チップ形状は約１．２〜１．４ｍｍで実
現できＴＯ，１８のケースへ搭載することが可能である
。小形化に大いに貢献でき、最近のウェハープロセス技
術及び回路技術の進歩により、低挿入損失フィルタの実
現も可能となっている。
ている８００ＭＨｚ〜Ｉ ＧＨｚ帯の周波数でフィルタ
を実現すると、チップ形状は約１．２〜１．４ｍｍで実
現できＴＯ，１８のケースへ搭載することが可能である
。小形化に大いに貢献でき、最近のウェハープロセス技
術及び回路技術の進歩により、低挿入損失フィルタの実
現も可能となっている。
第４図は、前記の誘電体フィルタをＳＡＷフィルタに置
換したＳＡＷフィルタを用いた分波器である。
換したＳＡＷフィルタを用いた分波器である。
第４図で２０は基板、２１はアースパターン、２３と２
４は入出力端子、２６ａ−１と２６ａ−２はＳＡＷフィ
ルタ、３０−１と３０−２は分波回路である。
４は入出力端子、２６ａ−１と２６ａ−２はＳＡＷフィ
ルタ、３０−１と３０−２は分波回路である。
第４図は米国ＡＭＰＳ方式自動車電話用分波器で送信用
ＳＡＷフィルタは通過帯域が８２４〜８４９ＭＨｚ、受
信用ＳＡＷフィルタは通過帯域が８６９〜８９４ＭＨｚ
である。
ＳＡＷフィルタは通過帯域が８２４〜８４９ＭＨｚ、受
信用ＳＡＷフィルタは通過帯域が８６９〜８９４ＭＨｚ
である。
また分波回路の構造は誘電体フィルタによる分波器と同
様で第２図（Ｂ）と同様なものである。
様で第２図（Ｂ）と同様なものである。
（発明が解決しようとする課題）
しかしながら、従来の誘電体フィルタによる分波器、Ｓ
ＡＷフィルタによる分波器について、各々次のような欠
点がある。
ＡＷフィルタによる分波器について、各々次のような欠
点がある。
誘電体フィルタによる分波器については、自動車電話装
置の小形化に伴ない、分波器についても大幅な小形化が
要求される。それに対し、近年回路技術の進歩により、
誘電体フィルタも小形化の方向にあるが、ＳＡＷフィル
タを用い実現したＳＡＷ分波器に比較し、フィルタ単体
の形状は、誘電体フィルタの方が大きい。
置の小形化に伴ない、分波器についても大幅な小形化が
要求される。それに対し、近年回路技術の進歩により、
誘電体フィルタも小形化の方向にあるが、ＳＡＷフィル
タを用い実現したＳＡＷ分波器に比較し、フィルタ単体
の形状は、誘電体フィルタの方が大きい。
一方、電気特性の観点からみると、誘電体フィルタは誘
電体共振器がｈｉｇｈ−Ｑの実現が可能であるため、低
挿入損失が達成でき更に、耐電力性にも優れている。
電体共振器がｈｉｇｈ−Ｑの実現が可能であるため、低
挿入損失が達成でき更に、耐電力性にも優れている。
他方ＳＡＷフィルタを用いたＳＡＷ分波器は、弾性表面
波変換器が有する基本的な性質として、双方向性の伝播
を行うため、損失が大きい。又、低挿入損失フィルタを
実現することが非常に難しい。
波変換器が有する基本的な性質として、双方向性の伝播
を行うため、損失が大きい。又、低挿入損失フィルタを
実現することが非常に難しい。
特に自動車電話装置において使用する場合、減衰域の減
衰量を多く必要とするため、２個のフィルタを縦続接続
すると更に挿入損失が増加する等の欠点があった。
衰量を多く必要とするため、２個のフィルタを縦続接続
すると更に挿入損失が増加する等の欠点があった。
本発明は従来の技術の上記欠点を改善し、小形で、かつ
、電気特性の優れた分波器を提供することを目的とする
。
、電気特性の優れた分波器を提供することを目的とする
。
（課題を解決するための手段）
前記目的を達成するための本発明の特徴は、ＳＡＷフィ
ルタと誘電体フィルタとを組合せた分波器にある。
ルタと誘電体フィルタとを組合せた分波器にある。
（作用）
本発明によると例えば送信用フィルタとして小形のＳＡ
Ｊフィルタを用い、受信用フィルタとしてｈｉｇｈ−Ｑ
で低挿入損失の誘電体フィルタを用いる。
Ｊフィルタを用い、受信用フィルタとしてｈｉｇｈ−Ｑ
で低挿入損失の誘電体フィルタを用いる。
送信電波は送信機からＳＡＷフィルタを介してアンテナ
に導かれ、受信電波はアンテナから誘電体フィルタを介
して受信機に導かれる。従って、受信電波に対しては十
分に挿入損失が低くかつ分波特性に優れ、かつ、送信フ
ィルタとしてＳＡＷフィルタを用いることから分波器全
体が小形化され、本発明の目的が達成される。
に導かれ、受信電波はアンテナから誘電体フィルタを介
して受信機に導かれる。従って、受信電波に対しては十
分に挿入損失が低くかつ分波特性に優れ、かつ、送信フ
ィルタとしてＳＡＷフィルタを用いることから分波器全
体が小形化され、本発明の目的が達成される。
（実施例）
第１図は本発明の実施例による分波器を示し、（Ａ）は
外観図、（Ｂ）は電気回路図である。この実施例は、ガ
ラエボあるいは、アルミナの基板２０の上にケースに挿
入された送信用のＳＡＷフィルタ４０とケースに挿入さ
れていない受信用の誘電体フィルタ５０及び分波器の分
波回路を実現するためのインダクタンス（Ｌ ＡＲ，Ｌ
ＲＥ、 Ｌ ＲＴ） ６０から成っている。なおＡ
ＮＴはアンテナ端子、Ｔｘは送信機端子、ＲＸは受信機
端子である。分波回路６０はアンテナに接続されるアン
テナボート６０ａと、フィルタ（４０又は５０）に接続
されるフィルタポート６０ｂ。
外観図、（Ｂ）は電気回路図である。この実施例は、ガ
ラエボあるいは、アルミナの基板２０の上にケースに挿
入された送信用のＳＡＷフィルタ４０とケースに挿入さ
れていない受信用の誘電体フィルタ５０及び分波器の分
波回路を実現するためのインダクタンス（Ｌ ＡＲ，Ｌ
ＲＥ、 Ｌ ＲＴ） ６０から成っている。なおＡ
ＮＴはアンテナ端子、Ｔｘは送信機端子、ＲＸは受信機
端子である。分波回路６０はアンテナに接続されるアン
テナボート６０ａと、フィルタ（４０又は５０）に接続
されるフィルタポート６０ｂ。
６０ｃを有し、アンテナポートにはインダクタＬＡＲが
接続さね、送信フィルタ４０に接続されるボートにはイ
ンダクタンスアが接続され、又、受信フィルタに接続さ
れるボートと接地点の間にはインダクタＬＲＥがもうけ
られる。
接続さね、送信フィルタ４０に接続されるボートにはイ
ンダクタンスアが接続され、又、受信フィルタに接続さ
れるボートと接地点の間にはインダクタＬＲＥがもうけ
られる。
送信用のＳへＷフィルタは圧電基板の上にインク−ディ
ジタル電極（ＩＤＴ）を付着させた構成を有する 受信用の誘電体フィルタは、均質な誘電体ブロックと、
その中に所定間隔で埋設された中心導体による複数の共
振器とを有する。誘電体ブロックの一側面には中心導体
の一端に接続された複数の周波数調整パターンがもうけ
られ、かつ、該パターンからギャップによりへたてられ
た結合量調整パターンがもうけられる。好ましくは、中
心導体の他端は全ての中心導体に関し共通に接続される
。
ジタル電極（ＩＤＴ）を付着させた構成を有する 受信用の誘電体フィルタは、均質な誘電体ブロックと、
その中に所定間隔で埋設された中心導体による複数の共
振器とを有する。誘電体ブロックの一側面には中心導体
の一端に接続された複数の周波数調整パターンがもうけ
られ、かつ、該パターンからギャップによりへたてられ
た結合量調整パターンがもうけられる。好ましくは、中
心導体の他端は全ての中心導体に関し共通に接続される
。
以下に、送信フィルタ、受信フィルタは帯域幅８２４〜
８４９ＭＩＩｚ、 ８６９〜８９４ＭＨｚである分波器
について述べる。
８４９ＭＩＩｚ、 ８６９〜８９４ＭＨｚである分波器
について述べる。
Ｂ、（８２４〜８４９Ｍ）Ｉｚ） 、 Ｂ ２ （８
６９〜８９４Ｍ１ｌｚ）Ｂ、； ｒ、ｍ５０．ｏ 、
ｘ、＊Ｏ、ｒ２ｇｏ 、 ｘ２−−ｊ：１ＯＢ２； ｒ
、−０、ｘ、−−１８６，０、ｒ２−５０．０ 、 ｘ
２−０．０と考えられる（実験データ）。
６９〜８９４Ｍ１ｌｚ）Ｂ、； ｒ、ｍ５０．ｏ 、
ｘ、＊Ｏ、ｒ２ｇｏ 、 ｘ２−−ｊ：１ＯＢ２； ｒ
、−０、ｘ、−−１８６，０、ｒ２−５０．０ 、 ｘ
２−０．０と考えられる（実験データ）。
ここでＢ、は送信フィルタの帯域、Ｂ２は受信フィルタ
の帯域、ｒ、とＸ、は送信帯域での入力インピーダンス
の実数部と虚数部、ｒ２とｘ２は受信帯域での入力イン
ピーダンスの実数部と虚数部である。
の帯域、ｒ、とＸ、は送信帯域での入力インピーダンス
の実数部と虚数部、ｒ２とｘ２は受信帯域での入力イン
ピーダンスの実数部と虚数部である。
誘電帯フィルタとＳＡＷフィルタを用い分波器を構成す
ると、帯域Ｂ、、Ｂ２に於いてはＡＮＴ端から見た入力
インピーダンス（Ｚ＋ｏ）及び不整合減衰量（ＲＬ）は
次の様に送信フィルタ及び受信フィルタ単体の場合に比
較して劣化する。
ると、帯域Ｂ、、Ｂ２に於いてはＡＮＴ端から見た入力
インピーダンス（Ｚ＋ｏ）及び不整合減衰量（ＲＬ）は
次の様に送信フィルタ及び受信フィルタ単体の場合に比
較して劣化する。
Ｂ Ｉ；Ｚｉｎ−１３，２５４−ｊ２２−０６８
ＲＬ−３，８８ｄＢＢ ２；Ｚｉｎ−４６，６２
−ｊ１２．５４１ ＲＬ−１７，５ｄＢ上式より
Ｂ、帯域に於けるｘ２が小さいことが問題である。Ｂ１
帯域に於けるｘ２が小さいという条件のもとで、Ｂ、帯
域のＺｉｎを基準インピーダンス（Ｒｏ−５０Ω）に近
づけるため送信フィルタに直列にＬ Ｒ７＝ ５ （ｎ
）ｌ）を入れる。
ＲＬ−３，８８ｄＢＢ ２；Ｚｉｎ−４６，６２
−ｊ１２．５４１ ＲＬ−１７，５ｄＢ上式より
Ｂ、帯域に於けるｘ２が小さいことが問題である。Ｂ１
帯域に於けるｘ２が小さいという条件のもとで、Ｂ、帯
域のＺｉｎを基準インピーダンス（Ｒｏ−５０Ω）に近
づけるため送信フィルタに直列にＬ Ｒ７＝ ５ （ｎ
）ｌ）を入れる。
この時のＺｉｎ及びＲＬは次の様になる。
Ｂ Ｉ；Ｚｔｎ−１７，９−ｊ２８．６６４４
Ｒｔ−４，６７ｄＢＢ 、；Ｚ、ｎ−４５，４５４５−
ｊ１４．３４１ ＲＬ−１６，１５ｄＢ次にＬＲＥ
について説明する。Ｌ 、、Ｅ−２０ｎＨとすると、こ
のＬＲＥを附加後の８．、Ｂ２に於ける入力インピーダ
ンスＺｉｎ、不整合減衰量ＲＬは次の様になる。
Ｒｔ−４，６７ｄＢＢ 、；Ｚ、ｎ−４５，４５４５−
ｊ１４．３４１ ＲＬ−１６，１５ｄＢ次にＬＲＥ
について説明する。Ｌ 、、Ｅ−２０ｎＨとすると、こ
のＬＲＥを附加後の８．、Ｂ２に於ける入力インピーダ
ンスＺｉｎ、不整合減衰量ＲＬは次の様になる。
Ｂ ＋：Ｚ１ｒ、＝３２．２６３３−Ｊ３１．８７４
ＲＬ婁７．６７ｄＢＢ ２：Ｚ、ｎ−４９，１４
＋ｊ６．７１２５ ＲＬ＠２３．３４ｄＢこのＬ
ＲＩ！はＢ、、Ｂ、帯域に於いて、Ｚｉｎの虚数部を実
数部と比較して相対的に小さくするという作用をするこ
とがわかる。
ＲＬ婁７．６７ｄＢＢ ２：Ｚ、ｎ−４９，１４
＋ｊ６．７１２５ ＲＬ＠２３．３４ｄＢこのＬ
ＲＩ！はＢ、、Ｂ、帯域に於いて、Ｚｉｎの虚数部を実
数部と比較して相対的に小さくするという作用をするこ
とがわかる。
次にＬＡ、ｉについて説明する。ＬＡＨ＝４ｎＨとする
と、Ｂ、、Ｂ２に於けるＺ、、 、 ＲＬは次の様にな
る。
と、Ｂ、、Ｂ２に於けるＺ、、 、 ＲＬは次の様にな
る。
Ｂ ＋ ；Ｚ、ｎ−３２，２６３３−ｊｌＯ，８８８Ｒ
ｔ、−１２，０１ｄＢＢ ２；Ｚ、ｎ−４９，１４÷ｊ
２８．８３４ ＲＬ−１１，０８ｄＢ即ち、このＬ
ＡＲはＢ、、Ｂ２帯域に於いてＺｉｎの虚数部を平均的
に小さくすることがわかる。従って、このＬＲＴｅ Ｌ
ＲＥ＋ ＬＡＲにより自動車電話用分波器として必要な
ＲＬ＞ １ＯｄＢを満足する分波器が得られる。
ｔ、−１２，０１ｄＢＢ ２；Ｚ、ｎ−４９，１４÷ｊ
２８．８３４ ＲＬ−１１，０８ｄＢ即ち、このＬ
ＡＲはＢ、、Ｂ２帯域に於いてＺｉｎの虚数部を平均的
に小さくすることがわかる。従って、このＬＲＴｅ Ｌ
ＲＥ＋ ＬＡＲにより自動車電話用分波器として必要な
ＲＬ＞ １ＯｄＢを満足する分波器が得られる。
ＬＲ〒・ＬＲＥ、 ＬＡＲは一例により説明したが送信
フィルタ及び受信フィルタのＺ轟。の傾向が変らない限
り類似の動作になることがいえる。
フィルタ及び受信フィルタのＺ轟。の傾向が変らない限
り類似の動作になることがいえる。
なお、上記実施例では送信用にＳＡＷフィルタを用い、
受信用に誘電体フィルタを用いた例を説明したが、反対
に、送信用に誘電体フィルタを用い、受信用にＳＡＷフ
ィルタを用いても小形化の目的は達成される。
受信用に誘電体フィルタを用いた例を説明したが、反対
に、送信用に誘電体フィルタを用い、受信用にＳＡＷフ
ィルタを用いても小形化の目的は達成される。
（発明の効果）
以上、詳細に説明したように、この発明によれば、自動
車電話等に用いる分波器に於いて、送信側フィルタはＳ
ＡＷフィルタにより実現し、受信側フィルタは誘電体フ
ィルタにより実現する。この様な構成にすることにより
、誘電体フィルタのみによる分波器に比較し、小形、軽
量となり、又、５Ａｌｌフイルタを送、受信フィルタに
用いた分波器に比較し、受信フィルタを誘電体フィルタ
にて実現したため、挿入損失が少なくなる等の効果を有
している。
車電話等に用いる分波器に於いて、送信側フィルタはＳ
ＡＷフィルタにより実現し、受信側フィルタは誘電体フ
ィルタにより実現する。この様な構成にすることにより
、誘電体フィルタのみによる分波器に比較し、小形、軽
量となり、又、５Ａｌｌフイルタを送、受信フィルタに
用いた分波器に比較し、受信フィルタを誘電体フィルタ
にて実現したため、挿入損失が少なくなる等の効果を有
している。
第１図は本発明による分波器の実施例を示す図、
第２図は従来の誘電体フィルタを用いた分波器、
第３図は従来のＳＡＷフィルタの構成例、第４図は従来
のＳＡＷフィルタによる分波器である。 ２０：基板 ４０：送信フィルタ５０：受信
フィルタ ６０：分波回路
のＳＡＷフィルタによる分波器である。 ２０：基板 ４０：送信フィルタ５０：受信
フィルタ ６０：分波回路
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 基板と、その上に実装されアンテナポート及び１対の
フィルタポートを有する分波回路と、前記基板に実装さ
れ一方のフィルタポートに接続され第１の周波数信号を
通過させる第１のフィルタと、前記基板に実装され他方
のフィルタポートに接続され第１の周波数信号と異なる
第２の周波数信号を通過させる第２のフィルタとを有す
る分波器において、 前記第１のフィルタが均質な誘電体に設けた少なくとも
ひとつの細長の導体による共振器を有し、受信機の入力
に接続されるフィルタであり、前記第２のフィルタが圧
電体とその上にもうけられるインターディジタル電極を
有し、送信機の出力に接続されるＳＡＷフィルタである
ことを特徴とする分波器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1031117A JPH02211701A (ja) | 1989-02-13 | 1989-02-13 | 分波器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1031117A JPH02211701A (ja) | 1989-02-13 | 1989-02-13 | 分波器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02211701A true JPH02211701A (ja) | 1990-08-23 |
Family
ID=12322463
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1031117A Pending JPH02211701A (ja) | 1989-02-13 | 1989-02-13 | 分波器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH02211701A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0475436U (ja) * | 1990-11-08 | 1992-07-01 | ||
| EP0575174A1 (en) * | 1992-06-18 | 1993-12-22 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Composite duplex filter |
| US6784759B2 (en) | 2001-07-27 | 2004-08-31 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Antenna duplexer and communication apparatus |
-
1989
- 1989-02-13 JP JP1031117A patent/JPH02211701A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0475436U (ja) * | 1990-11-08 | 1992-07-01 | ||
| EP0575174A1 (en) * | 1992-06-18 | 1993-12-22 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Composite duplex filter |
| US5515015A (en) * | 1992-06-18 | 1996-05-07 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Transceiver duplex filter utilizing saw filter |
| US6784759B2 (en) | 2001-07-27 | 2004-08-31 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Antenna duplexer and communication apparatus |
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