JPH02195952A - 超音波診断装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、超音波を利用して生体等の被検体を診断する
超音波診断装置に関する。

〔従来の技術〕

この種の超音波診断装置としては、内視鏡の先端部に配
設された超音波振動子から送信波を出力して体内から診
断部を走査し、診断部からの反射波を超音波振動子で受
信し、エコー信号に変換した後、このエコー信号を信号
処理して診断部の断層像を得る超音波診断装置がある。

このような超音波診断装置には、可能な限り長い診断距
離および高い距離分解能が要求される。

この要求を満たす手段として超音波パルス圧縮法が考え
られる。この方法は、第１７図（ａ）に示すような、直
線的なＦＭ変調（チャープ）をかけた正弦波（以下、「
チャープ波」という）を被検体を走査する送信波として
用い、この送信波を第１７図（ｂ）に示すような特性を
有する受信回路にて受信する。そして、送信チャープ波
を時間２Ｔ保持し、周波数をΔｆだけ変位させて、第１
７図（ｃ）に示すように、振幅がｆＦＴＴ下倍に増幅さ
れ、パルス幅（−４ｄ　Ｂ）がｌ／Δｆに圧縮された信
号に変換する方法である。このようにエコー信号をパル
ス圧縮することにより、高分解能を得ることができる。

一般に、超音波パルス圧縮法を適用した超音波診断装置
は、超音波振動子から得られるエコー信号を複素信号に
変換する直交検波手段と、基準波信号を出力する基準波
出力手段と、直交検波手段から出力される複素信号と基
準波出力手段から出力される基準波信号との相関処理を
行ない上記エコー１３号を圧縮する相関手段とを具備し
た構成をしている。

ところで、上記相関手段では、エコー信号を圧縮するた
めの相関処理の一部として、複素信号と基準波信号の実
時間面におけるたたみ込み積分か行なイっれており、こ
のときに必要となる信号遅延には、コスト的な面からタ
ップ付遅延線が用いられている。

上記タップ付遅延線は一定の周波数範囲を越えると遅延
量の誤差が増大する。そのため、高分解能を得ることを
目的として広帯域の送信波を用いた場合には、上記遅延
線の周波数範囲を越えてしまい正確な遅延量を得ること
ができない。

そこで、直交検波手段を備え、超音波振動子から得られ
るエコー信号の周波数帯域の中心周波数に設定された連
続波信号とエコー信号とを乗算処理して、エコー信号の
帯域を低域に変換していた。

〔発明が解決しようとする課題〕

ところで、現在のところは送信波の周波数帯域を広げる
ことが、超音波診断装置の診断可能領域を広げ、かつ分
解能を高める手段として最も有効である。

しかしながら、送信波の周波数帯域を広げすぎると、エ
コー信号の帯域を直交検波手段によって低域に変換した
としても、なお相関手段に用いられているタップ付遅延
線の周波数範囲よりも広い帯域となる可能性がある。こ
のような場合には正確な遅延量を古ることができないの
で、相関手段からの出力信号に誤差が生じ、本来前られ
るべき高分解能の断層像に対して著しい悪影響を及ぼす
。

そこで本発明の［１的は、広帯域の送信波を用いた超音
波診断が可能な超音波診断装置を提供することにある。

〔課題を解決するための手段〕

本発明は上記課題を解決し目的を達成するために次のよ
うな手段を講じた。すなわち、送信手段から出力される
信号に基づいて発振される送信波により被検体の診断部
を走査して、このときの反射波を超音波振動子で受信し
てエコー信号に変換し、このエコー信号に基づいて被検
体の診断を行なう超音波診断装置において、前記超音波
振動子で変換されたエコー信号の周波数帯域を分割低域
化する第１の帯域分割手段と、この帯域分割手段で帯域
分割された信号の帯域を再度分割低域化して複数の狭帯
域信号を出力する第２の帯域分割手段と、基準波信号を
出力する基準波出力手段と、この基準波出力手段から出
力される基準波信号と前記第２の帯域分割手段から出ツ
ノされる信号と相関処理を行ないパルス圧縮された前記
エコー信号を出力ｊする相関手段と、この相関手段でパ
ルス圧縮されたエコー信号の帯域を復元する帯域復元手
段と、この帯域復元手段から出力されるエコー信号の包
絡線を検出する包絡線検波手段とを備える構成とした。

〔作用〕

上記手段を講じたことにより、次のような作用を呈する
。すなわち、超音波振動子で変換されたエコー信号は、
第１の帯域分割液手段で周波数帯域が分割低域化される
。そして、第２の帯域分割手段でさらに周波数帯域の狭
い狭帯域信号に変換される。したがって、広帯域の送信
波で被検体を走査しても、エコー信号は相関手段で良好
な相関処理がなされ、パルス圧縮される。このパルス圧
縮されたエコー信号は帯域復元手段により信号帯域が復
元され、その包絡線が包絡ｉ検波手段で検出される。そ
して、この包絡線検波手段からの出力信号を例えば画像
処理することにより、高分解率の診断画像を得ることが
できる。

〔実施例〕

広帯域信号を複数の狭帯域信号に分割低域化する方法と
して直交関数系による変換がある。直交関数系による変
換手段としては、ハードウェア化の簡単な１．−１の２
値で表わされるウオルシュ−アダマール変換（以下、ア
ダマール変換と略称する）が適している。

アダマール変換の概要について説明する。第１６図に示
す信号ｆ　（ｔ）を周期Ｔで時刻ｔＯ。

ｔ２．・・・でサンプリングしたときのサンプリング値
ｆ　（ｔ　Ｏ）　、　　ｆ　（ｔ　Ｉ）−をそれぞれＸ
Ｑ。

ｘｌ・・・とする。ここで、信号ｆ　（ｔ）を４次のア
ダマール行列により直交変換する場合について説明する
。４次のアダマール行列をＨとすると、と書ける。４次
のアダマール変換においては、ｘｏ　””Ｘ３　＋　　
Ｘ、ｉ　〜Ｘ７　＋　”’という様に４つづつのサンプ
リング値が一度に４次のアダマール行列Ｈにより直交変
換される。ここで、ｘＱ”−’ｘ３までの４つのサンプ
リング値をアダマール変換したときの変換値をＦ　（ｈ
）とすると、 と表わせる。したがって、ｈｏ　１０−％＋ｈｏ　＋　
３がアダマール変換後の出力信号となり、その信号レベ
ルは、 ｈｏｌｏ■ＸＩ　＋ｘ２　＋Ｘ３＋Ｘ４ｈＯ＋　Ｉ　”
　Ｘ　ｌ　＋ｘ２−　Ｘ３−Ｘ４ｈＯ＊　２−　ｘＩ　
　”　２−　ｘ３　＋ｘ４ｈＯ、３ｓｍＸ、　−ｘ２　
＋ｘ３−ｘ４となる。このり。、０−ｗｈｏ　１３はサ
ンプルホールドの周期が４Ｔの信号であり、サンプリン
グ周波数の１／８の帯域をもつ狭帯域信号となる。

次に、上記４つの狭帯域信号で表わされるＦ　（ｈ）を
もとの広帯域信号ｆ　（ｔ）に変換するための操作につ
いて述べる。ウオルシュ順序のアダマール行列において
は、Ｈ−Ｈ−１であるので、Ｆ　（ｈ）をアダマール行
列Ｈにより行列の積をとると、 となり、ｆ　　（ｔ）を周期Ｔでサンプリングした時の
値Ｘ１−Ｘ４が並列信号として復元されたことになる。

そして、これらの並列信号をＴ間隔の直列信号に変換す
ることによりｆ　（ｔ）が再生される。

以下、本発明装置の実施例について図面を参照して説明
する。

第１図は本発明の実施例である超音波診断装置の構成を
示すブロック図である。この超音波診断装置は、超音波
振動子を機械的にセクタ、ラジアル、リニア、コンベッ
クス等の走査を行ないながら被検体に対し超音波ビーム
の送受信を行なうメカニカルスキャン方式のものである
。この超音波診断装置は、広帯域でかつＦＭ変調された
チャープ信号を出力する送信手段１０と、この送信手段
１０から出力されたチャープ信号を受けて被検体にチャ
ープ波を送信すると共に、被検体からの反射波をエコー
信号に変換する超音波振動子２０と、この超音波振動子
２０から出力されたエコー信号を増幅するプリアンプ３
０と、このプリアンプ３０で増幅されたエコー信号を実
数成分および虚数成分を白゛する複素信号に変換し周波
数帯域の低域変換を行なう直交検波部４０と、この直交
検波部４０で変換された複素信号の実数成分および虚数
成分に対しアダマール変換による直交変換を行ない各々
複数の狭帯域信号に変換する直交変換部５０と、送信手
段１０から出力されるチャープ信号に対応させた基準波
を出力する基準波出力手段７０と、直交変換部５０から
出力された段数の狭帯域１．；号を１５号遅延部で遅延
して並列１；号に変換してからアダマール逆変換をする
と共に、このアダマール逆変換された信号と基準波出力
手段７０から出力される基準波との相関処理を行ないパ
ルス圧縮を行なう相関・直交逆変換部６０と、この相関
・直交逆変換手段６０からの出力信号を検波する包絡線
検波部８０と、この包絡線検波部８０からの出力信号を
画像信号に変換するＤＳＣ（デジタルスキャンコンバー
タ）９０と、このＤＳＣ９０からの出力信号に基づいて
被検体の断層像画像を表示する表示部１００とから構成
されている。

なお、この超音波診断装置の具体的な構成を第２図（ａ
）（ｂ）に示し、以下この図を参照して具体的な説明を
行なう。

送信手段１０はチャープ信号を発生させる送信波形発生
部と、この送信波形発生部で発生させたチャープ信号を
超音波振動子２０へ送信する送信回路とから構成されて
いる。送信波形発生部の具体的な構成を第３図に示す。

同図に示す１１１゜１１２はＦ　ＲＯＭ　（Ｐｒｏｇｒ
ａＩＩｌｍａｂｌｅ　Ｒｏｏｉ）であり、送信用のチャ
ープ波をその中心周波数で直交検波された互いに直交す
る信号が記憶されている。

ＰＲＯＭＩ　１１および１１２から出力される信号はＤ
／Ａ変換器１１３，１１４およびローパスフィルタ１１
５，１１６を介して乗算器１１７゜１１８にそれぞれ入
力する。乗算器１１７゜１１８はこの入力信号に対し分
配器１１９から出力される直交信号を乗じ、その入力信
号の周波数を高い周波数帯に変換し、バンドパスフィル
タ１２０．１２１にそれぞれ出力する。バンドパスフィ
ルタ１２０，１２１はＰＲＯＭ１１１゜１１２に記憶さ
れていた信号のもれを除去した後、乗算器１２３，１．
２４に出力する。乗算器１２３．１２４はこの人力した
信号に移相器１２５から出力された直交信号を乗じ、加
算器１２７へ出力する。加算器１２７から出力された信
号はバンドパスフィルタ１２８で超音波振動子２０の帯
域に相当する部分が取出された後、送信回路１２９へ出
力される。なお、１２０，１２６は発振器であり、発振
器１２０は振動子２０の中心周波数よりも十分高い周波
数を発振し、その高周波１２号を分配器１１９へ出力す
る。また、発振器１２６は発振器１２０の発振周波数と
振動子２０の帯域の中心周波数との差に設定された周波
数信号を分配器１２５へ出力する。

第４図はパルス直交系列による直交変換を用いる場合の
送信波形発生部の構成を示すブロック図である。ＰＲＯ
ＭＩ　３１　ａ　〜１３１　ｈには、送信チャープ波を
直交検波により帯域を１／２に分割し、時系列的に４系
統にＳ／Ｐ変換したデータ、つまりパルス直交系列によ
り直交変換したデータがそれぞれ記憶されている。１３
２ａ〜１３２ｄ、１３２ｅ　〜１３２ｈはゲート回路で
あり、ＰＲＯＭＩ　３１　ａ　〜］　３１　ｈに記憶さ
れている各データを読出し、周期の１／４の幅でゲート
をかけてＰ／Ｓ変換器１３３，１３４に出力する。Ｐ／
Ｓ変換器１３３，１３４は入力した信号をＰ／Ｓ変換し
たのちロールオフフィルタ１３５．１３６へ出力する。

このロールオフフィルタ１３５，１３６は入力したシリ
アル信号を成形したのちデジタル乗算器１３７，１３８
へ出力する。デジタル乗算器１３７，１３８ではＦＲＯ
Ｍ１３９，１４０に記憶されている信号とロールオフフ
ィルタ１３５，１３６から出力された信号とを乗算し、
直交変調を行なう。なお、ＦＲＯＭＩ　３９と１４０か
ら出力される１Ｊ号は互いに直交している。デジタル乗
算器１３７゜１３８からの出力は加算器１４１で加算さ
れた後、Ｄ／Ａ変換器１４２でアナログ信号に変換され
る。

そして、このアナログ信号が送信回路１４３で増幅され
、超音波振動子２０を駆動する。

超音波振動子２０は上記送信手段１０から出力された信
号により駆動され被検体の診断部を走査するチャープ信
号を送信する。また、被検体を走査したチャープ信号の
反射波を診断部の特性情報を含むエコー信号に変換する
。振動子２０で変換されたエコー信号はリミッタ回路１
０１を介してプリアンプ３０に人力し、所定レベルに増
幅される。ここで、被検体の診断深さを深くとる場合に
は、被検体中の深さに応じて減衰を補正するためのタイ
ムゲインコントロールがエコー信号に施される。なお、
リミッタ回路１０１はプリアンプ３０が送信電圧により
破壊されるのを防止する機能を有している。そして、プ
リアンプ３ｏで増幅されたエコー信号は直交検波部４０
に人力する。

直交検波部４０はプリアンプ３０から出力されたエコー
信号がそれぞれ入力される乗算器４１゜４２と、この乗
算器４１．４２に位相が９０度相違する正弦波を出力す
る発振器４３と、乗算器４１．４２からの出力を低域の
周波数に変換するローパスフィルタ４４．４５とを主な
構成要素としている。このように構成された直交検波部
４０に人力されたエコー信号は実数成分と虚数成分を含
む曳索信号に変換され、周波数帯域の低域変換が行われ
る。

なお、上記直交検波部としては第５図に示す構成として
もよい。すなわち、プリアンプ３０で増幅したエコー信
号を乗算器１５１に入力し、発振器１５２から出力され
る出力ｔｚ号を乗じる。なお、発振器１５２は振動子２
０のもつ帯域の中心周波数より十分高い周波数を発振す
るように設定しである。このように設定することにより
バンドパスフィルタ１５３でエコー信号の乗算器１５５
゜１５６からのもれを容易に除去できる。乗算器１５１
は人力されたエコー信号を高い周波数帯に周波数変換し
た後、バンドパスフィルタ１５３に出力する。バンドパ
スフィルタ１５３では入力された信号の低域周波数成分
を除去する。バイパスフィルタ１５３からの出力は分配
器１５４へ入力し、分配処理が施されて乗算器１５５，
１５６へ出力される。乗算器１５５，１５６では、移相
器１５７から出力された直交信号と乗ぜられる。

なお、移相器１５７ら出力される信号は発振器１５８か
ら出力されたものであり、この信号を移相器１５７が９
０度位相をすら・して出力している。

また、発振器１５７は発振ｒｒ１５２の発振周波数と送
信手段１０より出力される信号の帯域の中心周波数との
和の値に設定された周波数信号を発振する。そして、乗
算器１５５．１５６より出力される信号はローパスフィ
ルタ１５９ａ。

１５９ｂにそれぞれ入力する。このローパスフィルタ１
５９ａ、１５９ｂは送信手段１０より出力されるチャー
プ信号の信号帯域幅の半分の周波数をカットオフ周波数
に持っている。そして、ローパスフィルタ１５９ａ、１
．５９ｂから周波数帯域の低域変換された複素信号が出
力される。

直交変換部５０は直交検波部４０から出力された複素信
号の実数成分および虚数成分を直交変換する。ここでは
アダマール変換による直交変換について説明する。なお
、第４図では送信手段１０の送信波形発生部にパルス直
交系列による直交変換を用いた場合を示しているが、ア
ダマール変換を用いてもよく、送ｆｊ部における直交変
換と受信部における直交変換とは必ずしも一致させる必
要はない。

すなイ〕ち、 前記複素信号をａ　（ｔ　）＋ｊｂ（ｔ　）で表わすな
らば実数成分ａ（ｔ）に関しては、　ａ（ｔ）を間隔Ｔ
毎にサンブリングした値ａ　＝＝ａ（ｏ）＋ａ１＝ａ（
’ｒ）＋ａ２＝ａ（ｚ’ｒ）＋ａ　ｓ　＝ａ　（３Ｔ　
）　＋　・・・＊　＆　４Ｈ−１”＝　”　（（４Ｎｌ
　）Ｔ）を４つずつ並列にアダマール行列Ｈ にかけ合わせることにより時間間隔４Ｔの４系統の信号
に変換される。変換後の信号をｈｎ、。ｒ　ｂＨ，、ｊ
ｈ　　　ｈ　　’ｎ＝ｏ、１．２＝−、Ｎ−１で表わす
とｎ、２　’　　ｎ、３　ｊ と１ける。また、虚数成分ｂ（ｔ）についても同僚にし
て時間間隔４Ｔの４糸杭の信号に変換される。

これを実説するための５！際の回路Ｆｉ第２図に示すよ
うに信号遅延部５１．５２と、加：ＪｌｌＬ器５３（１
〜ｇ　）＋　　５４（ａ−ｇ）と、差動増幅器５５（ａ
ｄｄ）。

５６（ａ−ｄ）と、サンプルホールド回路５７（ａ〜ｄ
）。

５８（１〜ｄ）とから構成されている。即ち。

ｈｎ、ｏ””４ｎ　”　’４ｎ＋１　＋’４ｎ＋２　”
　”４ｎ＋５は、加算器５３鳳、差動増幅器５５ａ、サ
ンダルホールド回路５７ｍで演算烙れる。

また。

ｈｎ、１　”’４ｎ　”　’４ｎ＋１−　’４ｎ＋２−
　”４ｎ＋５は加算器５Ｊｂと５３ｃ、差動増幅器５５
ｂ、サンプルホールド９回路、５７ｂで演算される。

ｈｎ、　２　””　’４ｎ　−’４ｎ＋１−　’４ｎ＋
２　”　’４ｎ＋５は加算器５３ｄと５３ｅ、差動増幅
器５５Ｃ，サンプルホールド回路５７ｅで演算される。

ｈｎ、３＝’４ｎ−’４ｎ＋１　”’４ｎ＋２　’＝’
４ｎ＋３は加算器５３ｆと５３ｇ、差動増幅器５５ｄ、
サンプルホールド回路５７ｄで演算される。

虚数部においても同様の処理がなされる。

上記アダマール変換を行なう直交変換部５０に人力した
複素信号は信号遅延部５１．５２に入力する。信号遅延
部５１．５２は、そのタップ間の遅延量つまり二子化星
がサンプリング定理によりローパスフィルタ４４．４５
のカットオフ周波数の半周期よりも小さくなるように設
定されている。

また、信号遅延部５１．５２の全遅延量は、タップ間の
遅延量をＴ　（ｓ）とすると、その３倍である３Ｔ　（
Ｓ）に設定されている。これは、一つの信号を４系統の
並列信号に変換するためであり、一般的には、ｎ次のア
ダマール行列を用いてｎ系列の並列信号に変換する場合
は、信号遅延部５１゜５２の全遅延量を（ｎ−１）Ｔに
設定する必要がある。信号遅延部５１．５２からそれぞ
れ出力される４系列の並列信号は、加算器５３ａ〜５３
ｇ。

５４ａ〜５４ｇにそれぞれ人力される。そして、加算器
５’３　ａ〜５３ｇ、５４ａ〜５４ｇで人力した並列信
号は各系列毎にアダマール行列の各行要素に対応した正
負の符号付けが行イっれ、同し符号に対応するもの同士
が加算される。

ところで、加算器５３ａ〜５３ｇ、５４ａ〜５４ｇは、
第６図に示すようなトランジスタによるベース接地増幅
器で構成されている。すなわち、入力端子Ｖ　ｉ　ｎ　
１．　Ｖ　ｉ　ｎＮに対応するエミッタ抵抗をＲＥとす
れば、入力Ｖｉｎｌ　〜ＶｉｎＮのそれぞれに対応する
増幅度は、Ｒ，−／Ｒεとなる。また、Ｖｏｕｔには、
それぞれの人力がＲ，／Ｒ，倍に増幅された信号が出力
される。

なお、ＲＬ　／　ＲＥは負の値をもたないため、次のよ
うな手段が講じられている。つまり、加算器５３ａ〜５
３ｇ、５４ａ〜５４ｇにおいて、アダマール行列の各行
の要素のうち正の符号をもつ要素に対応するもの同士は
同じ加算器において加算し、負の符号をもつ要素に対応
するしの同士は別の加算器において加算を行ない、それ
ぞれ次段の差動増幅器５５　ａ　〜５５　ｄ　、　　５
６　ａ　〜６５６　ｄの非反転および反転入力端子に人
力している。

すなわち、第７図に示すように、信号遅延部５１の端子
Ｐ１〜Ｐ４の出力に４次のアダマール行列の各行の各要
素の符号を配し、同符号のもの同士を加算するようにし
ている。例えば、ｈｏ、。

にはアダマール行列の第１行［１１１１］が対応し、 ｂｎ、　ｏ　−’　ａ　４ｎ刊’　ａ　４１１＋汁ｌ’
ａ４Ｑ＋２＋ｌ’ａ４ｎ４３と表わされる。アダマール
行列の第１行の要素はすべて正（１）であるため、信号
遅延部５１の各タップからの出力は、すべて同一の加算
器５３　ａで加算される。また、ｈ　Ｏ，４ｒｌ□には
アダマール行列の第２行［１１−１−１］が対応し、ｈ
ｎ、＋　−ｌ’ａ＜ｒｉ＋ｌ’ａ４ｎ＋＋十（ｌｌａ＜
ｎ＋２＋（１）・ａ＜ｎ＋３と表わされる。従って、第
２行の要素のうち、正の符号の要素に対応するａ　４ｎ
と８４（１＋１は同じ加算器５３ｂで加算される。また
、第２行の要素のうち負の符号の要素に対応するａ４ｎ
＋□とａ４ｎ＋３は同じ加算器５３ｃで加算される。以
下、同様にしてアダマール行列の第３行および第４行に
対応する系列についてもそれぞれ同様の加算が行われる
。

また、虚数成分子ｌ　ｎ、。〜Ｉｎ、３についても同様
に加算が行われる。

そして、加算器５３ａ〜５３ｇ、５４ａ〜５４ｇの出力
はアダマール行列の要素の符号に応じて差動増幅器５５
ａ　〜５５ｄ、５６ａ〜５６ｄの非反転または反転入力
端子に入力される。例えば、加算器５３ａの出力は４次
のアダマール行列の第１行の要素の符号がすべて正（１
）であるから、差動増幅器５５ａの非反転入力端子に入
力され、所定の電圧レベルに増幅される。また、加算器
５３ｂの出力はアダマール行列の第２行の正の符号をも
つ要素に対応しているので、差動増幅器５５ｂの非反転
入力端子に入力され、加算器５３ｃの出力はアダマール
行列の第２行の負の符号をもつ要素に対応しているので
差動増幅器５５ｂの反転入力端子に入力される。加算器
５３ｄ〜５３ｇの出力も同様にして差動増幅器５５ｃ、
５５ｄの非反転または反転入力端子に入力される。また
、加算器５４ａ〜５４ｇから出力される虚数成分につい
ても同様の処理が行われる。

差動増幅器５５ａ　〜５５ｄ、５６ａ　〜５６ｄで増幅
された各信号はサンプルホールド回路５７ａ〜５７ｄ、
５８ａ〜５８ｄに入力する。サンプルホールド回路５７
ａ−５７ｄ、５８ａ　〜５８ｄは人力した実数成分およ
び虚数成分の各４系統の信号を信号遅延部５１．５２の
タップ間遅延量Ｔ　（ｓ）の４倍の時間間隔４Ｔ　（ｓ
）でサンプルホールドする。なお、０次のアダマール行
列によりｎ系列の信号に変換する場合にはｎＴ　（ｓ）
間隔でサンプルホールドする。サンプルホールド回路５
７ａ　〜５７ｄ、５８ａ　〜５８ｄの出力はロバスフィ
ルタ５９ａ　〜５９ｄ、５９ｅ　〜５９ｈに人力する。

そして、ローパスフィルタ５９ａ〜５９ｄ、５９ｅ〜５
９ｈは入力した各信号をサンプルホールド周波数の半分
での周波数である１／８Ｔ（Ｈｚ）に帯域制限する。こ
れにより、直交検波されて実数成分および虚数成分に分
割されたエコー信号の帯域を、さらに１／４に帯域制限
した４系列の狭帯域信号に変換されたことになる。

この４系列の狭帯域信号は相関・直交逆変換部６０Ａ、
６０Ｂにそれぞれ入力される。

第８図は相関・直交逆変換部６０の構成を示す図である
。このｔ０関・直交逆変換部６０のト目関部６０Ａ、６
０Ｂは、振動子２０で受信された受信波（エコー信号）
と基準波出力手段７０から出力される基準波との相関処
理を行ない、受信波のパルス圧縮を行なう。ところで、
直交変換部５０において実数成分ａ　（ｔ）がｈｎ、、
　、　　ｈｎ、ｌ　。

ｈｎ、２　ｒ　ｈｎ、３　Ｖ１虚数成分力’ＩＩ　ｎ、
　０　＊　１１　ｎ、ｌ　ｌＤ　ｎ、２．１１　ｎ、ｓ
のそれぞれ４系統の狭帯域信号に変換されているので、
人力した狭帯域信号は、信号遅延したのちアダマール逆
変換を施し、もとの形の信号に復元する。そこで、アダ
マール逆変換を施すために、直交変換部５０で用いたの
と同一のアダマール行列Ｈ１ を用いて、ｈｎ、ｏ　”ｎ、１　’　ｈｎ、２　”　ｎ
、５および１ｎ、。。

ｔｎ、　＋　”ｎ、２　”ｎ、　５の変換を行なう。す
なわち前述したように。

となり、アダマール変換を行う前の信号が復元される。

１．。〜ｔｎ、３についても同様でとなる。

ところで本実施例においては、アダマール逆変換と相関
処理を同時に行なっている。本実施例における相関・逆
直交変換手段力享での相関処理について第１５図を参照
して説明する。

同図は、持続時間τでｅ”６　　　までの４Ｎ個Ｑ　　
　　４Ｎ−１ の離散値を有する基準波に対し、同じく持続時間τでａ
０〜ａ４Ｎ−１までの４Ｎ個の離散値を有する受信波が
時間とともに移動し、ｔ＝０〜ｔ＝２τまでの時間にお
いて、相関が行なわれている様子を表わしている。ｔ＝
τにおいて受信波ａ　と基準波へがれ 丁度一致し、相関出力もピーク値を示している。

今、ｍ（０，ｍ）４Ｎ−１のとき、　ａ、　＝　ｅｍ＝
　Ｏであるとすると、ｔ＝０のとき、相関出力は。

ｔ＝７のとき、相関出力は、 そして、ｔ＝２τのときの相関出力は。

とな９１時間Ｔの間隔で のｊ順序で相関値が釜ぶことになる。

ここで本実施例の場合に、前記した相関値を当てはめて
考えると、第８図に示すようにまた。ａｎとａ　ｎ−１
との時間差つまり量子化間隔をＴとすれば、ｔ＝Ｔのと
き相関出力は。

器６９ｍ からそれぞれ出力はれ、さらに時間Ｔ後の相関出力 は初めに戻って加算器６９ｂから出力される。

従って、加算器６９ｂについてみると１＝０から４Ｔ間
隔で 加算器６９亀からはｔ＝Ｔから４Ｔ間隔でなる相関値が
順番に出力され加算器６９ｃからは同様にして なる相関値が順次出力される。

ところで７ダマール交換を用いた本実施例においては第
９図に示す様に、アダマール交換によって交換はれた４
系列の信号ｈ　　　、ｈ　　　、ｈｎ、ｏ　　　　　ｎ
、ｊ　　　　　ｎ、２’ｈｎ、３と基準波ｇｏ、ｏ　−
ｇ４Ｎ−１，３にょる相関処理が行なわれ、 るわけである。ここで本実施例における基準波の値ｇ。

、。〜ｇ４Ｎ−１、５の決め方を説明する。相関値の中
から なる相関値が順次出力され、加算器６９ｄがらは＋ｈ０
，３・（ｃｏ−ｃ、＋ｃ２−ｅ３）＋・・・・・・ ＋　ａ　ａ・Ｃ４・・・ ＋”４Ｎ−４ＩＱ４Ｎ−４＋”４Ｎ−５’″ｃ４Ｎ−３
”４Ｎ−２°ｅ４Ｎ−２−４−Ｃ４Ｎ−１゛ｃ４．−、
＝（ｈ、Ｏ＋ｈ、１−１−ｈＯ，−）ｈ、５）−ｃ。

”ｈｏ、ｏ＋ｈａ、ｌ　　’ｏ、２−ｈｏ、り・Ｃ４＋
（ｈ、。−ｈａ、１　’ｏ、２十ｈａ、ρ・Ｃ２＋（ｈ
、。−ｈｏ、、＋ｈ、２−ｈｏ、３）・Ｃ３＋・・・・
・・ ＋（ｈＮ−１，。＋ｈＮ−１．１＋ｈＮ−１．２＋ｈＮ
−１４）”４Ｎ−４＋（ｈＮ、、。＋ｈＮ−ｊ、１　”
Ｎ−１，２−ｈＮ−１，３）”４Ｎ−５＋（ｈＮ−１，
、”Ｎ−Ｌｌ　”Ｎ−ｔ、２＋ｈＮ−１，３）”４Ｎ−
２＋（ｈ、−、，０−ｈＮ−１，１＋ｈｓ−１，２’Ｎ
−１，３）”４Ｎ−１＝ｈｏ、ｏ・（Ｃ０＋Ｃ４＋０２
＋Ｃ５）十ｈ０．．°（ｃｏ＋ｃ１−Ｃ２−ｃ、　）＋
ｈ０，２°（ｅＯ−ｃｌ−Ｃ２＋Ｃ５）＋ｈＮ−１．Ｑ
’（Ｃ４Ｎ−４＋ｃ４Ｎ−３＋０４Ｎ−２＋ｃ４Ｎ−１
）＋ｈＮ−、、°Ｃ”４Ｎ−４＋ｃ４Ｎ−５’４Ｎ−２
−ｃ４Ｎ−１）＋ｈＮ−１，２°（Ｃ４Ｎ−４’４Ｎ−
３−０４Ｎ−２＋ｅ４Ｎ−１　）十ｈＮ−１，！ｌ°（
Ｃ４Ｎ−４−Ｃ４Ｎ−３十〇４Ｎ−２−Ｃ４Ｎ−１）と
なり、第９図における基準波の値ｇ。、Ｑ　”’−ｇＮ
−＋、３については ｇｏ、ｏ＝Ｃ０＋Ｃ１＋Ｃ２＋Ｃ５ ｇｏ、１＝ｅＯ＋ｃ１−Ｃ２−ｅ５ ｇｏ、２＝Ｃｏ−ＣＩ−Ｃ２＋Ｃ５ ｇｏ、３＝Ｃｏ　Ｊ＋Ｃ２−Ｃ３ ｇＮ−１，ｏ”Ｃ４Ｎ−４十〇４Ｎ−５＋ｃ４Ｎ−２十
ｃ４Ｎ−１ＪｒＮ−１，１”Ｃ４Ｎ−４＋ｃ４Ｎ−３’
４Ｎ−２−ｃ４Ｎ−１ｇｓ−１．２＝８４Ｎ−４−Ｃ４
Ｎ−３−Ｃ４Ｎ−２十〇４Ｎ−１ｇＮ−１，！Ｉ：ｃ４
Ｎ−４−ｅ４Ｎ−５＋ｃ４Ｎ−２′−ｅ４Ｎ−１とすれ
ばよい。ここで籟は従来のノ９ルス圧縮法における基準
波の離散値を表わしている。同様にして第９図のｇＮ、
８〜ｇ　４Ｎ−１，３はｇＮ、０＝（Ｃ１＋ｃ２＋Ｃ５
＋Ｃ４）ｇＮ、　ｉ＝（’１＋ｃ２　　”５　　’４　
）ｇ、２＝（ｃｌ−Ｃ２−Ｃ３＋Ｃ４） ｇ、、＝（ｃｌ−Ｃ２＋Ｃ５’４） ｇ２Ｎ−１、ｏ　＝（Ｃ４Ｎ−５＋ｅ４Ｎ−２＋ｃ４Ｎ
−１）ｇ２ｓ−１，１”’（Ｃ４Ｎ−３＋ｃｉＮ−２−
Ｃ４Ｎ−１）ｇ２Ｎ−１，２””（’４Ｎ−３−ｃ４Ｎ
−２−ｃ４Ｎ−１）ｇ２Ｎ−１，３＝（Ｃ４Ｎ−５’４
Ｎ−２＋ｃ４Ｎ−１）また ｇ２Ｎ、ｏ＝（Ｃ２＋ｃ３＋Ｃ４＋Ｃ５）ｇ２Ｎ、１＝
（Ｃ２＋Ｃ３−Ｃ４−Ｃ５）ｇ２Ｎ、２”（Ｃ２−Ｃ５
’４＋ｃ５）ｇ２Ｎ、３＝（Ｃ２−ｃ３十′！４−Ｃ５
）ｇｓＮ−１、Ｏ”（’４Ｎ−２＋ｃ４Ｎ−ｊ　）ｇ３
Ｎ−１，１”（Ｃ４Ｎ−２＋ｃ４Ｎ−ｊ　）ｇ３Ｎ−１
，２＝（Ｃ４ｓ−２’４Ｎ−ｊ　）ｇ３Ｎ−１，２＝（
Ｃ４Ｎ−２−Ｃ４Ｎ−１）また ｇｓＮ、。＝（ｃ　ｓ　＋　ｃ　ａ　＋ｃ　ｓ　＋ｃ　
ｂ　）ｇ３Ｎ、１”（ｃ！Ｓ＋ｃ４−Ｃ５’６）ｇ３Ｎ
、　２＝（’！　５−ｅ　４−ｅ　ｓ＋ｃ　６　）ｇ　
５　Ｎ　、　ｓ　＝（ｅ　ｓ　　ｅ　４　＋　ｅ　５−
ｅ　ｂ　）ｇ４Ｎ−１，０””４Ｎ−１ ｇ４Ｎ−１，＋　　　４Ｎ−１ ｇ４Ｎ−１，２４Ｎ−１ ｇ４Ｎ−＋、３　４Ｎ−１ とすれば良い。まとめて整理して書くならば、加算器６
９　ｍの系列においては、 ｇＫ、ｏ”Ｃ４に十ｃ４に＋１十〇４に＋２＋ｃ４に＋
５ｇＫ、１”Ｃ４に＋ｃ４１［＋１−Ｃ４に＋２　　”
４に＋５ｇＫ、２：ｅ４Ｋ　　’４に＋１−Ｃ４に＋２
＋ｃ４に＋！５ｇＫ１３”０４ＩＣ’４１Ｃ＋１＋６４
に＋２−Ｃ４に＋３加算器６９ｂの系列においては、 ｇＮ十に、０＝ｃ４に＋１＋ｃ４に＋２＋ｃ４に＋５”
４に＋４ｇＮ十に、１”０４に−Ｎ＋ｃ４に＋２−Ｃ４
に＋５−Ｃ４に＋４ｇＮ＋ｘ、２：′：ｃ４ｊＣ＋１−
’４に＋２−Ｃ４に＋５＋ｃ４に＋４ｇＮ＋に、！ｌ−
’４１に＋１−’４に＋２十〇４に＋３　　’４に＋４
加算′ｆＳ６９　ｅの系列においては、ｇ２Ｎ＋に、Ｑ
”’４に−１−２＋’ｔＫ−）！Ｓ＋”４に＋４＋’４
１５に２Ｎ十に、１”６４に＋２＋１′４に＋５−ｅ４
に＋４−”４に＋５”２Ｎ＋に、２”ｃ４に＋２−ｅ４
に＋５−６４に＋４＋ＣＪＫ＋５ぎ２Ｎ＋に、５−６４
に＋２−ｃ４に＋５＋ｅ４に＋４−”４に＋５加算器ｅ
ｙａの系列においては、 ’１５Ｎ＋に、Ｏ：”４に＋５”　４に−４−４”　４
に−）５＋ｅ４ＦＬＬ＋６ＫＳＨ＋に、１：０４に＋５
＋’４に＋４−ｃ４に＋５−６４に＋６Ｍ５Ｎ＋に、２
”６４に＋５−ｅ４に＋４−ｅ４に＋５”４に＋６１５
Ｎ−＋に、５＝６４１Ｌ＋５−ｃ４に＋４＋６４に＋５
−”４に＋４となる。ただしＯ≦に≦Ｎ−１でｎ（０，
ｎ＞４Ｎ−１のとき、ｃｎ＝０である。

以上の説明は受信波ａ−１−ｊｂと基準波ｃ−Ｊｂの相
関 （１＋ｊｂ）☆（ｅ　−ｊｂ　）＝ａ☆ｅ＋ｂ☆ｄ−ｊ
　（ａｙ＞ｄ−ｂ☆Ｃ）のうちａ☆Ｃの項に関するもの
であるが、他のｂ☆ｄ、ａ☆ｄ、ｂ☆Ｃに関しても同様
にして相関処理が行なわれる。

なお、超音波振動子２０は通常リアクタンス成分を持っ
ており、周波数に対する振幅と位相の応答特性は振幅３
位相ともフラットにはなっていない。従って、リニアＦ
Ｍチャープ波を送信波として用い、同じＦＭチャープ波
を基準波として用いても相関処理によって理想的なパル
ス圧縮波形をえることはできない。そこで、エコー信号
を「。

そのフーリエ変換値をＲ９相関処理による理想的な圧縮
波形を得ることができるチャープ波形をＧとすると、 Ｆ　−皿　　＋　　（Ｇ／Ｒ）　　　・　Ｇ　１　　・
・・　　（１）で示される値を基準波として使用すれば
理想的な圧縮波形を？移ることができる。なぜならば、
ｒ％Ｆ−’　　（（Ｇ／Ｒ）　　−Ｇ）−Ｆ　（ｒｌ　
　・Ｆ　［Ｆ−１１（Ｇ／Ｒ）　　・Ｇｌ　］−Ｒ−Ｇ
　−Ｇ／Ｒ −〇−Ｇ となるからである。なお、上式におけるＦ−１はフーリ
エ逆変換を示し、ＧはＧの位相共役を示している。した
がって、例えば振幅がガウシアンの形をもつ波形を採用
し、上記（１）式で示されるような基準波を用いれば、
サイドローブのないパルス圧縮波が得られる。

上記相関部６０Ａに入力した実数成分ｈｎ、。〜ｈ　ｎ
、　、および６０Ｂに入力した虚数成分＃ｎ、ｏ〜Ｉｎ
、、はインピーダンス変換器６１ａ〜６１ｄを介して信
号遅延部６２ａ〜６２ｄに入力される。

この信号遅延部は６２ａ〜６２ｄは、そのタップ間の遅
延量つまり量子化量がサンプリング定理によりローパス
フィルタ５９ａ〜５９ｈのカットオフ周波数の半周期以
下に設定されている。そして、全遅延量はローパスフィ
ルタ５９ａ〜５９ｈを通過した後の信号持続時間と等し
い時間に設定されている。つまり相関を行なうウィンド
ウ幅の時間に設定している。そして、信号遅延部６２ａ
〜６２ｄで（ｎ＋１）系列の並列信号に変換されたのち
、乗算器６４−１〜６４−　（３２ｎ＋３２）で各々の
基準波と乗算される。そして、各系列の出力が加算器６
８−１〜６ｇ−（８ｎ＋８）で加算され、さらにこの各
加算器からの出力が加算器６９ａ〜６９ｈで加算され、
パルス圧縮された信号を出力する。

また、上記相関・直交逆変換部６０を第１０図に示す構
成にしてもよい。同図に示す６０１は信号遅延部であり
、集中定数Ｌｃの遅延線で構成されている。このような
信号遅延線で信号遅延部６０１を構成する場合には、全
遅延量を複数個の遅延線をカスケードに接続する。この
ようにすることにより、遅延部としての周波数を落とさ
ずに、かつ遅延線を安価に済ませるとかできる。また、
６０２ａ〜６０２ｄは増幅器であり、終端整合による一
６ｄＢの減衰を回復させる機能を有している。信号遅延
部６０１の具体的な構成を第１１図に示す。相関・直交
逆変換部６０に入力した信号は、インピーダンス変換器
６１１〜６１４を介して信号遅延部６１５〜６１８に入
力し、（ｎ＋１）系列の並列信号に変換される。各信号
遅延部６１５〜６１８から出力される並列信号はインピ
ーダンス変換器６２１−１〜６２１−（４ｎ＋４）、各
抵抗列６２２を介して補償対称型ベース接地増幅器６２
３−１〜６２３−１６のエミッタラインに入力され、加
算増幅される。なお、増幅器６２３−１〜６２３−１６
の増幅度は、抵抗列の抵抗値をＲＥとし、増幅器６２３
−１〜６２３−１６のコレクタ側の負荷抵抗をＲＬとす
れば、ＲＬ／ＲＥとなる。このＲ，／ＲＥが、第８図に
示す乗算器６４−１〜６４　　（３２ｎ＋３２）と加算
器６８−１〜６８−（８ｎ＋８）の機能をはたしている
。ところで、上記直交変換部５０のところでも述べたよ
うに、ＲＬ／ＲＥは負の値を持たないので、次のような
手段を講じる必要がある。つまり、信号遅延部６０１の
抵抗列６２２を通過した並列信号は、相関を行なう基準
波の値が正の場合には、抵抗列６２２の基準波の値に対
応する抵抗ラインがベース接地増幅器６２３−１，６２
３−３．・・・６２３−１５に接続され、この増幅器か
らの出力が差動増幅器６２４−１〜６２４−８の非反転
入力端子に入力される。また、基準波の値が負の場合に
は、各基準波の値に対応する抵抗列６２２の抵抗ライン
はベース接地増幅器６２３−１，６３２−３．・・・６
２３−１６に接続され、これらの増幅器からの出力は差
動増幅器６２４−１〜６２４−８の反転入力端子に入力
される。そして、差動増幅器６２４−１〜６２４−８の
出力は、加算器６３１〜６３４および減算器６３５〜６
３８で相関部６０Ｂから出力される信号と（ａ☆ｃ＋ｂ
☆ｄ）および（ａ☆ｄ−ｂ☆Ｃ）といった加算および減
算処理がなされる。

相関処理された信号は加算器２０１〜２０４および減算
器２０５〜２０８に入力し、加算または減算される。そ
して、この加算器２０１〜２０４および減算器２０５〜
２０８から（ａ☆Ｃ＋ｂ☆ｄ）および（ａ☆ｄ−ｂ☆Ｃ
）を表わす４系列の並列信号が出力される。この４系列
の並列信号はサンプルホールド回路２１１〜２１４゜２
１５〜２１８にそれぞれ人力され、４Ｔ間隔でサンプル
ホールドされた後、ゲート回路２２１〜２２４．２２５
〜２２８に入力される。このゲート回路２２１〜２２４
，２２５〜２２８は第１３図に示す如きカレントスイッ
チ回路で構成されている。そのため、ゲート入力がハイ
レベルのときは、トランジスタＴｒｌがオフし、トラン
ジスタＴｒ２がオンとなり、ハイレベルの入力信号が出
力される。また、ゲート入力信号がローレベルのときは
、トランジスタＴｒｌがオンし、トランジスタＴｒ２が
オフとなり、サンプルホールド回路２１１〜２１４また
は２１５〜２１８のホールド値が出力される。ただし、
ゲート入力のハイレベルはサンプルホールド回路の出力
値の最大よりも大きく、また、ゲート人力のローレベル
はサンプルホールド回路の出力値の最少よりも小さく設
定されている。このようにすることにより、トランジス
タＴｒｉ、Ｔｒ２を常に能動領域で使用することができ
、動作速度を速（することができ、しかも細い幅のゲー
トをかけることができる。

また、第１４図に示すように、上記ゲート回路２１１〜
２１４，２１５〜２１８に入力した各信号は、ホールド
期間中にホールド期間の１／４の幅Ｔ（Ｓ）のゲートが
かけられ、ホールド期間における電圧値か取出される。

その後、遅延加算部２３１．２３２に入力され、０．Ｔ
、２Ｔ、３Ｔの遅延を施されると共に、サンプルホール
ド回路２１１〜２１４からの各出力およびサンプルホー
ルド回路２１５〜２１８からの各出力が加算される。そ
して、遅延加算部２３１，２３２から出力された並列信
号は、ローパスフィルタ２３３゜２３４に入力し、実数
成分および虚数成分を表わす直列信号つまりパルス圧縮
を施された直交信号（ａ☆Ｃ＋ｂ☆ｄ）および（ａ☆ｄ
−ｂ☆Ｃ）に変換される。ローパスフィルタ２３３，２
３４から出力された直交信号は、１５ｄＢ増幅用。

ＯｄＢ、−１５ｄＢ減衰用の３つのステージに入力され
る。すなわち、ローパスフィルタ２３３の出力信号は増
幅器２３５．クランプ回路２３６゜減衰器２３７にそれ
ぞれ入力され、ローパスフィルタ２３４らの出力信号は
増幅器２３８．クランプ回路２３９．減衰器２４０にそ
れぞれ入力される。増幅器２３５，２３８に入力した信
号は１５ｄＢの増幅が施される。減衰器２３７゜２４０
に人力した信号は一１５ｄＢの減衰が施される。各ステ
ージのクランプ回路（２４１゜２４２）　　　（２３６
，２３９）　　　＜２４３゜２４４）では直流再生が行
われ、包絡線検波器としての機能を有する二乗回路（２
４５，２４６）、（２４７，２４８）、（２４９，２５
０）に入力される。そして、（ａ☆ｃ＋ｂ☆ｄ）２およ
び（ａ☆ｄ−ｂ☆Ｃ）２といった演算処理が行われる。

なお、１５ｄＢ、ＯｄＢ、−１５ｄＢの３つのステージ
にわけらでいるのは、後に６０６以上の対数圧縮を行な
うためである。二乗回路２４５および２４６から出力さ
れた信号は加算器２５１において、（ａ☆ｃ＋ｂ☆ｄ）
　２＋　（ａ☆ｄｂ☆ｃ）２といった演算がなされる。

同様に、二乗回路２４７．２４８から出力された信号お
よび二乗回路２４９，２５０から出力された信号は加算
器２５２，２５３においてそれぞれ上記演算がなされる
。なお、増幅器２３５，２３８は二乗回路２４５，２４
６の後に設置することも可能であるが、後ろに設置され
ると二乗回路２４５゜２４６のオフセット誤差の影響が
大きくなるため図示のような位置が精度を向上させる上
で好ましい。加算器２５１〜２５３でそれぞれ加算され
た信号は増幅器２５７〜２５９で振幅調整が行われた後
、ローパスフィルタ２６０〜２６１で不用高周波成分が
除去されろ。そして、ローパスフィルタ２５７〜２５９
から出力された各信号はそれぞれクランプ回路２６０〜
２６１に入力し再度直流再生が施されて対数増幅器２６
２に出力される。

対数増幅器２６２では人力信号の対数圧縮を行なう。以
上の信号処理により包絡線検波が行われる。

そして、この対数圧縮回路２６２からの出力信号は、増
幅器２６３で利得制御が行われた後、バッファ増幅回路
２６４を介してデジタルスキャンコンバータ２５６に入
力する。デジタルスキャンコンバータ２５６に入力した
信号は画像信号に変換された後、表示部２６６に出力さ
れる。表示部２６６はデジタルスキャンコンバータ２６
５からの画像信号に基づいて例えば診断部の断層画像を
表示する。

このように本実施例によれば、直交検波部４０で帯域分
割したエコー信号を、さらに直交変換手段５０でアダマ
ール変換またはパルス直交系列による直交変換を施すよ
うにしたので、容易にハードウェア化でると共に、広帯
域のパルス圧縮を行なうこができ、そのため従来の狭帯
域の相関器を用いて広帯域の周波数信号を用いた超音波
診断が可能となり、高分解能診断を行なうことができる
。

また、相関・直交逆変換部６０において、相関処理と直
交変換とを同時に行なうようにしたので、回路構成を簡
素化することができ、回路規模を縮小できる。また、直
交変換部５０および相関・直交逆変換部６０では、アダ
マール変換またはパルス直交関数系列を用いてエコー信
号を直交変換するようにしたので、容易にハードウェア
化でき、さらにパルス直交関数系列の直交変換を行なう
ようにした場合には相関処理を行なう場合の基準波を容
易に決定することができる。また、相関・直交逆変換部
６０の出力信号にゲートをかけるゲート回路２２１〜２
２４，２２５〜２２８をカレントスイッチ回路で構成し
たので、回路規模を縮小でき、コスト低減を図ることが
できる。また、送信手段１０における送信波形発生部の
Ｐ　ＲＯＭｌｌｌ、１１２に予めＦＭチャープ波を記憶
させておくようにしたので、送信波の振幅および角度変
調を容易に行なうことができ、しかも送信波形の弯更を
容易に行なうことができる。また、パルス直交系列によ
る直交変換を行なう場合の送信波形発生部のＰ　ＲＯＭ
　１３１　ａ　〜１３１　ｈに、送信チャープ波を１／
２に分割し、パルス直交系列により直交変換したデータ
を記憶するようにしたので、従来の記憶素子を用いて広
帯域の送信波を発生することができる。また、包絡線検
波部８０において、対数増幅器２６２の前に包絡線検波
機能を有する二乗回路２４５〜２５０を配置したので、
直交変調を行なう必要がなく回路構成を簡素化できると
共に、高周波の局部発生器を使用する必要がないので、
調整が極めて容易となる。

なお、上記実施例においては、相関・直交逆変換部６０
からの出力をサンプルホールド回路２１１〜２１８．ゲ
ート回路２２１〜２２８を介して遅延加算部２３１，２
３１に入力して加算し、さらにローパスフィルタ２３３
，２３４を介して３つのステージに入力するようにして
いるが、第１２図に示すような構成にしてもよい。すな
わち、相関・直交逆変換部６０からの出力信号を、クラ
ンプ回路３０１〜３０４，３０５〜３０８において、ダ
イナミッククランプを行ない直流再生を行なった後、二
乗回路３１１〜３１８で二乗演算を行なう。そして、各
加算器３２１〜３２４で（ａ☆ｃ十ｂ☆り）　２＋　（
ａ☆ｄ−ｂ☆Ｃ）２といった演算のなされたそれぞれ４
系列の並列信号として出力する。加算器３２１〜３２４
から出力された並列信号はサンプルホールド回路３２５
〜３２８でサンプルホールドされ、さらにゲート回路３
３０〜３３３で上記ホールド時間の１／４の幅Ｔ　（ｓ
）のゲートがかけられる。そして、遅延加算部３４０で
０．Ｔ、２Ｔ、　　３Ｔの遅延に基づき加算される。遅
延加算部３４０からの出力信号はローパスフィルタ３４
１で高周波成分が除去され、増幅器３４２で振幅調整を
受けた後、対数圧縮のための３つのステージに入力され
る。、３つのステージでは増幅器３４３．減衰器３４５
により３０ｄＢ、ＯｄＢ、−３０ｄＢの利得調整が施さ
れる。その後、クランプ回路３４６，３４４゜３４７に
おいてダイナミッククランプが行われ、対数増幅器２６
２に入力し、増幅器２６３．バッファ増幅器２６４を介
してデジタルスキャンコンバータ２６５に人力し、さら
に表示部２６６へ送られる。

このような構成にすることにより、サンプルホールド回
路３２５〜３２８．ゲート回路３３０〜３３３、遅延加
算部３４０の前に二乗回路３１１〜３１８が配置される
ので、二乗回路３１１〜３１８の帯域が、第２図（ｂ）
に示す＋Ｍ成とした場合に比して１／４で済むという利
点がある。

また、上記実施例では、直交変換部５０において、４次
のアダマール行列を用いて直交変換する場合を示したが
、例えば４次の単位行列を用いるようにしてもよい。単
位行列を用いた変換、すなわちパルスを行列による直交
変換を行なうと、第２図（ａ）に示す実施例で用いた加
算器５３ａ〜５３ｇ、５４ａ〜５４ｇ、差動増幅器５５
ａ〜５５ｄ　　５６ａ〜５６ｄが不用となる。さらに、
相関・直交逆変換部６０における基準波に対応する抵抗
値の設定が容易になる。

しかしながら、アダマール行列を用いた場合には、変換
後の各系列が周波数的な特徴を持っており、例えばある
周波数帯域成分を強調する等の処理を容易に行なうこと
ができる。また、帯域制限された信号に対し、多次数の
アダマール行列を用いて多くの系列に帯域分割を行なっ
た場合、高い周波数成分に対応する系列の振幅がしだい
に減衰。

収束していき、原信号を十分に復元できる。

〔発明の効果〕

本発明によれば、直交検波手段で帯域分割したエコー信
号を、さらに直交変換手段で直交変換するようにしたの
で、広帯域信号のパルス圧縮を行なうこができる。した
がって、広帯域信号を用いた超音波診断を行なうことが
でき、装置の分解能を向上させることができ、高分解率
の診断画像を得ることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図〜第１４図は本発明の実施例を示す図であり、第
１図は超音波診断装置の構成を示すブロック図、第２図
（ａ）（ｂ）は第１図に示す超音波診断装置の詳細な構
成を示す図、第３図は送信手段の構成を示す図、第４図
はパルス直交系列の直交変換を行なう場合の送信手段の
構成を示す図、第５図は直交検波部の構成を示す図、第
６図は直交変換部における加算器の構成を示す図、第７
図は直交変換部の具体的な作用を説明するための図、第
８図、第９図は相関・直交逆変換部における相関処理を
説明するための図、第１０図は第２図Ｃｌ１）に示す回
路の等価回路の構成を示す図、゛第１１図は第１０図に
示す信号遅延部の構成を示す図、第１２図は第２図（ｂ
）に示す回路の変形例の構成を示す図、第１３図（ａ）
（ｂ）は第２図（ｂ）に示すゲート回路の具体的な構成
を示す図、第１４図は直交変換部における信号変換の状
態を示す図、第１５図は相関処理を説明するための図、
第１６図はアダマール変換を説明するための図、第１７
図はチャープ波信号のパルス圧縮を示す図である。 １０・・・送信手段、２０・・・超き波振動子、４０・
・・直交検波部、５０・・・直交礎換部、６０・・・相
関・直交逆変換部、７０・・・基準波出力手段、８０・
・・包絡線検波部。

Claims (9)

【特許請求の範囲】
1. （１）送信手段から出力される信号に基づいて発振され
   る送信波により被検体の診断部を走査して、このときの
   反射波を超音波振動子で受信してエコー信号に変換し、
   このエコー信号に基づいて被検体の診断を行なう超音波
   診断装置において、前記超音波振動子で変換されたエコ
   ー信号の周波数帯域を分割低域化する第１の帯域分割手
   段と、この帯域分割手段で帯域分割された信号の帯域を
   再度分割低域化して複数の狭帯域信号を出力する第２の
   帯域分割手段と、基準波信号を出力する基準波出力手段
   と、この基準波出力手段から出力される基準波信号と前
   記第２の帯域分割手段から出力される信号と相関処理を
   行ないパルス圧縮された前記エコー信号を出力する相関
   手段と、この相関手段でパルス圧縮されたエコー信号の
   帯域を復元する帯域復元手段と、この帯域復元手段から
   出力されるエコー信号の包絡線を検出する包絡線検波手
   段とを具備したことを特徴とする超音波診断装置。
2. （２）第１の帯域分割手段をエコー信号を複素信号にし
   て帯域を分割低域化する直交検波手段とし、第２の帯域
   分割手段を前記複素信号を直交変換する直交変換手段と
   し、帯域復元手段を直交逆変換手段としたことを特徴と
   する請求項１に記載の超音波診断装置。
3. （３）前記相関手段による相関処理と前記帯域復元手段
   による帯域復元処理を同時に行なうようにしたことを特
   徴とする請求項１に記載の超音波診断装置。
4. （４）直交変換手段および直交逆変換手段をアダマール
   行列を用いた直交変換および逆変換とすることを特徴と
   する請求項２に記載の超音波診断装置。
5. （５）直交変換手段および直交逆変換手段をパルス直交
   関数系列による直交変換および直交逆変換としたことを
   特徴とする請求項２に記載の超音波診断装置。
6. （６）前記送信手段に書込み可能な記憶部を設け、この
   記憶部にＦＭチャープ波を予め記憶させておき、このＦ
   Ｍチャープ波で被検体を走査するようにしたことを特徴
   とする請求項１に記載の超音波診断装置。
7. （７）前記送信手段に書込み可能な記憶部を設け、この
   記憶部にＦＭチャープ波を直交検波したのち直交変換し
   て帯域分割した信号を記憶することを特徴とする請求項
   １に記載の超音波診断装置。
8. （８）前記帯域復元手段から出力される並列エコー信号
   をサンプルホールドするサンプルホールド回路と、ホー
   ルド期間の一部を取出すためのカレントスイッチ回路か
   らなるゲート回路と、このゲート回路から出力されるエ
   コー信号を遅延加算する回路とからなり、帯域の復元さ
   れた複素エコー信号を得るための並直列変換回路を設け
   たことを特徴とする請求項１に記載の超音波診断装置。
9. （９）前記帯域復元手段から出力される複素エコー信号
   の内、実数成分信号、虚数成分信号をそれぞれ複数のス
   テージに分割し、分割された信号毎に、その信号の振幅
   を制限する手段と、この制御手段から出力される信号を
   直流再生するクランプ回路と、このクランプ回路から出
   力される信号の包絡線を検出する２乗検波回路と、２乗
   検波された実数成分信号と虚数成分信号を各ステージ毎
   に加算する手段と、この加算手段により加算された各ス
   テージ毎の信号に基づいて対数圧縮する手段とを有する
   ことを特徴とする請求項２に記載の超音波診断装置。