JPH02185107A - 増幅器利得制御回路 - Google Patents
増幅器利得制御回路Info
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- JPH02185107A JPH02185107A JP1294113A JP29411389A JPH02185107A JP H02185107 A JPH02185107 A JP H02185107A JP 1294113 A JP1294113 A JP 1294113A JP 29411389 A JP29411389 A JP 29411389A JP H02185107 A JPH02185107 A JP H02185107A
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
- H03G3/20—Automatic control
- H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices
- H03G3/3036—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in high-frequency amplifiers or in frequency-changers
-
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
- H03G3/20—Automatic control
- H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices
- H03G3/3005—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in amplifiers suitable for low-frequencies, e.g. audio amplifiers
- H03G3/3026—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in amplifiers suitable for low-frequencies, e.g. audio amplifiers the gain being discontinuously variable, e.g. controlled by switching
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- Engineering & Computer Science (AREA)
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- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
［発明の属する技術分野］
本発明は、自動利得制御を有する増幅器、特に切り替え
制御素子を用いた自動利得制御装置に関する。
制御素子を用いた自動利得制御装置に関する。
［従来技術に関する説明］
自動利得制御装置は、増幅器内に使用され、広範囲の入
力信号に対して比較的一定の出力レベルを持つことが要
求される。当業者にはよく知られているように、このよ
うな制御は、可変素子による負の帰還を用いることによ
って実現し、従って、増幅器の利得は、可変素子の値の
関数となりこの可変素子の値は、増幅器の出力レベルに
よって制御される。出力レベルが要求値より高い場合、
帰還パス中の可、変素子の値は増幅器の利得を減少する
ように変更される。出力レベルが要求値より低い場合は
、可変素子の値は増幅器の利得を増幅器をするように修
正される。このようにして増幅器の出力は、さらに広範
囲の入力信号に対して規定範囲内に保持される。
力信号に対して比較的一定の出力レベルを持つことが要
求される。当業者にはよく知られているように、このよ
うな制御は、可変素子による負の帰還を用いることによ
って実現し、従って、増幅器の利得は、可変素子の値の
関数となりこの可変素子の値は、増幅器の出力レベルに
よって制御される。出力レベルが要求値より高い場合、
帰還パス中の可、変素子の値は増幅器の利得を減少する
ように変更される。出力レベルが要求値より低い場合は
、可変素子の値は増幅器の利得を増幅器をするように修
正される。このようにして増幅器の出力は、さらに広範
囲の入力信号に対して規定範囲内に保持される。
抵抗性素子と容量性素子の両方が可変利得を得るために
用いられている。一般に抵抗性変化は、抵抗値又は静電
容量値がデジタル制御下で切替によって制御される。切
替抵抗器又は切替コンデンサの使用によって得られる。
用いられている。一般に抵抗性変化は、抵抗値又は静電
容量値がデジタル制御下で切替によって制御される。切
替抵抗器又は切替コンデンサの使用によって得られる。
例えば、米国特許節４．４４１．０８２号では、増幅器
の出力レベルに応答するアップ◆ダウンカウンタによっ
て切替えられ、増幅器の利得を変化させるコンデンサア
レイを利用する切替コンデンサ自動利得制御ループを紹
介している。しかし、この切替装置は利得調整における
遅れや、ノイズ効果を起こす恐れがある。このような遅
れやノイズを除去しようとすると、過度に複雑な回路と
なる。
の出力レベルに応答するアップ◆ダウンカウンタによっ
て切替えられ、増幅器の利得を変化させるコンデンサア
レイを利用する切替コンデンサ自動利得制御ループを紹
介している。しかし、この切替装置は利得調整における
遅れや、ノイズ効果を起こす恐れがある。このような遅
れやノイズを除去しようとすると、過度に複雑な回路と
なる。
より簡易な装置は、増幅器の出力レベルによって制御さ
れるＭＯＳＦＥＴのような可変抵抗半導体素子を使用す
る。利得制御増幅器があり、増幅器の利得制御特性が等
しくされるべきシステムにおいて、異なる増幅器の半導
体抵抗素子の特性を整合させることは困難である。米国
特許節４．７３１゜５９０号では、複数の増幅器回路の
利得制御を行なう単一信号制御ループ内の複数のＭＯＳ
ＦＥＴ可変抵抗素子を開示している。しかし、自動利得
制御曲線と適応可能なダイナミックレンジは、ＭＯＳＦ
ＥＴ素子の特性によって制限される。この問題は本発明
によって解決される。すなわち、本発明においては、増
幅器出力レベルの関数として重要な、最大周波数の少な
くとも２倍の速さで、利得制御ループ内の抵抗制御素子
を切替えることによって、選択された可変利得特性と、
高周波スイッチング過度を除くために増幅器出力を濾波
する低パスとを実現する。
れるＭＯＳＦＥＴのような可変抵抗半導体素子を使用す
る。利得制御増幅器があり、増幅器の利得制御特性が等
しくされるべきシステムにおいて、異なる増幅器の半導
体抵抗素子の特性を整合させることは困難である。米国
特許節４．７３１゜５９０号では、複数の増幅器回路の
利得制御を行なう単一信号制御ループ内の複数のＭＯＳ
ＦＥＴ可変抵抗素子を開示している。しかし、自動利得
制御曲線と適応可能なダイナミックレンジは、ＭＯＳＦ
ＥＴ素子の特性によって制限される。この問題は本発明
によって解決される。すなわち、本発明においては、増
幅器出力レベルの関数として重要な、最大周波数の少な
くとも２倍の速さで、利得制御ループ内の抵抗制御素子
を切替えることによって、選択された可変利得特性と、
高周波スイッチング過度を除くために増幅器出力を濾波
する低パスとを実現する。
（発明の概要）
本発明は、規定の周波数範囲を持ち、その周波数範囲に
おいて、切替抵抗性素子が増幅器利得を制御するタイプ
の増幅器の利得を制御するための回路を得ることを目的
とする。増幅器の出力レベルを代表する第１の信号が形
成される。規定の周波数範囲内の高い方の周波数の２倍
の逆数を越える速度で反復する所定の波形を持つ第２信
号が生成され、代表レベル信号と合成され、これによっ
て、第１信号に相当するレベルを持ち、そこから第２信
号に従って変化する第３の信号が形成され、第３信号が
標準しきい値と対比され、切替抵抗素子の値が、第３信
号と標準しきい値の差に応じて修正される。
おいて、切替抵抗性素子が増幅器利得を制御するタイプ
の増幅器の利得を制御するための回路を得ることを目的
とする。増幅器の出力レベルを代表する第１の信号が形
成される。規定の周波数範囲内の高い方の周波数の２倍
の逆数を越える速度で反復する所定の波形を持つ第２信
号が生成され、代表レベル信号と合成され、これによっ
て、第１信号に相当するレベルを持ち、そこから第２信
号に従って変化する第３の信号が形成され、第３信号が
標準しきい値と対比され、切替抵抗素子の値が、第３信
号と標準しきい値の差に応じて修正される。
本発明の１つの特徴によれば、増幅器出力の周波数範囲
は、抵抗素子切替の過度効果を除去するように制限され
る。
は、抵抗素子切替の過度効果を除去するように制限され
る。
（実施例の説明）
第１図は、本発明の具体例である自動利得制御装置を備
えた増幅器回路を示す。第１図において、上限周波数ｆ
ｕを持つ音声信号、映像信号やその他の情報伝送信号な
どのベースバンド入力信号５（１）が、演算型増幅器１
０５の入力端１０３にリード線１０１を通して入力され
る。当業者には周知のように、増幅器出力と増幅１人力
１０７を接続する抵抗器１１０と、増幅器人力１０７と
アースをスイッチ１４０を通して接続する抵抗器１１５
とが、増幅器ステージの利得を決定する、増幅器出力１
１２に現れる信号 （ＲＩ＋Ｒ２）／Ｒ２−ｓ （ｔ） は、最低ｆｕの２倍の遮断周波数を持つローパスフィル
タを通過する。Ｒ１は抵抗器１１０の抵抗値Ｒ２は抵抗
器１１５とスイッチ１４０からなる抵抗素子の抵抗値で
あり、従って増幅器利得は直列に接続した抵抗器１１５
とスイッチ１４０の実効抵抗値に反比例する。
えた増幅器回路を示す。第１図において、上限周波数ｆ
ｕを持つ音声信号、映像信号やその他の情報伝送信号な
どのベースバンド入力信号５（１）が、演算型増幅器１
０５の入力端１０３にリード線１０１を通して入力され
る。当業者には周知のように、増幅器出力と増幅１人力
１０７を接続する抵抗器１１０と、増幅器人力１０７と
アースをスイッチ１４０を通して接続する抵抗器１１５
とが、増幅器ステージの利得を決定する、増幅器出力１
１２に現れる信号 （ＲＩ＋Ｒ２）／Ｒ２−ｓ （ｔ） は、最低ｆｕの２倍の遮断周波数を持つローパスフィル
タを通過する。Ｒ１は抵抗器１１０の抵抗値Ｒ２は抵抗
器１１５とスイッチ１４０からなる抵抗素子の抵抗値で
あり、従って増幅器利得は直列に接続した抵抗器１１５
とスイッチ１４０の実効抵抗値に反比例する。
第１図における利得制御装置は、レベル検査１２５、波
形生成器１３０、比較器１３５、及びスイッチ１４０を
含む。レベル検出器１２５は、ローパスフィルタ１２０
の出力から増幅された信号を受信し、当業者には周知の
方法で増幅器出力レベルの代表信号を形成する。波形生
成器１３０は１ ／ ｆ ｕの２倍より大きい速度のノ
コギリ歯のような反復波形を発振する。反復波形と出力
レベル代表信号は、それぞれコンデンサ１３３と抵抗器
１３９を通過して結合し、比較器１３５の入力端１３７
に入力される。固定標準電圧Ｖ ｒｅｆが比較器１３５
の他方の入力端に供給される。比較器の出力は、標準電
圧が端子■３７上の波形変調レベル信号より高い場合は
これに応答する第１状態にあり、標準電圧が端子１３７
上の信号より低い場合にはこれに応答する第２状態にあ
る。端子１３７における電圧が標準電圧Ｖ ｒｅｆより
低い場合、比較器出力はスイッチ１４０を閉じる。その
他の場合はスイッチ１４０は開いた状態にある。端子１
３７における波形変調レベル信号がＶｒｅ！’より高い
場合、比較器１３５の出力はスイッチ１４０を開き、増
幅器入力端子１０７とアースの間の実効抵抗値を、抵抗
器１１５の抵抗値よりはるかに大きくする。しかし、端
子１３７上の電圧がＶ ｒｅｒより低い場合は、実効抵
抗値は抵抗器１１５の抵抗値に等しい。従って増幅器入
力端子１０７とアース間の抵抗値はレベル代表信号に関
する波形の狂い（ｅｘｃｕｒｓｉｏｎ）に依存する。ス
イッチ１４０の開閉が周波数ｆｕの２倍より早い速度で
起こるため、スイッチ１４０によって生じる過度は、ロ
ーパスフィルタ１２０において増幅器出力から除去され
る。結果としてローパスフィルタからの出力信号にはス
イッチング過度は含まれない。
形生成器１３０、比較器１３５、及びスイッチ１４０を
含む。レベル検出器１２５は、ローパスフィルタ１２０
の出力から増幅された信号を受信し、当業者には周知の
方法で増幅器出力レベルの代表信号を形成する。波形生
成器１３０は１ ／ ｆ ｕの２倍より大きい速度のノ
コギリ歯のような反復波形を発振する。反復波形と出力
レベル代表信号は、それぞれコンデンサ１３３と抵抗器
１３９を通過して結合し、比較器１３５の入力端１３７
に入力される。固定標準電圧Ｖ ｒｅｆが比較器１３５
の他方の入力端に供給される。比較器の出力は、標準電
圧が端子■３７上の波形変調レベル信号より高い場合は
これに応答する第１状態にあり、標準電圧が端子１３７
上の信号より低い場合にはこれに応答する第２状態にあ
る。端子１３７における電圧が標準電圧Ｖ ｒｅｆより
低い場合、比較器出力はスイッチ１４０を閉じる。その
他の場合はスイッチ１４０は開いた状態にある。端子１
３７における波形変調レベル信号がＶｒｅ！’より高い
場合、比較器１３５の出力はスイッチ１４０を開き、増
幅器入力端子１０７とアースの間の実効抵抗値を、抵抗
器１１５の抵抗値よりはるかに大きくする。しかし、端
子１３７上の電圧がＶ ｒｅｒより低い場合は、実効抵
抗値は抵抗器１１５の抵抗値に等しい。従って増幅器入
力端子１０７とアース間の抵抗値はレベル代表信号に関
する波形の狂い（ｅｘｃｕｒｓｉｏｎ）に依存する。ス
イッチ１４０の開閉が周波数ｆｕの２倍より早い速度で
起こるため、スイッチ１４０によって生じる過度は、ロ
ーパスフィルタ１２０において増幅器出力から除去され
る。結果としてローパスフィルタからの出力信号にはス
イッチング過度は含まれない。
波形の狂い（ｄｅｖｌａｔｉｏｎ）が標準電圧Ｖ ｒｅ
ｒを横切る（１ｎｔｅｒｅｅｐｔ）場合は、スイッチ１
４Ｇの開閉は範囲を越えて端子１３７における波形変調
レベル代表信号に依存する。各々の完全な波形サイクル
において、波形の狂いが標準電圧を横切る場合、抵抗器
１１５はスイッチによりオン・オフされ波形間隔にわた
る、増幅器端子１０７とアース間の実効抵抗値は、増幅
器の周波数範囲内で、接続時と非接続時の平均値となる
。波形変調レベル代表信号の標準電圧Ｖ ｒｅｆへの関
係が、抵抗器１１５が波形サイクルの半分の間はアース
から絶縁され、波形サイクルの残り半分の間はアースに
接続されるというような関係であるならば、実効抵抗値
はスイッチの開放時と閉鎖時の抵抗値の和の１／２であ
る。
ｒを横切る（１ｎｔｅｒｅｅｐｔ）場合は、スイッチ１
４Ｇの開閉は範囲を越えて端子１３７における波形変調
レベル代表信号に依存する。各々の完全な波形サイクル
において、波形の狂いが標準電圧を横切る場合、抵抗器
１１５はスイッチによりオン・オフされ波形間隔にわた
る、増幅器端子１０７とアース間の実効抵抗値は、増幅
器の周波数範囲内で、接続時と非接続時の平均値となる
。波形変調レベル代表信号の標準電圧Ｖ ｒｅｆへの関
係が、抵抗器１１５が波形サイクルの半分の間はアース
から絶縁され、波形サイクルの残り半分の間はアースに
接続されるというような関係であるならば、実効抵抗値
はスイッチの開放時と閉鎖時の抵抗値の和の１／２であ
る。
レベル代表信号の値がその他の値である時、増幅器端子
１０７とアース間の実効抵抗値は標準電圧Ｖｒｅｒを越
える合成波形部分の関数である。
１０７とアース間の実効抵抗値は標準電圧Ｖｒｅｒを越
える合成波形部分の関数である。
第７図及び第８図は、第１図における動作を具体化した
抵抗ネットワークの切替抵抗素子の効果を示す。第７図
において第８図の波形８０１に示される入力信号が、抵
抗器７１５．７２０及びスイッチ７１０からなる抵抗性
ディバイダのリード線７０３に入力される。スイッチ７
１０が閉じている場合、出力リード線７２５における電
圧は、スイッチ７１０が開いている場合の電圧に比べて
比較的低い。比較器７０５はリード線７０７に標準しき
い値信号を受信し、リード線７０１に反復ノコギリ波形
信号を受信する。ノコギリ波形は波形８０３に開示され
る。比較器７０５はノコギリ波形の電圧が標準信号の電
圧より低い場合はスイッチ７１０を閉じ、ノコギリ波形
の電圧が標準信号も電圧より高い場合はスイッチを開く
。従って、リード線７２５上の電圧は高い値と低い値の
間を切替わる。インピーダンス切替は、第８図のノコギ
リ波形サイクルにおける１１とｔ の間で示される。ｔ
ｉとｔ２の間で、ノコギリ波形８０３は標準しきい値８
０２を越える。抵抗器７１５．７２０を含む抵抗ディバ
イダ内に殆ど減衰を生じないように、第７図のスイッチ
７１０が開く。
抵抗ネットワークの切替抵抗素子の効果を示す。第７図
において第８図の波形８０１に示される入力信号が、抵
抗器７１５．７２０及びスイッチ７１０からなる抵抗性
ディバイダのリード線７０３に入力される。スイッチ７
１０が閉じている場合、出力リード線７２５における電
圧は、スイッチ７１０が開いている場合の電圧に比べて
比較的低い。比較器７０５はリード線７０７に標準しき
い値信号を受信し、リード線７０１に反復ノコギリ波形
信号を受信する。ノコギリ波形は波形８０３に開示され
る。比較器７０５はノコギリ波形の電圧が標準信号の電
圧より低い場合はスイッチ７１０を閉じ、ノコギリ波形
の電圧が標準信号も電圧より高い場合はスイッチを開く
。従って、リード線７２５上の電圧は高い値と低い値の
間を切替わる。インピーダンス切替は、第８図のノコギ
リ波形サイクルにおける１１とｔ の間で示される。ｔ
ｉとｔ２の間で、ノコギリ波形８０３は標準しきい値８
０２を越える。抵抗器７１５．７２０を含む抵抗ディバ
イダ内に殆ど減衰を生じないように、第７図のスイッチ
７１０が開く。
時間ｔ２とｔ３の間で波形８０３は波形８０２を下回る
。減衰は大きく、出力リード線７２５における電圧は比
較的低い。
。減衰は大きく、出力リード線７２５における電圧は比
較的低い。
ノコギリ波形の反復速度はリード４９７０３上の入力信
号の速度より実質的に速く、出力電圧は、波形８０５に
示されるように、波形８０１の入力信号の各サイクルの
間に多数回切替わる。リード線７２５上の信号は、ロー
パスフィルタ７３０１すなわち波形８０１の入力信号の
周波数より高く、且つ波形８０３の反復速度に相当する
周波数より実質的に低い遮断周波数を持つローパスフィ
ルタ７３０を通過する。結果として、フィルタ７３０は
波形８０５のスイッチング過度を除去し、リード線７３
５上に、波形８０５の上部と下部の電圧部分の平均に一
致する信号（波形８０７）を供給する。ｊｆ！８図のよ
うにノコギリ波形８０３が各サイクルの１／２の間、標
準しきい値を越える場合、抵抗器７２０とスイッチ７１
０の直列接続における実効抵抗値はスイッチ７１０との
直列接続の抵抗値と抵抗器７２０の抵抗値の和の１／２
である。ノコギリ波形が各サイクルの１７２より長い間
、標準しきい値を越える場合、実効抵抗値は増加する。
号の速度より実質的に速く、出力電圧は、波形８０５に
示されるように、波形８０１の入力信号の各サイクルの
間に多数回切替わる。リード線７２５上の信号は、ロー
パスフィルタ７３０１すなわち波形８０１の入力信号の
周波数より高く、且つ波形８０３の反復速度に相当する
周波数より実質的に低い遮断周波数を持つローパスフィ
ルタ７３０を通過する。結果として、フィルタ７３０は
波形８０５のスイッチング過度を除去し、リード線７３
５上に、波形８０５の上部と下部の電圧部分の平均に一
致する信号（波形８０７）を供給する。ｊｆ！８図のよ
うにノコギリ波形８０３が各サイクルの１／２の間、標
準しきい値を越える場合、抵抗器７２０とスイッチ７１
０の直列接続における実効抵抗値はスイッチ７１０との
直列接続の抵抗値と抵抗器７２０の抵抗値の和の１／２
である。ノコギリ波形が各サイクルの１７２より長い間
、標準しきい値を越える場合、実効抵抗値は増加する。
ノコギリ波形が各サイクルの１／２より短い間だけ標準
しきい値を越える場合、実効抵抗値は減少する。従って
実効抵抗値の変化は波形８０３と波形８０３が置かれる
レベルの関数である。
しきい値を越える場合、実効抵抗値は減少する。従って
実効抵抗値の変化は波形８０３と波形８０３が置かれる
レベルの関数である。
第２図は、第１図のゲイン制御装置の動作を表す波形を
示す。波形２０１は、標準電圧Ｖ ｒｅｔに相当し、波
形２０５は、入力信号ｓ （ｔ）が図示するように時刻
ｔｏの低い値から時刻ｔＮの高い値へ増加する期間にお
けるレベル代表信号である。波形２１０は、コンデンサ
１３３を通って供給された後の波形生成器１３０の出力
である。ノコギリ波形が図示されているが、他の波形を
用いることもできる。ノコギリ波形２１０の反復周波数
は、ローパスフィルタ１２０の遮断周波数よりはるかに
高いため、フィルタ出力には、高周波数切替効果は現れ
ない。
示す。波形２０１は、標準電圧Ｖ ｒｅｔに相当し、波
形２０５は、入力信号ｓ （ｔ）が図示するように時刻
ｔｏの低い値から時刻ｔＮの高い値へ増加する期間にお
けるレベル代表信号である。波形２１０は、コンデンサ
１３３を通って供給された後の波形生成器１３０の出力
である。ノコギリ波形が図示されているが、他の波形を
用いることもできる。ノコギリ波形２１０の反復周波数
は、ローパスフィルタ１２０の遮断周波数よりはるかに
高いため、フィルタ出力には、高周波数切替効果は現れ
ない。
波形２１５は増幅器のゲイン、すなわち低い入力信号レ
ベルにおいて高く、入力信号レベルが自動利得制御を行
うために上昇すると利得制御装置の作用によって低下す
る増幅器の利得に相当する。
ベルにおいて高く、入力信号レベルが自動利得制御を行
うために上昇すると利得制御装置の作用によって低下す
る増幅器の利得に相当する。
時刻１１とｔ２の間のノコギリ波形サイクルにおいて、
波形２０５のレベル代表信号は波形２０１の標準電圧よ
り低く、ノコギル波形２１０の正のピーク部分のみが標
準電圧を越えている。従って、入力端子１０７とアース
間の実効抵抗値は僅に増加し、それによって、利得は波
形２１５に示されるように僅かに減少する。波形２０５
のレベル代表信号は第２図の増加する入力信号に応じて
滑らかに増加する。ノコギリ波形の各後続サイクルはよ
り大きい部分が波形２０１の標準電圧を越えている。結
果として実効抵抗値は、各連続波形の間において増加し
、増幅器利得は波形２１５に示されるように小さくなる
。増幅器の利得は時刻ｔ からｔＮの各連続ノコギリ波
形サイクルにおいて減少する。時刻ｔＮ後はノコギリ波
形変調レベル信号は常時標準電圧を越えており、従って
比較器１３５はスイッチ１４０を開放状態に保持し、実
効抵抗値をその最大値に維持する。第２図に示すように
、利得曲線２Ｉ５は時刻ｔＮ後は一定になる。本発明に
よると、増幅器の帰還パスにおける切替抵抗素子の実効
抵抗値は、増幅された信号の最大周波数の２倍より高い
反復周波数を持つ反復波形によって制御される。反復波
形は増幅器の出力レベルを代表する信号を修正する。実
効抵抗値及び増幅器の利得は、波形修正レベル信号の関
数である。異なる波形、例えばノコギリ波形、指数関数
波形等が、それぞれ異なる自動利得制御曲線を供給する
ために使用可能である。
波形２０５のレベル代表信号は波形２０１の標準電圧よ
り低く、ノコギル波形２１０の正のピーク部分のみが標
準電圧を越えている。従って、入力端子１０７とアース
間の実効抵抗値は僅に増加し、それによって、利得は波
形２１５に示されるように僅かに減少する。波形２０５
のレベル代表信号は第２図の増加する入力信号に応じて
滑らかに増加する。ノコギリ波形の各後続サイクルはよ
り大きい部分が波形２０１の標準電圧を越えている。結
果として実効抵抗値は、各連続波形の間において増加し
、増幅器利得は波形２１５に示されるように小さくなる
。増幅器の利得は時刻ｔ からｔＮの各連続ノコギリ波
形サイクルにおいて減少する。時刻ｔＮ後はノコギリ波
形変調レベル信号は常時標準電圧を越えており、従って
比較器１３５はスイッチ１４０を開放状態に保持し、実
効抵抗値をその最大値に維持する。第２図に示すように
、利得曲線２Ｉ５は時刻ｔＮ後は一定になる。本発明に
よると、増幅器の帰還パスにおける切替抵抗素子の実効
抵抗値は、増幅された信号の最大周波数の２倍より高い
反復周波数を持つ反復波形によって制御される。反復波
形は増幅器の出力レベルを代表する信号を修正する。実
効抵抗値及び増幅器の利得は、波形修正レベル信号の関
数である。異なる波形、例えばノコギリ波形、指数関数
波形等が、それぞれ異なる自動利得制御曲線を供給する
ために使用可能である。
第３図は、本発明の具体例である。利得制御回路を備え
た増幅装置を示す。第３図において入力信号ｓ （ｔ）
は、直交位相変換キー（ｑｕａｄｒａｔｕｒｅｐｈａｓ
ｅ ５ｈｉｆ’ｔ ｋｅｙｅｄ、 Ｑ Ｐ ＳＫ）変換
システム、又は、同相成分及び直交位相成分を含む他の
変調システムから得られる。同相１ （ｔ）成分及び直
交位相Ｑ （ｔ）成分は、当業者間では周知のように、
混合回路３０５．３１２において局部発振器３０７と９
０度位相変換器３１０の使用によって分割される。
た増幅装置を示す。第３図において入力信号ｓ （ｔ）
は、直交位相変換キー（ｑｕａｄｒａｔｕｒｅｐｈａｓ
ｅ ５ｈｉｆ’ｔ ｋｅｙｅｄ、 Ｑ Ｐ ＳＫ）変換
システム、又は、同相成分及び直交位相成分を含む他の
変調システムから得られる。同相１ （ｔ）成分及び直
交位相Ｑ （ｔ）成分は、当業者間では周知のように、
混合回路３０５．３１２において局部発振器３０７と９
０度位相変換器３１０の使用によって分割される。
信号１ （ｔ）はフィルタ及び利得制御増幅器３１５に
おいて増幅され、−力信号Ｑ （ｔ）はフィルタ及び利
得制御増幅器３２０において増幅される。信号Ｉ （ｔ
）とＱ（ｔ）は一般に広いダイナミックレンジを持つ。
おいて増幅され、−力信号Ｑ （ｔ）はフィルタ及び利
得制御増幅器３２０において増幅される。信号Ｉ （ｔ
）とＱ（ｔ）は一般に広いダイナミックレンジを持つ。
自動利得制御回路３４５はフィルタ及び利得制御増幅器
３１５．３２０の出力信号を受信し、各増幅器の利得を
設定する。このような利得制御は、信号処理器３３５が
増幅器からの信号に含まれる情報を取出せるようにする
ために必要である。信号処理器の正しい動作のために、
増幅器３１５と増幅器３２０が入力信号をそのダイナミ
ックレンジにわたって正確に追跡（ｔｒａｃｋ） Ｌな
ければならないことは明らかである。
３１５．３２０の出力信号を受信し、各増幅器の利得を
設定する。このような利得制御は、信号処理器３３５が
増幅器からの信号に含まれる情報を取出せるようにする
ために必要である。信号処理器の正しい動作のために、
増幅器３１５と増幅器３２０が入力信号をそのダイナミ
ックレンジにわたって正確に追跡（ｔｒａｃｋ） Ｌな
ければならないことは明らかである。
第４図は、第３図の増幅器３１５．３２０及び自動利得
制御回路３４５をより詳細に示した図であり、第５図は
、第４図の装置の動作を表す波形を示す。
制御回路３４５をより詳細に示した図であり、第５図は
、第４図の装置の動作を表す波形を示す。
第４図に示すように、増幅器３１５は演算型増幅器ステ
ージ４０５−１ 、４１０−１及び４２０−１からなる
第１の増幅器・フィルタ連鎖を含む。ローパスフィルタ
４０７−１は増幅器４０５−１と増幅器４１０−１の間
に接続される。ｄ−パスフィルタ４１５−１は増幅器４
１０−１と増幅器４２０−１の間に、ローパスフィルタ
４２５−１は増幅器４２０−１と出力部４８０−１の間
に、各々接続される。同様に、増幅器３２０は演算型増
幅器ステージ４０５−２．４１０−２ 、及び４２０−
２からなる第２の増幅器・フィルタ連鎖を含む。ローパ
スフィルタ４０７−２は増幅器４０５−２と増幅器４１
０−２の間に接続される。ローパスフィルタ４１５−２
は増幅器４１０−２と増幅器４２０−２の間に、ローパ
スフィルタ４２５−２は増幅器４２０−２と出力部４８
０−２の間に各々接続される。
ージ４０５−１ 、４１０−１及び４２０−１からなる
第１の増幅器・フィルタ連鎖を含む。ローパスフィルタ
４０７−１は増幅器４０５−１と増幅器４１０−１の間
に接続される。ｄ−パスフィルタ４１５−１は増幅器４
１０−１と増幅器４２０−１の間に、ローパスフィルタ
４２５−１は増幅器４２０−１と出力部４８０−１の間
に、各々接続される。同様に、増幅器３２０は演算型増
幅器ステージ４０５−２．４１０−２ 、及び４２０−
２からなる第２の増幅器・フィルタ連鎖を含む。ローパ
スフィルタ４０７−２は増幅器４０５−２と増幅器４１
０−２の間に接続される。ローパスフィルタ４１５−２
は増幅器４１０−２と増幅器４２０−２の間に、ローパ
スフィルタ４２５−２は増幅器４２０−２と出力部４８
０−２の間に各々接続される。
各増幅器ステージの利得は、その増幅器出力端と一方の
入力端の間に接続された抵抗と、その−方の入力端とア
ースの間に接続された抵抗ネットワークとを含む帰還パ
スによって決定される。例えば増幅器ステージ４０５−
１の帰還パスは、増幅器ステージの出力端とその一方の
入力端の間に抵抗器４３Ｇ−１と、その増幅器ステージ
の入力端とアースの間に接続された抵抗ネットワークと
を含む。
入力端の間に接続された抵抗と、その−方の入力端とア
ースの間に接続された抵抗ネットワークとを含む帰還パ
スによって決定される。例えば増幅器ステージ４０５−
１の帰還パスは、増幅器ステージの出力端とその一方の
入力端の間に抵抗器４３Ｇ−１と、その増幅器ステージ
の入力端とアースの間に接続された抵抗ネットワークと
を含む。
抵抗ネットワークは、抵抗器４Ｂ２−１とスイッチ４３
６−１の直列接続、及び抵抗器４３ト１とスイッチ４３
ｇ−’Ｌの直列接続を含む。第４図に示されるその他の
増幅器ステージも、ステージ利得を制御するために動作
する同様の帰還パスを持つ。切替インピーダンス素子が
各増幅器の入力端と標準電位の間に示されているが、切
替インピーダンス素子は、増幅器の出力端と増幅器の入
力端のやその他の利得制御の可能な位置に設置すること
が可能である。
６−１の直列接続、及び抵抗器４３ト１とスイッチ４３
ｇ−’Ｌの直列接続を含む。第４図に示されるその他の
増幅器ステージも、ステージ利得を制御するために動作
する同様の帰還パスを持つ。切替インピーダンス素子が
各増幅器の入力端と標準電位の間に示されているが、切
替インピーダンス素子は、増幅器の出力端と増幅器の入
力端のやその他の利得制御の可能な位置に設置すること
が可能である。
ｊ＠４図の自動利得制御装置は出力レベル検出器４６０
、波形生成器４６５、及び比較器４７０−１ないし４７
Ｑ−６を含む。レベル検出器４６０は第１の増幅器ステ
ージ連鎖からのローパスフィルタ４２５−１０出力と、
第２の増幅器ステージ連鎖からのローパスフィルタ４２
５−２の出力を受信する。レベル検出器は、当業者間で
は周知の方法によってリード線４Ｂロー１とリード線４
８０−２上の信号により高い方の出力レベルを代表する
信号を形成するために使用される。波形生成器４８５は
、第１及び第２の増幅器連鎖のうち問題の最高周波数の
２倍の逆数より高い速度の反復ノコギリ波形を生成する
。ノコギリ波形は、コンデンサ４８７と抵抗４８９を通
してレベル検出器４８０の出力と合成される。レベル検
出器４８０と波形生成器４８５の合成出力は、波形５１
０及び波形５２０に示される。波形５１０は、リード線
４０１−１とリード線４０１−２の入力信号の増加に応
じて、直線的に増加して示されるレベル代表信号に相当
する。波形５２０は第５図に示される波形の狂い（ｅｘ
ｃｕｒｓｌｏｎ）に帰するレベル代表信号上のノコギリ
波形の変化に相当する。
、波形生成器４６５、及び比較器４７０−１ないし４７
Ｑ−６を含む。レベル検出器４６０は第１の増幅器ステ
ージ連鎖からのローパスフィルタ４２５−１０出力と、
第２の増幅器ステージ連鎖からのローパスフィルタ４２
５−２の出力を受信する。レベル検出器は、当業者間で
は周知の方法によってリード線４Ｂロー１とリード線４
８０−２上の信号により高い方の出力レベルを代表する
信号を形成するために使用される。波形生成器４８５は
、第１及び第２の増幅器連鎖のうち問題の最高周波数の
２倍の逆数より高い速度の反復ノコギリ波形を生成する
。ノコギリ波形は、コンデンサ４８７と抵抗４８９を通
してレベル検出器４８０の出力と合成される。レベル検
出器４８０と波形生成器４８５の合成出力は、波形５１
０及び波形５２０に示される。波形５１０は、リード線
４０１−１とリード線４０１−２の入力信号の増加に応
じて、直線的に増加して示されるレベル代表信号に相当
する。波形５２０は第５図に示される波形の狂い（ｅｘ
ｃｕｒｓｌｏｎ）に帰するレベル代表信号上のノコギリ
波形の変化に相当する。
コンデンサ４８７と抵抗器４６９の接続点における波形
変調信号は４７０−１から４７０−８の各比較器の１つ
の入力端に入力され、各比較器の他方の入力端は、直列
接続された抵抗４７５−１から４７５−６を含む抵抗デ
ィバイダネットワークを通して標準電圧Ｖｒｅｆの所定
部分を受信する。比較器４７０−１の標準入力における
電圧は、第５図の波形５０１−１に示される。比較器４
７０−２から４７０−８の標準入力における電圧は、各
々波形５０１−２から５０１−８に示される。
変調信号は４７０−１から４７０−８の各比較器の１つ
の入力端に入力され、各比較器の他方の入力端は、直列
接続された抵抗４７５−１から４７５−６を含む抵抗デ
ィバイダネットワークを通して標準電圧Ｖｒｅｆの所定
部分を受信する。比較器４７０−１の標準入力における
電圧は、第５図の波形５０１−１に示される。比較器４
７０−２から４７０−８の標準入力における電圧は、各
々波形５０１−２から５０１−８に示される。
第５図に示されるように、比較器４７０−１から４７０
−６の標準電圧は所定の電圧範囲にわたつて一定である
。最低標準電圧は比較４７０−１に適用され、最高標準
電圧は比較器４７０−８に適用される。連続する標準電
圧・間の間隔は波形の振幅の２倍に相当するため、比較
器は連続的に起動する。
−６の標準電圧は所定の電圧範囲にわたつて一定である
。最低標準電圧は比較４７０−１に適用され、最高標準
電圧は比較器４７０−８に適用される。連続する標準電
圧・間の間隔は波形の振幅の２倍に相当するため、比較
器は連続的に起動する。
各比較器は、波形変調レベル信号がその比較器の標準電
圧より小さい場合は第１・の状態に、波形変調レベル信
号がその比較器の標準電圧より大きい場合は第２の状態
にある。各比較器の出力は１組の抵抗素子スイッチを制
御する。例えば比較器４．１７０．＝ １の出力は、リ
ード線４７８−１を通して増幅器ステージ４０５−１の
スイッチ４３６−１を増幅器ステージ４０５＝２のスイ
ッチ４３ト２の動作を制御し、比較器４７０−８の出力
は、リード線４．７８−８を通して増幅器ステージ４２
０−１のスイッチ４５８−１と増幅器ステージ４２Ｇ−
２のスイッチ４５ｇ−２の動作を制御する。
圧より小さい場合は第１・の状態に、波形変調レベル信
号がその比較器の標準電圧より大きい場合は第２の状態
にある。各比較器の出力は１組の抵抗素子スイッチを制
御する。例えば比較器４．１７０．＝ １の出力は、リ
ード線４７８−１を通して増幅器ステージ４０５−１の
スイッチ４３６−１を増幅器ステージ４０５＝２のスイ
ッチ４３ト２の動作を制御し、比較器４７０−８の出力
は、リード線４．７８−８を通して増幅器ステージ４２
０−１のスイッチ４５８−１と増幅器ステージ４２Ｇ−
２のスイッチ４５ｇ−２の動作を制御する。
比較器が第１状態にあるのに応じて接続されたスイッチ
は開き、コンパレータが第２状態にあるのに応じて接続
されたスイッチは閉じる。このようにして第１及び第２
の増幅器連鎖の対応する増幅器ステージ内の実効抵抗値
は整合し、それによって２つの増幅器連鎖の利得が追跡
（ｔ ｒａｃｋ）する。
は開き、コンパレータが第２状態にあるのに応じて接続
されたスイッチは閉じる。このようにして第１及び第２
の増幅器連鎖の対応する増幅器ステージ内の実効抵抗値
は整合し、それによって２つの増幅器連鎖の利得が追跡
（ｔ ｒａｃｋ）する。
第６図、第５図のような増加する入力信号を伴なう第４
図の利得制御増幅器回路における時間の関数としてのゲ
イン曲線６０１を示す。第５図及び第６図によると波形
５１Ｇのレベル代表信号は時刻１０から”３６まで増加
する信号として示される。
図の利得制御増幅器回路における時間の関数としてのゲ
イン曲線６０１を示す。第５図及び第６図によると波形
５１Ｇのレベル代表信号は時刻１０から”３６まで増加
する信号として示される。
合成されたノコギリ波形（波形５２０）とレベル代表信
号（波形５！Ｏ）の振幅は、隣接する比較器標準電圧間
の間隔は、わずかに大きく設定されている。時刻ｔ か
らｔ ’ｔの第１のノコギリ波形の間隔においてレベル
代表信号に対するノコギリ波形の狂い（ｅｘｃｕｒｓｌ
ｏｎ）は正のピーク部分において比較器４７０−１の標
準電圧レベルに達している。結果として、比較器４７０
−１−に制御されるスイッチ４３６−ｌスイッチ４３Ｂ
−２は、その間隔の非常に短い一部の時間だけ開き、実
効抵抗値は抵抗器４３２−１と抵抗器４３２−２の抵抗
値に各々一致する。他の全てのスイッチはこの間隔にお
いては閉じたままであり、従って利得は波形＄０１に示
すように高い。次の時刻ｔ からｔ２の間隔では、ノコ
ギリ波形の高い方の部分は比較器４７０−１の標準電圧
を越えて、抵抗器４３２−１とスイッチ４３６−１の直
列接続、及び抵抗器４３２−２とスイッチ４３８−２の
直列接続の実効抵抗値は増加し、従って第１及び第２の
増幅器の利得は同じ量だけ小さくなる。時刻ｔ からｔ
４の間隔では、スイッチがその間隔１／２の時間開いて
いるため、抵抗器４３２−１とスイッチ４３Ｂ−１の直
列接続、及び抵抗器４３２−２とスイッチ４３Ｂ−２の
直列接続の実効抵抗値は、スイッチ４３６−１及びスイ
ッチ４３Ｂ−２が開いている時の抵抗値と抵抗器４３２
−１及び抵抗器４３２−２の抵抗値の和の１／２まで減
少する。時刻ｔ６以後は、これらのスイッチは開いた状
態に保たれ、実効抵抗値は高くなる。
号（波形５！Ｏ）の振幅は、隣接する比較器標準電圧間
の間隔は、わずかに大きく設定されている。時刻ｔ か
らｔ ’ｔの第１のノコギリ波形の間隔においてレベル
代表信号に対するノコギリ波形の狂い（ｅｘｃｕｒｓｌ
ｏｎ）は正のピーク部分において比較器４７０−１の標
準電圧レベルに達している。結果として、比較器４７０
−１−に制御されるスイッチ４３６−ｌスイッチ４３Ｂ
−２は、その間隔の非常に短い一部の時間だけ開き、実
効抵抗値は抵抗器４３２−１と抵抗器４３２−２の抵抗
値に各々一致する。他の全てのスイッチはこの間隔にお
いては閉じたままであり、従って利得は波形＄０１に示
すように高い。次の時刻ｔ からｔ２の間隔では、ノコ
ギリ波形の高い方の部分は比較器４７０−１の標準電圧
を越えて、抵抗器４３２−１とスイッチ４３６−１の直
列接続、及び抵抗器４３２−２とスイッチ４３８−２の
直列接続の実効抵抗値は増加し、従って第１及び第２の
増幅器の利得は同じ量だけ小さくなる。時刻ｔ からｔ
４の間隔では、スイッチがその間隔１／２の時間開いて
いるため、抵抗器４３２−１とスイッチ４３Ｂ−１の直
列接続、及び抵抗器４３２−２とスイッチ４３Ｂ−２の
直列接続の実効抵抗値は、スイッチ４３６−１及びスイ
ッチ４３Ｂ−２が開いている時の抵抗値と抵抗器４３２
−１及び抵抗器４３２−２の抵抗値の和の１／２まで減
少する。時刻ｔ６以後は、これらのスイッチは開いた状
態に保たれ、実効抵抗値は高くなる。
時刻ｔ からｔ１２の間では、スイッチ４３Ｂ−１とス
イッチ４８６−２は開き、ノコギリ波形電圧が比較器４
７０−２に適用される標準電圧を通過するのに応じてス
イッチ４３ｇ−１とスイッチ４３Ｂ−２は、閉鎖状態と
開放状態を交互に繰り返し、残りのスイッチは閉じる。
イッチ４８６−２は開き、ノコギリ波形電圧が比較器４
７０−２に適用される標準電圧を通過するのに応じてス
イッチ４３ｇ−１とスイッチ４３Ｂ−２は、閉鎖状態と
開放状態を交互に繰り返し、残りのスイッチは閉じる。
切替抵抗器４３４−１と切替抵抗器４３４−２の実効抵
抗値はその間隔において増加する。時刻ｔ１２以後はス
イッチ４３Ｂ−１、４３８−２，４３８−１、４３８−
２は開き、時刻ｔ１２からｔｌｇの間では、抵抗器４４
２−１と抵抗器４４２−２を含む利得決定素子の実効抵
抗値は、ノコギリ波形が比較器４７０−３に適用される
標準電圧を通過するのに従って増加する。時刻ｔ１８か
らｔ２４の間では、スイッチ４３８−１．４３Ｂ−２，
４３Ｂ−１、４３８−２，４４［１−１及び４４Ｂ−２
は開き、抵抗４４４−１４４４−２を含む利得決定素子
の実効抵抗値は、ノコギリ波形が比較器４７０−４に適
用される標準電圧を通過するのに従って増加する。
抗値はその間隔において増加する。時刻ｔ１２以後はス
イッチ４３Ｂ−１、４３８−２，４３８−１、４３８−
２は開き、時刻ｔ１２からｔｌｇの間では、抵抗器４４
２−１と抵抗器４４２−２を含む利得決定素子の実効抵
抗値は、ノコギリ波形が比較器４７０−３に適用される
標準電圧を通過するのに従って増加する。時刻ｔ１８か
らｔ２４の間では、スイッチ４３８−１．４３Ｂ−２，
４３Ｂ−１、４３８−２，４４［１−１及び４４Ｂ−２
は開き、抵抗４４４−１４４４−２を含む利得決定素子
の実効抵抗値は、ノコギリ波形が比較器４７０−４に適
用される標準電圧を通過するのに従って増加する。
時刻ｔ２４以後では、ノコギリ波形電圧が比較器４７０
−１ 、４７０−２．４７０−８．４７０−４に適用さ
れる標準電圧を越えているため、スイッチ４３６−１．
４３８−２．４３８−１ 、４３８−２．４４８−２．
４４Ｂ−１、４４８−１及び４４Ｂ−２は全て開く。切
替抵抗器４５２−１と切替抵抗器４５２−２の実効抵抗
値は、ノコギリ波形電圧が時刻ｔ２４から”３０にかけ
て増加するのに従って増加し、一方スイッチ４３Ｂ−１
から４４８−２は全て開状態に保たれる。時刻ｔ３０か
らｔ３８の間では、切替抵抗器４５４−１と切替抵抗器
４５４−２の実効抵抗値は、比較器４７０−８とスイッ
チ４５８−１．４５８−２の動作に応じて増加し、一方
スイッチ４３６−１から４５８−２は開いている。波形
変調レベル信号が標準波形５０１−６を越えて増加する
と、全てのスイッチが開き第１及び第２の増幅器連鎖の
利得は、低い側の終端値で固定される。
−１ 、４７０−２．４７０−８．４７０−４に適用さ
れる標準電圧を越えているため、スイッチ４３６−１．
４３８−２．４３８−１ 、４３８−２．４４８−２．
４４Ｂ−１、４４８−１及び４４Ｂ−２は全て開く。切
替抵抗器４５２−１と切替抵抗器４５２−２の実効抵抗
値は、ノコギリ波形電圧が時刻ｔ２４から”３０にかけ
て増加するのに従って増加し、一方スイッチ４３Ｂ−１
から４４８−２は全て開状態に保たれる。時刻ｔ３０か
らｔ３８の間では、切替抵抗器４５４−１と切替抵抗器
４５４−２の実効抵抗値は、比較器４７０−８とスイッ
チ４５８−１．４５８−２の動作に応じて増加し、一方
スイッチ４３６−１から４５８−２は開いている。波形
変調レベル信号が標準波形５０１−６を越えて増加する
と、全てのスイッチが開き第１及び第２の増幅器連鎖の
利得は、低い側の終端値で固定される。
第５図の波形から明らかなように、ノコギリ波形が連続
する標準電圧レベル５０１−１から５０１−６を通って
、波形生成器４６５の反復速度に比べて遅い速度で増加
するために、第４図の回路の抵抗変化は比較的滑らかで
ある。従って、利得変化も第６図のゲイン曲線６０１に
示すように滑らかである。
する標準電圧レベル５０１−１から５０１−６を通って
、波形生成器４６５の反復速度に比べて遅い速度で増加
するために、第４図の回路の抵抗変化は比較的滑らかで
ある。従って、利得変化も第６図のゲイン曲線６０１に
示すように滑らかである。
前述したように、第２図に関しては、ローパスフィルタ
４０７−１ 、４０７−２．４１５−１．４１５−２．
４２５−２は、ノコギリ波形生成器４６５の反復周波数
の半分より小さい遮断周波数を持つため、増幅器ステー
ジにおいて起こるスイッチング過度は除去され、出力部
４８Ｇ−１、４８０−２に現れない。
４０７−１ 、４０７−２．４１５−１．４１５−２．
４２５−２は、ノコギリ波形生成器４６５の反復周波数
の半分より小さい遮断周波数を持つため、増幅器ステー
ジにおいて起こるスイッチング過度は除去され、出力部
４８Ｇ−１、４８０−２に現れない。
第９図は切替波形生成器４６５で生成できる種々の波形
を示す。波形９０１は直線的な増加部分と直線的な減少
部分の連なるノコギリ波形である。この波形は第６図に
示すような対数関数利得曲線に近似する直線的利得制御
曲線に帰する。波形９０３に示すような、急傾斜の前端
と指数的に減衰する後端を持つ指数関数波形もまた使用
可能である。
を示す。波形９０１は直線的な増加部分と直線的な減少
部分の連なるノコギリ波形である。この波形は第６図に
示すような対数関数利得曲線に近似する直線的利得制御
曲線に帰する。波形９０３に示すような、急傾斜の前端
と指数的に減衰する後端を持つ指数関数波形もまた使用
可能である。
波形９０３の指数関数曲線は、指数関数の減衰時間に依
存する切替抵抗値の変化をもたらし、従って、直線近似
より滑らかな利得制御関数を得ることができる。他の型
の反復波形が異なる特性を持つ利得曲線を得るために使
用できること、利得曲線の形を修正するためにより多い
切替抵抗素子を追加できることは明らかである。例えば
、抵抗値が等しいｄｂ（デシベル）利得変化を生じるよ
うに選択されるならば、ＡＧＣ制御電圧は入力信号のｌ
。
存する切替抵抗値の変化をもたらし、従って、直線近似
より滑らかな利得制御関数を得ることができる。他の型
の反復波形が異なる特性を持つ利得曲線を得るために使
用できること、利得曲線の形を修正するためにより多い
切替抵抗素子を追加できることは明らかである。例えば
、抵抗値が等しいｄｂ（デシベル）利得変化を生じるよ
うに選択されるならば、ＡＧＣ制御電圧は入力信号のｌ
。
ｇ （対数）関数となる。
尚、特許請求の範囲の中での部品番号は単に発明の容品
なる理解のためで、権利範囲を制限すべく解釈されるべ
きではない。
なる理解のためで、権利範囲を制限すべく解釈されるべ
きではない。
第１図は、本発明の具体例である１つの増幅器による自
動利得制御回路の一般的なブロックダイヤグラム、を示
す図； 第２図は、第１図の回路の動作を示す波形を示す図； 第３図は、本発明を利用した、広いダイナミックレンジ
にわたる等しい利得制御を要する一対のフィルタと増加
器回路を持つ受信器回路のブロックダイヤグラムを示す
図： 第４図は、本発明の具体例である。第３図の増幅器及び
利得制御装置のより詳細なブロックダイヤグラムを示す
図； ｍ５図及び第６図は、第４図の回路の動作を示す波形を
示す図； 第７図は、第１図の回路を説明する、切替抵抗素子を持
つ抵抗ディバイダ装置の簡単なブロックダイヤグラムを
示す図； 第８図は、第７図の抵抗デバイダ装置の動作を示す波形
を示す図； 第９図は、第１図及び第３図で使用可能な反復波形の型
を示す図である。 出 願′人：アメリカン テレフォン アンドＦＩＣ，
７ ＦＩに、 ９
動利得制御回路の一般的なブロックダイヤグラム、を示
す図； 第２図は、第１図の回路の動作を示す波形を示す図； 第３図は、本発明を利用した、広いダイナミックレンジ
にわたる等しい利得制御を要する一対のフィルタと増加
器回路を持つ受信器回路のブロックダイヤグラムを示す
図： 第４図は、本発明の具体例である。第３図の増幅器及び
利得制御装置のより詳細なブロックダイヤグラムを示す
図； ｍ５図及び第６図は、第４図の回路の動作を示す波形を
示す図； 第７図は、第１図の回路を説明する、切替抵抗素子を持
つ抵抗ディバイダ装置の簡単なブロックダイヤグラムを
示す図； 第８図は、第７図の抵抗デバイダ装置の動作を示す波形
を示す図； 第９図は、第１図及び第３図で使用可能な反復波形の型
を示す図である。 出 願′人：アメリカン テレフォン アンドＦＩＣ，
７ ＦＩに、 ９
Claims (10)
- （１）入力端と出力端を有し、規定の周波数範囲で動作
する増幅器の利得を制御するための回路において、 増幅器の出力端に結合され、増幅器の出力レベルを代表
する信号を生成する手段と、 標準しきい値を生成する手段と、 レベル信号と標準しきい値に応じて増幅器の利得を決定
する手段と、 この増幅器の利得を決定する手段が、遅くとも所定の周
波数範囲における高い方の周波数の２倍の逆数の速度で
反復する、所定の波形を持つ信号を生成する手段（１３
０）と、 出力レベル信号と所定の波形信号を合成して、出力レベ
ル信号に相当するレベルと、所定の波形信号に相当する
変形とを持つ合成信号を形成する手段（１３３、１３９
）と、 増幅器に接続されて、合成信号と標準しきい値に応じて
増幅器の利得を決定する手段（１１０、１１５、１４０
）とを備えたことを特徴とする増幅器利得制御回路。 - （２）増幅器利得の決定手段が、 切替インピーダンス素子（１１５、１４０）と、合成信
号と標準しきい値に合同的に応じて、所定の波形信号の
反復速度で切替インピーダンス素子の値を変える手段と
を備えたことを特徴とする請求項１記載の増幅器利得制
御回路。 - （３）増幅器が、増幅器の出力端と増幅器の入力端の間
に接続された帰還パスを含み、切替インピーダンス素子
（１１５、１４０）が、増幅器（１０５）の帰還パス（
１０７、１１０）に結合されたことを特徴とする請求項
２に記載の増幅器利得制御回路。 - （４）切替インピーダンス素子が、抵抗ネットワーク（
１１０、１１５）と、合成信号に応じて、所定の波形信
号の反復速度で抵抗ネットワークの値を変化させる切替
手段（１４０）とを備えたことを特徴とする請求項２記
載の増幅器利得制御回路。 - （５）増幅器の出力端（１１２）とレベル信号生成手段
（１２５）の間に接続されて、増幅器出力の周波数範囲
を制限し、それによって、切替手段（１４０）の動作か
ら生じる増幅器出力内の過渡を除去する手段（１２０）
を備えたことを特徴とする請求項２記載の増幅器利得制
御回路。 - （６）合成信号を形成する手段が、所定の波形信号生成
手段の出力と、レベル信号生成手段の出力とを結合して
、レベル信号を所定の波形信号によって変化させる交流
用の手段（１３３）であることを特徴とする請求項１ま
たは２記載の増幅器利得制御回路。 - （７）所定の波形信号生成手段が、規定の周波数範囲に
おける高い方の周波数の２倍の逆数より速い速度で反復
ノコギリ波形を生成することを特徴とする請求項１また
は２記載の増幅器利得制御回路。 - （８）所定の波形信号生成手段が、規定の周波数範囲に
おける高い方の周波数の２倍の逆数より速い速度で反復
指数関数波形を生成することを特徴とする請求項１また
は２記載の増幅器利得制御回路。 - （９）増幅器が縦列に接続された複数の増幅器ステージ
を備え、 各増幅器ステージ（４０５−１）が、 規定の周波数範囲で動作し、入力端と出力端を持つ増幅
器と、 増幅器出力を規定の周波数範囲に制限するフィルタ手段
と、 出力レベル信号と選択した標準しきい値信号の１つに応
じて出力レベル信号を選択した標準しきい値信号と比較
し、出力レベル信号が選択した標準しきい値信号より低
い場合に第１状態信号を生成し、出力レベル信号が選択
した標準しきい値信号より高い場合に第２状態信号を生
成する比較手段（４７０−１）とを備え、 標準しきい値生成手段（Ｖｒｅｆ、４７５−１から４７
５−６）が、各増幅器ステージ（４０５−１から４２５
−１）に対して少なくとも１つの標準しきい値信号を生
成し、 増幅器ステージ（４０５−１）の切替インピーダンス素
子（４３２−１、４３６−１）が、第１状態信号に応じ
て１つの所定の値となり、第２状態信号に応じてもう１
つの所定の値となる増幅器ステージ（４０５−１）の切
替インピーダンス素子（４３２−１、４３６−１）とな
ることを特徴とする請求項２記載の増幅器利得制御回路
。 - （１０）標準しきい値信号生成手段（Ｖｒｅｆ、４７５
−１から４７５−６）が均一に間隔をおいた一連の段階
的な標準電圧を生成し、各所定の反復波形の振幅が、隣
接する標準電圧信号間の間隔に実質的に等しいことを特
徴とする請求項９記載の増幅器利得制御回路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US280076 | 1988-12-05 | ||
| US07/280,076 US4873492A (en) | 1988-12-05 | 1988-12-05 | Amplifier with modulated resistor gain control |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02185107A true JPH02185107A (ja) | 1990-07-19 |
| JPH0666618B2 JPH0666618B2 (ja) | 1994-08-24 |
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ID=23071553
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1294113A Expired - Lifetime JPH0666618B2 (ja) | 1988-12-05 | 1989-11-14 | 増幅器利得制御回路 |
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|---|---|
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| EP (1) | EP0372793B1 (ja) |
| JP (1) | JPH0666618B2 (ja) |
| CA (1) | CA1295380C (ja) |
| DE (1) | DE68924523T2 (ja) |
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| JP2010056638A (ja) * | 2008-08-26 | 2010-03-11 | Asahi Kasei Electronics Co Ltd | 可変利得増幅回路 |
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