JPH02177706A - オフセット電圧をゼロにし差信号の共通モード電圧を調整する補償回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

［産業上の利用分野］ この発明は、デジタル磁気テープ駆動装置、磁気ディス
ク装置等のようなデジタル磁気記録装置中で使用される
電気回路に関し、特に磁気読取りヘッドからの電気信号
をデジタルデータに変換するために使用される回路に関
する。 ［従来技術］ デジタル磁気テープ駆動装置はコンピュータで発生され
た大量のデジタルデータを磁気記録テープに番槓するた
めに普通に使用されている。例えばそのような磁気テー
プ駆動装置はコンパクトな長時間のデータ蓄積を行うた
めにハードディスク駆動装置に蓄積された大量のコンピ
ュータデータをバックアップするために使用されている
。 デジタルデータ（１および０）はテープその他の磁気媒
体（ディスク等）上に磁気媒体の表面に近接した書込み
ヘッドにより発生された磁界の変化によって蓄積される
。磁界の変化は記録磁気媒体の表面上の粒子の磁極を書
込みヘッドにより発生された磁界の方向にしたがって整
列させる。したがってデジタルの１とのは粒子の磁極の
整列によって磁気媒体上に表される。デジタルの１との
を磁界の変化に変換し、したがって磁気媒体上の粒子の
磁極の整列に変換するために多数の異なった符号化方法
が使用されている。このような符号化方法のいくつかの
例としては・リターン−ツーφゼロ（ＲＺ）符号化法、
ノンリターン・ツー・ゼロ（ＮＲＺ）符号化法、ノンリ
ターン・ツー・ゼロ反転（ＮＲＺＩ）符号化法、位相符
号化法（Ｐ　Ｅ）等がある。 データが磁気媒体から再生されるとき、この磁気媒体は
磁気媒体表面に近接して位置する読取りヘッドを通過す
る。読取りヘッドは磁気媒体が通過するとき磁気媒体表
面上の磁気粒子の整列によって生じた磁界変化を感知す
る。読取りヘッドは磁界変化に応じた小さな電圧を発生
する。発生されたヘッド電圧は増幅され関係する読取り
回路に供給され、そこでヘッド電圧は磁気媒体上に記録
されたもとのデジタルデータに対応するデジタルデータ
に変換される。読取り回路は磁界変化に対応するヘッド
電圧中のピークを感知することによってこれを行う。ピ
ークは増幅されたヘッド電圧を微分して増幅されたヘッ
ド電圧のピークに対応する等しい大きさを有する微分電
圧の微分対を与えることによって検知される。等しい大
きさが生じるときは読取り回路中のしきい値検出回路に
よって検出され、等しい大きさの発生のタイミングは再
生されるべきデータがデジタル１であるか０であるかを
決定するために使用される。微分電圧の対の、電圧が等
しい大きさである時点は電圧対のゼロ交差と呼ばれる。 しかし当業者はゼロ交差に′おいて対の電圧がゼロでな
い大きさを有することもあることが理解できるであろう
。 上記の技術によってデジタルデータの再生に成功するた
めには、読取り回路は微分電圧の零交差点の正確な位置
を定めることが重要である。典型的なテープ読取り回路
は読取りヘッドからの信号を使用信号レベルに増幅する
増幅回路を使用する。 しきい値検出回路よりも前で微分信号を増幅するために
別の増幅回路が使用される。増幅回路中の不完全性のた
めに増幅器の各段は増幅された信号中にされたエラーを
誘起する主要部分であり、微分された信号のゼロ交差の
時間的位置にエラーを有する出力信号を与える。これら
のエラーは例えばオフセットがゼロでならなければなら
ないとき、および、または微分出力において共通モード
電圧オフセットを有するときそれらの微分された出力電
圧中の微分電圧オフセットを有する増幅器によって生じ
る。磁気媒体上の高いデータ密度に対しては、ゼロ交差
信号のタイミングにおける小さなエラーでもデジタルデ
ータの正確な再生を妨害する可能性がある。 ［発明の解決すべき課題］ 既知の磁気記録および再生装置は微分および共通モード
電圧オフセットを減少させるために増幅器段を調整する
補償回路を備えている。しかしながら既知の補償回路は
一般的にポテンシオメータ等のような手動調整装置を含
み、それらは所望のオフセット電圧を与えるように工場
で調整されている。しかしながらこのような調整は広い
温度範囲にわたって適切であることはまれであり、さら
に時間的に変化する。さらに補償回路の手動調整磁気テ
ープ駆動装置のような大量生産装置には望ましいもので
はない。したがって最初の手動調整を必要とせず、温度
および時間による部品の変化を自己補償する微分および
共通モード電圧オフセットを調整する自動的システムの
必要性が存在している。 ［課題解決のための手段］ この−発明は、テープヘッド読取り回路中で使用する補
償回路に関する。この補償回路は差動増幅器からの非反
転および反転出力信号間の出力オフセット電圧を消去す
る。この回路はまた差動増幅器の出力の共通モード電圧
を調整し、それを既知の基準値に設定する。 この発明の補償回路は、まず差動増幅器からの非反転お
よび反転出力信号のＤＣ成分を２個の合算接続部のそれ
ぞれにおいて分離する。各成分は各出力信号のＡＣ成分
を他の出力信号のＤＣ成分と交差結合することによって
分離する。差動増幅器出力信号のＡＣ成分は実質的に等
しく互いに反対であり、ＡＣ成分は合算接続部において
互いに消去されるので合算接続部における電圧は２つの
出力信号の一つのＤＣ成分のみよりなる。 差動増幅器の出力のＤＣ成分は演算増幅器の入力信号と
して与えられる。演算増幅器は差動増幅器からの非反転
および反転出力信号のＤＣ成分間の微分オフセット電圧
に比例する出力信号を発生する。演算増幅器からの出力
信号は演算増幅器から差動増幅器へのフィードバックを
行うために差動増幅器の利得制御調整入力へ入力信号と
して与えられる。このフィードバックは実質上ゼロに等
しい大きさに差出力電圧を維持するために差動増幅器の
出力のＤＣ差動オフセットの連続的調整を行う。 補償回路はざらに差動増幅器からの非反転および反転出
力信号の共通モードＤＣ電圧を既知の基準電圧に設定す
る。合算接続部における分離されたＤＣ成分は第２の演
算増幅器の第１の入力端子へ入力として与えられる。既
知の基準電圧はこの演算増幅器の第２の入力端子へ入力
として与えられる。第２の演算増幅器は第コの入力の電
圧と第２の入力の基準電圧との間の差に応じた出力信号
を出力する。第２の演算増幅器からの出力信号は１対の
電圧分割回路網の各節１の入力へ入力信号として与えら
れる。電圧分割回路網の第２の入力は差動増幅器からの
出力信号を受けるように接続されている。電圧分割回路
網の出力は電圧分割回路網の第１と第２の入力における
信号に応じた出力信号２を生成する。第２の演算増幅器
は差動増幅器からの出力信号の共通モード電圧レベルに
応じてその出力電圧を自動的に調整し、そのため電圧分
割回路網の出力信号のＤＣ成分は実質上一定になり、実
質上基準電圧に等しくなる。好ましい実施例では差動増
幅器からの出力信号の共通モード電圧が増加するとき、
電圧分割回路網の終端電圧は減少し、共通モード電圧が
減少すれば終端電圧は増加する。 ［実施例］ この発明の詳細な説明する前に、この発明によって解決
される問題がよく理解できるように磁気テープ駆動装置
中の読取り回路の一例について動作を説明する。 読取り回路の一例および発明の解決すべき問題の説明 第１図は磁気テープ駆動装置の読取り回路１００のブロ
ック図である。図示のように、読取り回路１００は読取
りヘッド１１０を備えている。よく知られているように
、記録された磁気テープ部分１１４が読取りヘッド１１
０を通過するとき、磁気テープ部分１１４上の粒子の磁
気方位によって生じた磁界の変化は読取りヘッド１１０
に小さな電気信号電圧を誘起する。これらの小さな読取
り電圧は読取りへラド１１０から時間的に変化する差動
出力信号として出力される。電圧は非常に小さいから、
読取りヘッド１１０の出力信号は読取りヘッド増幅器１
．２０の非反転（＋）入力端子１２２および反転（−）
入力端子１２４へ差動入力信号として与えられる。 読取りヘッド増幅器１２０はテキサスインスッルメント
社から市販されているＴ　Ｌ　０４０型のような差動ビ
デオ増幅器であることが好ましい。 よく知られているように、読取りヘッド増幅器１２０は
非反転出力端子１２ｆ３と反転出力端子１２８の間の差
出力信号を出力し、それは入力端子１２２と１２４の間
の電圧差に比例する。第２図の波形１３０は読取りヘッ
ド増幅器１２０の非反転出力端子１２Ｂにおける出力信
号の一例を示している。同様に第２図の波形１３２は読
取りヘッド増幅器１２０の反転出力端子１２８における
出力信号の一例を示している。波・形１３０および１３
２は差出力信号を表し、波形１３０の大きさが増加する
とき波形１３２の大きさは減少し、或いはその反対であ
る。波形１３０および１３２は理想的なものとして示さ
れ、両方の波形は破線１３４で示された共通モード電圧
レベルを同時に横切る。 第１図の読取り回路ｌｏｏのような典型的な読取り回路
においては、読取りヘッド増幅器１２０からの増幅され
た出力信号は読取りヘッド１１０の電圧出力からデジタ
ルデータを導出する回路によって直接使用されない。従
来の技術で知られているようにデジタル情報はテープ１
１４上の粒子の磁界の最大変化率に対応する読取りヘッ
ド電圧の大きさのピークにより符号化される。これらの
ピークは波形１３０では位置１４０と１４２で示され、
波形１３２では位置１４４と１４６で示されている。一
般的に信号における相対的な最大値を検出するよりも、
特定の電圧しきい値を信号が横切る時点を検出するほう
が容易である。さらに読取りヘッド増幅器１２０からの
増幅された出力信号は不所望な高周波雑音を含んででい
る。したがって読取り回路１００はさらに非反転入力端
子１５２、反転入力端子１５４、非反転出力端子１５Ｂ
、反転出力端子１５８を有する差動微分ローパスフィル
タ１５０を具備している。 その非反転入力端子１５２は読取りヘッド増幅器１２０
の非反転出力端子１２６に接続されて非反転出力信号を
受け、反転入力端子１５４は読取りヘッド増幅器１２０
の反転出力端子１２ｇに接続されて反転出力信号を受け
る。 一例において微分ローパスフィルタ１５０は第３図に示
すように微分およびフィルタ作用を行うために入力端子
５２．１５４と出力端子１５８　、１５８の間に接続れ
た複数のキャバシタ１８０　、１６２　、１８４　。 １８６および複数のインダクタ１７０　、１７２　、１
７４　。 １７８を備えている。さらに１対の抵抗１８０と１８２
が非反転出力端子１５Ｇと反転出力端子１５８からそれ
ぞれＤＣ基準電圧Ｖ　ＲＩＩＰへ接続され、それにより
差動微分ローパスフィルタ１５０の出力信号は基準電圧
Ｖ　ＲＩＩＰを基準とされる。 差動微分ローパスフィルタ１５０の出力信号は第４図１
３非反転出力端子１５Ｂにおける信号を表す波形１９０
と反転出力端子１５８における信号を表す波形１９２と
して示されている。波形１９０は第２図の波形１３０を
微分しフィルタした結果を表し、波形１９２は第２図の
波形１Ｂ２を微分しフィルタした結果を表している。波
形１９０と１９２は、波形１３０と１３２におけるピー
ク１４０と１４４に時間的に対応した複数の位置１９４
においてそれらの間のゼロ微分オフセット電圧Ｖ　ＤＩ
Ｐを有し、また波形１９０と１９２は、波形１３０と１
３２におけるピーク１４２と１４６に時間的に対応した
複数の位置１９Ｂにおいてそれらの間のゼロ微分オフセ
ット電圧を有する。 波形１９０と１９２は、波形１９２が大きさを減少する
とき波形１９０は大きさを増加し、波形１９２が大きさ
を増加するとき波形１９０が大きさを減少する。 理想的には両方の波形は同時に基準電圧Ｖ　ＲＥＦに実
質上等しい大きさを有する。。 ここに記載した実施例では、信号は微分信号であり、用
語“ゼロ交差”は１対の微分信号中の非反転信号が同じ
対の反転信号の大きさに等しい時点をいうものである。 換言すれば、ゼロ交差において２つの信号間の差電圧は
ゼロに等しい。好ましくはゼロ交差において両信号の大
きさは基準信号に対応する電圧に実質上等しい。したが
って複数の位置１９４と１９８における波形１９０と１
９２のゼロ交差は基準電圧Ｖ　ＲＥＰを基準とし、また
基準電圧交差とも考えられる。それ故ここで使用されて
いるように、用語“ゼロ交差”はまた信号電圧の大きさ
が既知の基準電圧のレベルと交差する時点をいうもので
ある。差動微分ローパスフィルタ１５０の１実施例にお
いては、基準電圧Ｖ　ＲＢＦは増幅器回路用の正電源電
圧のほぼ半分に選択されている（例えば５ボルトの電源
が使用されるとき約２．５ボルト）。 差動微分ローパスフィルタ１５０の出力端子１５６と１
５８からの非反転出力信号と反転出力信号はそれぞれ差
動増幅器２００の非反転（＋）入力端子２０２と反転（
−）入力端子２０４に入力として与えられる。読取り回
路１００の実施例においては、差動増幅器２０Ｇはナシ
ョナル・セミコンダクター社によ２て製造されている２
４４１型ビデオ増幅器のビデオ増幅器部分のようなビデ
オ増幅器がよい。差動増幅器２００はいる端子２０２お
よび２０４に置ける微分入力信号を増幅し、非反転（＋
）出力端子２０６に非反転出力信号を、反転（−）出力
端子２０８に反転出力信号を出力する。非反転出力信号
および反転出力信号は差動出力信号を構成し、第５図で
は波形２１０および２１２で表わされている。 もちろん差動増幅器２００からの出力信号の大きさは差
動微分ローパスフィルタ１５０からの対応する入力信号
よりも大きい。さらに２つの出力信号は差動増幅器２０
０の特性である大きさを有し、温度、エージング、その
他のファクターによって変化する共通モードＤＣ電圧Ｖ
ＣＭに関連する。２つの出力信号は第４図の波形１９０
および１９２のゼロ交差点１９４および１９　ｉｆに一
般的に対応する複数のゼロ交差点２１４および２１Ｂで
同じ電圧値を有する。 差動増幅器２００からの差動出力信号は第１のしきい値
検出回路２２０の入力に接続され、この第１のしきい値
検出回路２２０は非反転入力端子２２２と反転入力端子
２２４と出力端子２２６と基準電圧端子２２８とを有し
ている。差動増幅器２００からの差動出力信号はまた第
２のしきい値検出回路２３０の入力に接続され、この第
２のしきい値検出回路２３０は非反転入力端子２３２と
反転入力端子２３４と出力端子２３６と基準電圧端子２
３８とを有している。特に差動増幅器２００からの非反
転出力信号はしきい値検出回路２２０および２３０の非
反転入力端子２２２および２３２に入力として与えられ
、一方差動増幅器２００からの反転出力信号は２個のし
きい値検出回路２２０　、２３０の反転入力端子２２４
および２３４へ入力として供給される。第１図において
２個のしきい値検出回路２２０　、２３０の基準電圧端
子２２８および２３８は基準接地点に接続されている。 第１のしきい値検出回路２２０の回路の一例が第６図に
示されている。図示のように、ｍｌのしきい値検出回路
２２０は非反転入力端子２４２と反転入力端子２４４と
出力端子２４Ｂを有する比較器２４０を備えている。非
反転入力端子２４２は抵抗２４８を介して第１のしきい
値検出回路２２０の非反転入力端子２２２．に接続され
、また抵抗２５０を介して第１のしきい値検出回路２２
０の基準電圧入力端子２２８に接続されている。比較器
２４０の反転入力端子２４４は抵抗２５２を介して第１
のしきい値検出回路２２０の反転入力端子２２４に接続
され、また抵抗２５４を介して第１のしきい値検出回路
２２０の基準電圧入力端子２２８に接続されている。抵
抗２４８と抵抗２５０は第１のしきい値検出回路２２０
の非反転入力端子２２２と比較器２４０の非反転入力端
子２４２との間の分圧器として作用し、そのため非反転
入力端子２２２に供給された電圧は大きさが減少する。 電圧の減少は比較器２４０の動作範囲のほぼ中心に比較
器２４０の入力端子に供給される電圧の大きさを減少さ
せるために有効に使用される。例えば基準電圧入力端子
が第６図に示されるように基準接地点に接続されるなら
ば、抵抗２５０は抵抗２４８とほぼ等しい抵抗値を有し
、そのため比較器２４０の非反転入力端子２４２に供給
される電圧の大きさは第１のしきい値検出回路２２０の
非反転入力端子２２２に供給される電圧の大きさのほぼ
１／２である。 したがって５ボルトのＤＣ電圧成分を有する差動増幅器
２００からの出力電圧はこの分圧器によってほぼ２，５
ボルトに減少される。この電圧は５ボルトのＤＣ電源に
より動作するこの実施例の比較器２４０の動作範囲のほ
ぼ中心にある。同様に抵抗２５２と２５４は第１のしき
い値検出回路２２０の反転入力端子２２４に供給される
反転信号に対する分圧器として動作する。第１のしきい
値検出回路２２０はさらに比較器２４０の出力端子２４
６と非反転入力端子２４２との間に直列に接続された抵
抗２５６とキャバシタ２５８とを具備し、また出力端子
２４６と電源Ｖｓとの間に接続された抵抗２６０を具備
している。比較器２４０の出力端子２４６は第１のしき
い値検出回路２２０の出力端子２２６に接続されている
。 第１のしきい値検出回路２２０は通常のように動作して
出力端子２２Ｂに２個の電圧レベルを有するデジタル出
力信号を生成する。第７図の波形２６２によって示され
るように、出力信号はしきい値検出回路２２０の入力端
子２２２および２２４に与えられる微分入力信号の各ゼ
ロ交差点において２個の電圧しくルの一方から他方へ切
替えられる。例えば非反転入力信号の大きさが第５図の
“ゼロ交差点″２１４および２１Ｂによって示されるよ
うに反転入力信号の大きさにほぼ等しいとき、第１のし
きい値検出回路２２０の出力端子２２６における出力電
圧は低電圧レベル（Ｎえば論理Ｏ）から高電圧レベル（
例えば論理１）切替えられる。したがって出力端子２２
Ｂにおける出力電圧の切替えは主として入力端子２２２
における非反転入力信号と入力端子２２４における反転
入力信号との間の電圧差（第５図のＶＤＩＦ）に依有す
ることを理解すべきである。 抵抗２５６とキャバシタ２５８の直列装置は第１のしき
い値検出回路２２０にＡＣヒステレシスを与え、それに
より出力端子２２Ｂにおける出力信号は入力信号のゼロ
交差付近の信号雑音に応答して切り替えられることはな
い。 第１のしきい値検出回路２２０の出力はデコーダ回路２
６４（図に破線で示す）へ入力として与えられ、このデ
コーダ回路２６４は、しきい値検出回路２２０によって
検出されたゼロ交差のタイミングにしたがって直列デジ
タルデータ流を発生する。デコーダ回路２６４の動作は
この技術においてよく知られており、デコーダ回路２６
４に入力として与えられるゼロ交差信号の発生に関する
ものであってこの発明の技術的範囲とは関係ない。 磁気記録に関する当業者は、後で媒体から磁気媒体上の
記録データをうまく読み出すことができないようにする
磁気媒体上のデータ記録に関する多くの変形が存在する
ことを理解すべきである。 したがって磁気テープ駆動装置のような多くの記録装置
においてデータの記録したすぐ後に記録されたデータの
完全性の確認が行われる。例えば磁気テープ駆動装置を
例として挙げれば、データは書込みヘッド（図示せず）
を使用して記録され、データは読取りヘッドを使用して
読取られる。読取りヘッド１１０は典型的には書込みヘ
ッドから短い距離で配置され、そのためデータが記録さ
れたテープ１１４の部分はすぐ後で読取りヘッド１１０
の付近を通過しデータを読み取ることができる。この技
術は書込みデータ確認後の読み取りと呼ばれているー。 テープ１１４に記録されたデータは、増幅され微分され
た信号のゼロ交差時を検出する上記したような第１のし
きい値検出回路２２０を使用して検出され、確認される
。しかしながら第１のしきい値検出回路２２０は動作の
ために非常に大きな信号を必要としない。したがって第
１のしきい値検出回路２２０は低い信号でテープ１１４
に記録されたデータに対して切り替える同様に正確な出
力信号を与える。同じデータが別のテープ装置によって
、または後で同じテープ装置によって読み取られるとき
、記録された信号の大きさは正確な出力データを与える
のに十分でないかも知れない。したがつて第２のしきい
値検出回路２３０が設けられてその出力端子２３８に与
えられる出力信号を切り替えるために付加的に信号振幅
を必要とすることによって記録されたデータをテストす
る手段を与えている。出力端子２３Ｂもまたデコーダ回
路２６４に接続され、読取り中、書込みデータの確認後
、デコーダ回路２６４は第１のしきい値検出回路２２０
の出力と第２のしきい値検出回路２３０の出力の両者を
比較してデータが後で読み出すことができるような十分
な大きさで書かれていることを確認する。 オフセットしきい値を与えるために、第２のしきい値検
出回路２３０の好ましい実施例はＤＣヒステレシスを含
んでいる。実施例のしきい値検出回路２３０の好ましい
形態は第８図に示されている。 第８図に示すように、しきい値検出回路２３０は第６図
のしきい値検出回路２２０と類似しており、それにおい
てはまた非反転入力端子２７２と反転入力端子２７４と
出力電圧ｖｏＵ丁を出力する出力端子２７６を有する比
較器２７０を備えている。比較器２７０の非反転入力端
子２７２は抵抗２７８を介して第２のしきい値検出回路
２３０の非反転入力端子２３２に接続され、また抵抗２
８０を介して第２のしきい値検出回路２３０の基準電圧
入力端子２３Ｂに接続されている。比較器２７０の反転
入力端子２７４は抵抗２８２を介して第２のしきい値検
出回路２３０の反転入力端子２３４に接続され、また抵
抗２８４を介して第２のしきい値検出回路２３０の基準
電圧入力端子２３８に接続されている。第１のしきい値
検出回路２２０に関して上記したように、抵抗２７８　
、２８０　。 ２８２　、２８４は第２のしきい値検出回路２３０の入
力端子２３２および２３４と比較器２７０の入力端子２
７２および２７４の間の分圧器として動作する。第１の
しきい値検出回路２２０と同様に第２のしきい値検出回
路２３０の抵抗２７８　、２８０　、２８２　、２８４
の抵抗値は比較器２７０の正常な動作範囲の中心付近に
ある入力電圧レベルを比較器２７０に与えるように選択
される。前記と同じ例を使用すると、第２のしきい値検
出回路２３０の基準電圧入力端子２３Ｂが基準接地電位
に接続されているとき、抵抗２７８゜２８０　、２８２
　、２８４は５ボルトのＤＣ成分を有する供給された信
号を２．５ボルトのＤＣ成分を有する信号に減少させる
ように等しい抵抗値を有するように選択されると具合が
よい。 第１のしきい値検出回路２２，０と異なって、第２のし
きい値検出回路２３０は比較器２７０の出力端子２７Ｂ
と非反転入力端子２７２との間に接続されたフィードバ
ック抵抗２８６を有している。第２のしきい値検出回路
２３０はさらに出力端子２７６と正電源（Ｖｓとして示
す）との間に接続されたプルアップ抵抗２８８を有する
。フィードバック抵抗２８６は比較器２７０の出力端子
２７Ｂからその非反転入力端子２７２ヘフイードバツク
を行う。 フィードバック抵抗２８６は抵抗２７８と組み合わせら
れて微分入力電圧と出力電圧との間の電圧伝送特性にヒ
ステレシス効果を与えるように動作する。このヒステレ
シス効果は第９図に伝送特性２９０によって示され、こ
の図において水平軸は第２のしきい値検出回路２３０の
非反転入力端子２３２と反転入力端子２３４における２
つの入力信号の間の差電圧ＶＤＩＰの大きさを表してい
る。これは比較器２７０の非反転入力端子２７２と反転
入力端子２７４との間の差電圧と同じではないことに注
意すべきである。垂直軸は比較器２７０の出力端子２７
６における電圧に対応する第２のしきい値検出回路２３
０の端子２３６における出力電圧Ｖ　ＯｕＴを表してい
る。第９図に示すように微分入力電圧が電圧ｖＴ□まで
増加するとき、出力電圧は低電圧レベルから高２電圧レ
ベルへ切り替えられる（すなわちここで通常使用されて
いる表現によれば論理０から論理１に切替えられる）。 さらに微分入力電圧が電圧ＶＴ）ｌより上まで増加して
も出力電圧には何の影響もない。一方第９図に示されて
いるように、出力電圧は微分入力電圧が電圧Ｖ丁Ｈ＋よ
りも十分に低い電圧Ｖ　ＴＲ−に減少するまでは低電圧
レベルに切り替えられない。これは入力信号における雑
音が２個の電圧レベル間で切替えを行うことができない
ようにするためである。２つのしきい値電圧は２つの入
力信号の共通モード電圧ＶＣＭを中心に対称に配置され
ている。 ヒステレシス効果はフィードバック抵抗２８６と比較器
２７０の非反転入力端子２７２に接続された抵抗２７８
　、２８０の間の分圧器作用によって生成される。この
効果は第１０図、第１１図および第１２図にしきい値検
出器２３０の非反転入力端子２３２および反転入力端子
２３４にそれぞれ供給される三角波形３００および３０
２に対して、比較器２７０の非反転入力端子２７２およ
び反転入力端子２７４の結果としての三角波形３０４お
よび３０６に対して、およびしきい値検出器２３０の出
力端子２３６からの応答デジタル出力信号３０８に対し
てに対して示されている。三角波形は以下の説明を簡単
にするために使用されている。読取り回路１００中で認
められるようなさらに複雑な波形に対する回路の動作は
実質的に以下の説明による。２個の三角波形３００およ
び３０２は５．０ボルトの共通モード電圧およびピーク
間２．０ボルトのＡＣｆｆｉ圧スイ電圧を有するものと
して示されている（すなわち、各波形は共通モード電圧
から各方向に１ボルトのピーク変位を有する）。例示さ
れたしきい値検出回路２３０では、フィードバック抵抗
２８６は抵抗２７８の抵抗値の約４倍以上の抵抗値を有
する（例えばフィードバック抵抗２８６は３００００オ
ームの抵抗値を有し、抵抗２７ｇの抵抗値は５０００オ
ームである）、シたがって２つの微分入力信号に対する
共通モード電圧が約５．０ボルトであり（すなわち５．
０ボルトの調整された電源によって与えられる電圧にほ
ぼ等しいとき）比較器２７０の出力端子２７６における
出力電圧がゼロボルトにあるとき、フィードバック抵抗
２８６は実効的に抵抗２８０と並列である。したがって
第２のしきい値検出回路２３０の非反転入力端子２３２
および反転入力端子２３４に供給された非反転入力信号
および反転入力信号が等しいとき（例えば両者が５，０
ボルトの大きさを有するとき）、比較器２７０の非反転
入力端子２７２に供給される電圧は反転入力端子２７４
に供給される電圧よりも小さい。例示的な電圧および抵
抗値を使用すると、反転入力端子２７４に供給される電
圧が２，５ボルトであるのに比較して非反転入力端子２
７２に供給される電圧は約２．３ボルトである。したが
って比較器２７０の出力端子２７Ｂの電圧は、しきい値
検出回路２３０の非反転入力端子２３２と反転入力端子
２３４との間の差入力電圧がゼロに等しいとき出力電圧
レベルを切替えるのではなく、出力信号は非反転入力端
子２３２上の非反転入力信号が約５．２ボルトにあり、
反転入力端子２３４上の反転入力信号が約４．８ボルト
になるまでレベルを切替えず、このとき比較器２７０の
非反転入力端子２７２に供給される非反転入力信号およ
び反転入力端子２７４に供給される反転入力信号の両者
は共に約２，４ボルトである。したがって非反転および
反転入力信号に対する共通モード電圧から例えば１．０
ボルトのピークＡＣ電圧スイングを仮定すると、例示さ
れた抵抗値はゼロ差入力から予測される電圧スイングの
約２０％のスイッチングオフセットまたはしきい値を与
える。プルアップ抵抗２８８が設けられて出力電圧が切
替えられるとき出力電圧が実質上５．０ボルトに等しい
ことを保証する。 高い電圧レベルにおける出力電圧によって、第２のしき
い値検出回路２３０は反対のヒステレシス効果を与える
。第２のしきい値検出回路２３０の非反転入力端子２３
２および反転入力端子２３４上の２個の入力信号電圧が
等しいとき（例えば両者共に５．０ボルト）、比較器２
７０の非反転入力端子２７２における電圧は約２．７ボ
ルトであり、それに比較して反転入力端子２７４におけ
る電圧は約２．５ボルトである。したがって比較器２７
０の出力端子２７６の出力信号は切り替えられない。む
しろ出力信号は、非反転出力端子２０Ｂ上の非反転入力
信号が約４．８の大きさボルトにあり、反転入力端子２
３４上の非反転入力信号が約５．２ボルトの大きさにな
るまでレベルを切替えず、そのとき比較器２７０の両方
の入力端子に供給される両型圧は約２．６ボルトである
。再び両入力電圧が反対方向におけるそれらの最大電圧
スイングの約２０％に到達するまでは切替えられない。 第８図の第２のしきい値検出回路２３０の動作の成否は
予め定められた電圧に実質上等しい共通オフセット電圧
に依有する。さらに、非反転入力端子２３２上の非反転
入力信号および反転入力端子２３４上の反転入力信号の
間の電圧差が実質的にゼロに等しいとき、この条件は微
分ローパスフィルタ１５０の出力におけるゼロ交差に対
応することが重要である。しかしながら実際には、上記
のような例示された読取り回路１００で使用された部品
は完全ではない。例えば問題の一つは差動増幅器２００
の非反転出力端子２０Ｂ上の非反転出力信号および反転
出力端子２０８上の反転出力信号がそれらのＤＣ成分間
で差オフセット電圧を有することである。すなわち差動
増幅器２００の非反転入力端子２０２上の非反転入力信
号および反転入力端子２０４上の反転入力信号の間の差
電圧がゼロであるとき、差動増幅器２００の非反転出力
信号と反転出力信号との間の差電圧は必ずしもゼロでは
ない。別の問題は、差動増幅器２００の非反転および反
転出力信号の共通モードＤＣ成分は知られておらず、一
定の侭ではないかも知れないことである。 これら両方の問題は、結果的に第２のしきい値検出回路
２３０の電圧伝送特性におけるヒステレシス効果の中心
に第２のしきい値検出回路２３０に対する入力がバイア
スされない状態を生じる。これらの問題の影響は、微分
ローパスフィルタ１５０からのゼロ交差の間隔に対応し
ない量だけ時間的に離れた高レベルから低レベルへの転
移による、および低レベルから高レベルへの転移による
第２のしきい値検出回路２３０からの不正確な出力を生
じることである。これらの影響は第１３図、第１４図お
よび第１５図ならびに第１６図乃至第１８図に示さ−れ
ている。 第１３図において三角波形３３０および三角波形３３２
は、微分オフセット電圧がゼロに等しくないときの第２
のしきい値検出回路２３０のそれぞれ非反転入力信号お
よび反転入力信号を表している。 これらの波形は一般的に第１０図の入力波形に対応する
ものであるが、ゼロでない微分オフセット電圧ΔＶの効
果が示されている。第１４図においては、波形３３４は
比較器２７０の非反転入力端子２７２に供給される非反
転入力信号を表し、波形３３６は比較器２７０の反転入
力端子２７４に供給される反転入力信号を表している。 また第１５図には破線で重ねられた波形３０８が示され
ている。ゼロでないＤＣ激分オフセット電圧ΔＶを有す
る２個の入力信号に応じたしきい値検出回路２３０によ
り発生された出力信号は波形３０８によって表される出
力信号に対応しない。したがって、特に高いデータ速度
においてデコード回路２４０によってエラーのあるデー
タを生じ得る。それにおい°Ｃ信号の前縁と後縁との間
の時間オフセットは信号期間の可成りの部分となり得る
。 第１６図で波形３６０および波形３６２は、共通モード
電圧ＶＣＭが第１０図の波形の共通モード電圧よりも小
さい（例えば共通モード電圧が５ボルト出なく４ボルト
である）ときの第２のしきい値検出回路２３０の非反転
入力信号および反転入力信号をそれぞれ表している。第
１７図では波形３６４は比較器２７０の非反転入力端子
２７２に供給される非反転入力信号を表し、波形３ｆｌ
ｉ８は比較器２７０の反転入力端子２７４に供給される
反転入力信号を表している。第１８図においては波形３
６８は第１７図の比較器２７０の入力信号が実質上等し
いときの出る電圧のスイッチングを示すための比較器２
７０の出力電圧を表している。波形３０８は出力信号が
第１２図にしたがって切替えられる場合を示すために破
線で重ねられている。しきい値検出回路２３０により発
生された出力信号は波形３０８により表される出力信号
に対応していない。したがって潜在的にデコード回路に
よってエラーのあるデータが発生する可能性があること
が認められる。さらに第２ひしきい値検出回路２３０は
、非反転入力信号が減少するときと非反転入力信号が増
加するときとでは異なるしきい値％を有することが認め
られる。例えば非反転入力信号が増加するとき出力信号
は非反転入力信号が約４．１６ボルトのとき切替えられ
、それは４．０ボルトの共通モード電圧から１ボルトの
電圧スイングの約１６％のしきい値２６に対応する。他
方非反転入力信号が減少するとき出力信号は非反転入力
信号が約３，７６ボルトに到達するまで切替えられず、
それは１ボルトのピークスイングの約２４％のしきい値
％に対応する。しきい値％に相違があることは好ましい
ことではない。 差動増幅器２００の非反転出力端子２０６における非反
転出力信号と反転出力端子２０８における反転出力信号
との間の微分オフセット電圧をゼロにする方法の一つは
、第１９図に示すように例示された差動増幅器２００の
１対の利得およびオフセット調整入力端子３８２および
３８４を基準接地電位に接続する可変抵抗回路網を付加
することである。利得およびオフセット調整入力端子３
８２および３８４間の抵抗は差動増幅器２００の利得を
調整するために可変抵抗３８Ｇによって変化されること
ができることが知られている。さらに利得およびオフセ
ット調整入力端子の一つと基準接地電位との間の抵抗は
他方の利得およびオフセット：Ａ′！ｉ入力端子と基準
接地電位との間の抵抗に関して変化され、非反転出力端
子２０Ｂと反転出力端子２０８との間の微分オフセット
電圧を実質的にゼロにするように非反転出力信号に関し
て反転出力信号の直流成分を変化させることが知られて
いる。例えば第１９図に示すように、正の利得およびオ
フセット調整入力端子３８２はポテンシオメータ３９０
の第１の部分と直列に接続された抵抗３８８によって基
準接地電位に接続され、負の利得およびオフセット調整
入力端子３８４はポテンシオメータ３９０の第２の部分
と直列に接続された抵抗３９２によって基準接地電位に
接続される。ポテンシオメータ３９０を調整することに
よって２ｇの利得およびオフセット調整入力端子と基準
接地電位との間の抵抗は相対的に変化され、２個の出力
信号間の相対的ＤＣ微分オフセッ、ト電圧を変化させる
ことができる。しかしながらこの方法はポテンシオメー
タ３９０の手動調整を必要とし、また時間および温度に
よる差動増幅器２００中の変化に対して補償するために
は付加的な調整を必要とする。さらにこの方法は必ずし
も共通モード電圧の問題を解決するものではない。 すなわち前述のように自動的に微分オフセット電圧を実
質的にゼロに維持し、既知の基準電圧に対する差動増幅
器２００からの出力信号の共通モード電圧を再生する回
路に対する必要性が存在している。 発明の説明 この発明は上記の読取り回路１００と組合わせて使用さ
れ、ビデオ増幅器からの非反転出力信号と反転出力信号
との間の微分オフセット電圧の問題と未知の共通モード
ＤＣ電圧レベルの効果に関する問題との両者を解決する
改良された読取り回路を提供する補償回路に関するもの
である。この発明の補償回路は差動増幅器２００によっ
て発生された非反転出力信号と反転出力信号との間の微
分オフセット電圧をゼロにする。この発明の補償回路は
また２つの出力の共通モード直流電圧を既知の基準電圧
に設定する。 この発明は、この発明の補償回路を備えた改良された読
取り回路４００のブロック図を示している第２０図を参
照することによって最もよく理解できる。改良された読
取り回路４００は第１図に記載された前記の読取り回路
１００の素子を含み、第１図に記載された同様の素子に
対応する第２０図の素子には同様の符号が付されている
。 図示のように、第２０図の回路４００は差動増幅器２０
０の出力端子２０ｆｉ　、　２０８に接続された補償回
路４１０を備えている点で第１図の回路と異なっている
。特に補償回路４１０は差動増幅器２００の非反転出力
端子２０６に接続された非反転入力端子４１２と差動増
幅器２００の反転出力端子２０８に接続された反転入力
端子４１４とを備えている。補償回路４１０はさらにフ
ィードバック出力端子４２０を備え、それは以下さらに
詳細に説明するように差動増幅器２００の利得およびオ
フセット入力端子３８２または３８４．の一つ（例えば
端子３８４）に電気的に接続されている。補償回路４１
０は共通モード電圧再生出力端子４２２を備え、それは
第１のしきい値検出回路２２０の電圧基準入力端子２２
８および第２のしきい値検出回路２３０の電圧基準入力
端子２３８に接続されている。 以下説明するように、補償回路４１０は入力端子４１２
および４１４における微分入力信号間に存在する可能性
のある微分オフセット電圧を実質的に除去するために差
動増幅器２００からの非反転および反転出力信号間のＤ
Ｃ差動オフセットを連続的に調整するように動作する。 補償回路４１０はまた共通モード再生電圧出力端子４２
２において共通モード再生電圧Ｖ　ＣＭＲを出力し、そ
れは差動増幅器２００からの差出力信号の共通モード電
圧に応じて第１および第２のしきい値検出回路２２０お
よび２３０中の分圧器に供給される電圧を連続的に調整
し、そのため比較器２４０および２７０に供給される微
分電圧は既知の実質的に一定の直流電圧成分を有する。 ここに記載した好ましい実施例では、補償回路４１０は
既知の共通モード再生電圧を出力し、それは電源電圧の
半分に実質的に等しく（例えば５．０ボルトの電源に対
して２．５ボルト）選択され、そのためしきい値検出回
路２３０は上記したような方法で動作する。 第２１図はこの発明の補償回路４１０の好ましい実施例
を示しており、この図はまた差動増幅器２００を示して
いる。上記のように差動増幅器２００は１対の微分信号
を出力端子２０６および２０８に出力する。非反転出力
端子２０６の非反転出力信号はＶ＋で示され、それはＤ
Ｃ成分（ＶＤＣ＋）とＡＣ成分（ＶＡＣ＋）からなり、
十符号は非反転出力信号であることを示すものである。 これは数学的には次のように表現される。 Ｖ　＋　＝　ＶＤＣ＋　＋　ＶＡＣ＋　　　　　　　　
　（１）反転出力端子２０８の反転出力信号はＶ−で示
され、ＤＣ成分（Ｖｏｃ−）と交流成分（ＶＡＣ−）か
らなり、−符号は反転出力信号であることを示すもので
ある。これは数学的には次のように表現される。 Ｖ　−−−Ｖ　Ｏ（−＋　Ｖ　ＡＣ−（２）２つの信号
のそれぞれのＤＣ成分は２つの信号のＡＣ成分がそれを
中心としてスイングする平均電圧を表している。以上の
ことは第２２図に非反転出力信号を表す波形４３０およ
び反転出力信号を表す波形４３２によって示されている
。第２２図に示すように、非反転出力信号はΔＶＯＰＰ
ＳＥＴとして示された量だけＤＣ−成分と異なったＤＣ
Ｃ酸成分有している。数学的には次のように表現される
。 ΔＶ　０ＰＰＳＩＩＴ−Ｖ　ｏｃ＋　　Ｖ　ｏｃ−（３
）ΔＶ　０ＰＰＳＩＩＴは正でも負でもよく、ＶＤＣ＋
またはＶＯＣ−のどちらが大きい値を有するかによる。 理想的には２つの出力信号間の微分オフセット電圧は入
力信号差がゼロであるときゼロであるけれども差動増幅
器２００に使用されるビデオ増幅器の不完全な性質によ
って２つの信号間の微分オフセット電圧ΔＶ　０ＰＰＳ
ＥＴは図示のようにゼロではない。共通モード電圧ＶＣ
Ｍは２つの直流成分の平均値である。 ＶＣＭ−（ＶＤＣ８＋　Ｖｏｃ−）　／　２　　　　　
　（４）理想的には共通モード電圧ＶＣＭはしきい値検
出回路が予め定められた大きさの共通モード電圧で動作
するように設計することができるように予め定められた
大きさでなければならない。しかしながら上記したよう
に共通モード電圧は個々のビデオ増幅器によって変化し
、また温度および時間的にも同様に変化する。 差動増幅器２００により発生された非反転および反転出
力信号のＡＣ成分は実質上大きさが等しく互いに反対で
なければならない。したがって、Ｖ　ＡＣ＋　−Ｖ　Ａ
Ｃ−（５） 第２１図に戻ると、補償回路４１０は非反転入力端ｆ４
４２と、反転入力端子４４４と、出力端子４４６とを備
えた第１の演算増幅器４４０を具備している。 補償回路１０はさらに非反転入力端子４５２と、反転入
力端子４５４と、出力端子４５６とを備えた第２の演算
増幅器４５０を具備している。好ましい実施例では２個
の演算増幅器４４０と４５０はナショナルセミコンダク
タ社から市販されているＬＭ３２４型演算増幅器である
。 直列抵抗４６０は補償回路４１０の非反転入力端子４１
２と第１の演算増幅器４４０の反転入力端子４４４との
間に接続されている。したがって第１の演算増幅器４４
０の反転入力端子４４４は差動増幅器２００からの非反
転出力信号に応じた信号を受けるように直流結合されて
いる。この信号は直流結合されているから、反転入力端
子４４４に与えられる信号は差動増幅器２００から出力
された反転された信号のＶＤＣ，およびＶＡＣ＋の両者
を含んでいる。 同様に、直列抵抗４６２は補償回路４１０の反転入力端
子４１４と第１の演算増幅器４４０の非反転入力端子４
４２との間に接続されている。したがって第１の演算増
幅器４４０の非反転入力端子４４２は差動増幅器２００
からの反転された出力信号に応じた信号を受けるように
直流結合されている。この信号もまた直流結合されてい
るから、非反転入力端子４４２に与えられる信号は差動
増幅器２００から出力された非反転信号のＶＤＣ−およ
びＶ＾、−の両者を含んでいる。 第１の演算増幅器４４０の非反転入力端子４４２はさら
にキャバシタ４７０と抵抗４７２の直列接続を介して補
償回路４１．０の非反転入力端子４１２に接続され、差
動増幅器２００からの非反転出力信号に応じたＡＣ結合
信号を受ける。この信号は上記のｖＡｃ＋である。 同様に、第１の演算増幅器４４０の反転入力端子４４４
は別のキャバシタ４７４と抵抗４７Ｂの直列接続を介し
て補償回路４１０の反転入力端子４１４に接続され、差
動増幅器２００からの反転出力信号に応じたＡＣ結合信
号を受ける。この信号は上記のＶＡｃ〜である。 ＡＣ結合された信号およびＤＣ結合された信号は第１の
演算増幅器４４０の入力端子において合算される。ここ
に記載した実施例では、抵抗４６０゜４６２　、４７２
　、４７６は等しい大きさであり（例えば１０．０００
オーム）、そのため第１の演算増幅器４４０の入力端子
において合算された電流は差動増幅器２００によって与
えられた対応する出力電圧に直接比例する。したがって
第１の演算増幅器４４０の非反転入力端子４４２に入力
された電圧はＶ　ＳＵＭ＋と呼ばれ、５数学的には次の
ように表現される。 Ｖ　ＳＵＭ＋　＝　Ｖ　−＋　Ｖ　ＡＣ＋＝　（Ｖｏｃ
−＋ＶＡＣ−）　＋ＶＡＣ＋　　　（６）式（５）から
ｖＡいはＶＡＣ−と大きさが等しく逆相であるから、上
記の式（６）は簡単にされ、Ｖ　ｓｖＭ＋−Ｖ　ＤＣ−
（６’） 同様に、第１の演算増幅器４４０の反転入力端子４４４
に入力された電圧はＶ５ｕＭ−と呼ばれ、数学的には次
のように表現される。 Ｖ　ＳＵＭ−−Ｖ　＋　＋　Ｖ　ＡＣ ＝　（ＶＤＣ＋　＋ＶＡＣ＋　）　＋ＶＡＣ−（７）再
びＶＡＣやはＶＡＣ−と大きさが等しく逆相であるから
、上記の式（７）は簡単にされ、Ｖ　ＳＵＭ−＝　Ｖ　
ｎｃ＋　　　　　　　　　　　　　　　　　（７°）し
たがって第１の演算増幅器４４０の微分入力端子４４２
および４４４は１対のＤＣ信号を与えられ、それは第１
の演算増幅器４４０によって合算され、ΔＶ　０ＰＦＳ
ＲＴの関数である出力信号ＶＯＵＴＩを出力端子４４Ｂ
に生じる。換言すれば、 Ｖ　ｏｕｔ＋＝　ｆ　（Ｖ　ｓｕＭ＋−Ｖ　ＳＵＭ−）
＝　ｆ　（ＶＤＣ−ＶＤＣ＋　） −ｆ（−にΔＶ　０ＦＰＳＥＴ）　　　　　　（８）こ
こでｆは第１の演算増幅器４４０の特性、その関連する
回路および差動増幅器２００の特性により決定される関
数である。 第２１図に示すように、第１の演算増幅器４４０の出力
端子４４６は直列抵抗４８０（例えば１０，０００オー
ムの抵抗値を有する）を介して補償回路４１０のフィー
ドバック出力端子４２０へ接続され、したがって差動増
幅器２００の利得およびオフセット調整入力端子３８２
および３８４の選択された一つに接続されている。例え
ば図示の実施例では、第１の演算増幅器４４０の出力端
子４４Ｂは負の利得およびオフセット調整入力端子３８
４に接続されている。上述のように可変抵抗３８６が正
と負の利得およびオフセット調整入力端子３８２と３８
４の間に設けられており、差動増幅器２００の利得を調
整している。 可変抵抗３８Ｂはまた正の利得およびオフセット調整入
力端子３８２と第１の演算増幅器４４０の出力端子４４
Ｂの間の付加的な抵抗を与え、そのため第１の演算増幅
器４４０の出力の電圧は正の利得およびオフセット調整
入力端子３８２においてよりは負の利得およびオフセッ
ト調整入力端子３８４において大きな効果を有する。差
動増幅器２００の非反転出力信号と反転出力信号との間
の増加した微分オフセット電圧の結果として、出力信号
Ｖ。５．Ｔ１の大きさが増加する（例えば反転出力信号
のＶＤＣ−成分が非反転出力信号のｖＤｃ＋成分に対し
て大きさを増加する）とき、増加した電圧はＶＤＣ＋成
分およびＶＤＣ−成分が実質上等しくなるまで非反転出
力信号に対して反転出力信号の大きさを減少させるよう
に負の利得およびオフセット調整入力端子３８４に供給
され、したがって微分オフセット電圧Δｖｏ　ｐ　ｐ　
Ｓ　［！□の大きさを実質上ゼロボルトまで減少させる
。同様にＶＯＣ−成分が非反転出力信号のＶＤＣ＋成分
に対して大きさを減少するにしたがって出力信号Ｖ　Ｏ
ＵＴ□の大きさが減少するとき、負の利得およびオフセ
ット調整入力端子３８４に供給される電圧は反転出力信
号に対して非反転出力信号の大きさを増加させ、したが
ってこの場合にも再び微分オフセット電圧ΔＶ　０ＦＦ
ＳＥＴの大きさを減少させる。第１の演算増幅器４４０
は実質上ゼロボルトにその入力の電圧差を維持するよう
に動作し、したがって非反転出力端子２０６および反転
出力端子２０８の間の微分オフセット電圧ΔＶＯＰＰＳ
ＥＴを実質上ゼロに維持する。 さらに第２１図に示されているように、補償回路４１０
は第１の演算増幅器４４０の出力端子４４６と入力端子
４４４との間に接続されたキャバシタ４９４を備えてい
る。このキャバシタ４９４はフィルタキャバシタとして
動作し、反転入力端子４４４における過渡的雑音に応じ
て出力電圧ＶＯＬＩＴ＋が変化する速度を減少させる。 さらに第２のフィルタキャバシタ４９６が非反転入力端
子４４２と接地点との間に接続されて非反転入力端子４
４２に対するフィルタ効果を与え、差動増幅器２００か
らの反転出力信号および非反転出力信号に対する平衡し
た容量性負荷を与える。実施例ではフィルタキャバシタ
４９４および４９６並びに直列キャバシタ４７０および
４７４は０．１マイクロフアラツドの容量値を有する。 第１．の演算増幅器４４０は関連する抵抗およびキャバ
シタと共に簡単なローパス能動フィルタとして動作し、
差動増幅器２００の非反転出力信号と反転出力信号との
間の微分オフセット電圧に対する実時間補償を行う。こ
の補償は能動的であるがら微分オフセット電圧の最初の
手動調整も必要なければ、温度によって生じた変化や部
品のエージングに応じた将来の調整も必要ない。したが
って第２１図の補償回路ＩＯはゼロでない微分オフセッ
ト電圧による問題に対するすぐれた解決策を与えるもの
である。 上述のように差動増幅器２００の非反転出力信号と反転
出力信号は第１のしきい値検出回路２２０および第２の
しきい値検出回路２３０に対して入力として与えられる
。２つの信号間の直流微分オフセット電圧は実質上大き
さがゼロになるように制御されから、第１のしきい値検
出回路２２０は上述した動作の説明にほぼしたがって動
作する。すなわち第］のしきい値検出回路２２０は２つ
の入力信号が今や実際のゼロ交差に対応している実質上
同じ大きさのときレベルを切替える出力信号を出力する
。 他方、差動増幅に２００からの非反転出力信号と反転出
力信号の共通モード電圧の大きさは知られていない。そ
れ故第２のしきい値検出回路２３０の動作は共通モード
電圧の大きさに応じて変化する。 これは望ましくないので、補償回路４１０は差動増幅器
２００からの２つの出力信号の共通モード電圧における
変化を補償する付加的な回路を備えている。この発明の
この部分は主として第２のしきい値検出回路２３０の動
作と関係しているから、第２のしきい値検出回路２３０
がこの部分の動作を説明するために第２１図中に記載さ
れている。 上述のように、差動増幅器２００の非反転出力信号と反
転出力信号は第２のしきい値検出回路２３０へ入力とし
てそれぞれ抵抗２７８および抵抗２８２を介して与えら
れている。抵抗２７８は基準電圧入力端子２３８に接続
された抵抗２８０と共に分圧器として動作する。同様に
抵抗２８２は基準電圧入力端子２３８に接続された抵抗
２８４と共に分圧器として動作するー。前記の第８図の
ものと異なって、基準電圧入力端子２３８は基準接地電
位に接続されるのではなく、共通モード再生電圧出力端
子４２２に接続されている。回路の再生電圧発生部分の
動作の説明の都合上、抵抗２７８と抵抗２８０と比較器
２７０の非反転入力端子２７２との共通接続点における
電圧はＶ。ＬＩＴ＋とじ、また抵抗２８２と抵抗２８４
と比較器２７０の反転入力端子２７４との共通接続点に
お１号る電圧はＶ。ＵＴ−とする。この実施例では抵抗
２７８と２８２の抵抗値は約５，０００オームであり、
抵抗２８０と２８４の抵抗値は約２．５００オームであ
り、フィードバック抵抗２８８の抵抗値は約３０．００
０オームである。 第２の演算増幅器４５０およびその関連する回路部品と
組み合わせた分圧器回路は以下説明するように共通モー
ド電圧の問題に対する解決策を与える。 第２の演算増幅器４５０の非反転入力端子４５２は大き
さＶ　Ｒ１！Ｐを有する既知の予め定められた直流出力
基ｒ＄雷電圧与える基準電圧源５００に接続されている
。例えば基準電圧電源５００はツェナーダイオード、調
整された基準電圧電源、その他でよい。 上記のようにこの実施例では基準電圧Ｖゎ、は電源電圧
のほぼ半分に等しい（例えば５．０ボルトの電源に対し
て２，５ボルト）。第２の演算増幅器４５０の反転入力
端子４５４は直列抵抗５１０を介して第１の演算増幅器
４４０の非反転入力端子４４２に接続され、直列抵抗５
１２を介して第１の演算増幅器４４０の反転入力端子４
４４に接続されている。第２の演算増幅器４５０の反転
入力端子４５４はしたがって差動増幅器２００の共通モ
ード電圧出力に比例する信号を受ける。第１の演算増幅
器４４０の動作は第１の演算増幅器４４０の両方の入力
端子４４２と４４４における信号を実質的に等しくさせ
るから１つの入力端子に接続が行われる必要がであるだ
けである。しかし第２１図に示すような両方の接続を設
けることによって、差動増幅器２００の非反転および反
転信号出力は実質上等しく負荷される。 この実施例では直列抵抗５１０および５１２は非常に高
いインピーダンス（例えば５００，０００オーム）を有
し、・したがって差動増幅器２００の出力のいずれをも
顕著に負荷することはない。 第２の演算増幅器４５０は出力端子４５６に出力信号Ｖ
　０ＵＴ２を出力する。フィードバック抵抗５２０は第
２の演算増幅器４５０の出力端子４５Ｇを第２の演算増
幅器４５０の反転入力端子４５４に接続し、出力信号Ｖ
　０ＵＴ２に比例する信号を反転入力端子４５４にフィ
ードバックする。この実施例ではフィードバック抵抗５
２０は約１２５，０００オームの抵抗値を有する。フィ
ードバック抵抗５２０の抵抗値は直列抵抗５１０および
５１２のそれぞれの抵抗値の約１／４に等しく選択され
る。したがって第１の演算増幅器４４０の非反転入力端
子４４２と反転入力端子４４４からの全体の抵抗値のほ
ぼ半分に等しい。この比率はこの実施例の分圧器回路網
の抵抗値の比率と同じである。電圧Ｖ　０ＵＴ２はまた
略号Ｖ　ＣＭＲで表わされる共通モード再生電圧とも呼
ばれ、補償回路４１０からの出力として共通モード再生
電圧出力端子４２２に出力され、第２のしきい値検出回
路２３０の基準電圧入力端子２３８に与えられる。 第２の演算増幅器４５０により発生された共通モード再
生電圧は分圧器抵抗２７８　、２８０　、２８２　。 ２８４と共同して動作し、比較器２７０の非反転入力端
子２７２と反転入力端子２７４にＤＣ共通モード電圧を
与え、それは非反転出力２０６における差動増幅器２０
０の共通モード電圧出力および第２の演算増幅器４５０
の出力端子４５６における出力電圧Ｖ　０１１７２によ
って決定される。以下説明するように、共通モード再生
電圧（ＶＯＵＴ２またはＶ。ＭＲ）は変化され、それ数
比較器２７０の入力端子における共通モード再生電圧は
実質上一定の予め定められた大きさである。 第２の演算増幅器４５０の出力端子４５Ｇに生じる出力
電圧ＶＯＵＴ２は電圧Ｖ、ｕＭ＋およびｖ、ＬＩＭ−と
、基準電圧ｖＲＥＰによって決定されることが認められ
る。上述のように第１の演算増幅器４４０は、電圧Ｖ　
ＳＵＭやとＶ　ＳＵＭ−が互いに実質的に等しくなるよ
うに、また差動増幅器２００によって発生された非反転
および反転出力信号の直流成分に実質的に等しくなるよ
うに動作する。したがって第２の演算増幅器４５−０の
出力は差動増幅器２００からの共通モード出力電圧によ
って決定される。共通モード出力電圧は以後ＶＯＣよと
呼ばれる。 当該技術でよく知られているように、第２の演算増幅器
４５０の出力端子４５Ｂからその反転入力端子４５４に
接続されているフィードバック抵抗５２０は第２の演算
増幅器４５０に出力電圧ＶＯＬＩ７２を発生させ、その
反転入力端子４５４における電圧をその非反転入力端子
４５２における基準電圧ＶＨｐに実質上等しくさせる大
きさを有している。第２の演算増幅器４５０の動作は数
学的には次のように表すことができる。 Ｖ　ＲＩＬｐ　　　Ｖ　ＯＬ］？２　　　　　　　　　
　　　　（９）ここでＲ，、、、Ｒ，，２、Ｒ５□、は
それぞれ抵抗５１０　、５１２　、５２０の抵抗値であ
る。 Ｖ　ＳＵＭ＋はＶ　、、Ｍ−に等しく、両者共にｖ　ｏ
ｃｔに等しく、またＲ　９．ｏはＲ６１２に等しく、Ｒ
２２ｏの４倍に等しいから、式（９）は次のように簡単
化される。 Ｖ　ｏｃｔ　　　Ｖ　Ｒ１！Ｆ　　　　Ｖ　ＲＥＰ　　
　Ｖ　０ＩＪＴ２　　　　（１０）２　Ｒ５２０Ｒ５２
０ 式（１０）はさらに簡単化される。 ＶＯＬＩ７２−　（３ＶＲＢＰ　　Ｖｏｃ＊　）　／　
２　　　（１１）式（１１）から第２の演算増幅器４５
０によって与えられた出力電圧Ｖ。ＵＴ２はｖＤｃよが
減少するとき増加し、Ｖ　ＤＣＩが増加すれば減少する
。したがって出力電圧ｖｏＬＩＴ□は差動増幅器２００
の非反転および反転出力信号の共通モード電圧が減少す
るとき増加し、反対であれば反対になる。第２の演算増
幅器４５０の出力電圧はまた共通モード再生電圧と呼ば
れ、ｖＣＭｊｌで示され、以下説明するように予め定め
られたｉｌｌ電圧に対して非反転および反転出力信号の
共通モード電圧を、再生するために使用される。 上述のように比較器２７０の非反転入力端子２７２の非
反転信号Ｖ　ＯＵＴ＋と反転入力端子２７４の非反転信
号Ｖ。ＵＴ−はそれぞれ差動増幅器２０（ｌの非反転出
力端子２０Ｇの出力電圧■。と反転出力端子２０８の出
力電圧■−および第２の演算増幅器４５０の出力１１圧
Ｖ。ＬＩ７２に応答する。数学的には次のように表現さ
れる。 ここで、Ｒ２）、は抵抗２７８の抵抗値、Ｒ２，、は抵
抗２８０の抵抗値、Ｒ２８□は抵抗２８２の抵抗値、Ｒ
２８４は抵抗２８４の抵抗値、Ｒ２８６は抵抗２８６の
抵抗値、■２７６は比較器２７０の出力端子２７Ｇにお
ける出力電圧である。上述のように抵抗２７８および２
８２の抵抗値は抵抗２８０および２８４の抵抗値のほぼ
２倍であり、抵抗２８Ｇの抵抗値は抵抗２８０および２
８４の抵抗値のほぼ１２倍である。したがって式（１２
）および（１３）は簡単化され、ＶｏＵＴ＋−（１／’
１９）　［（６Ｖ＋）　＋　１２ＶＯＵＴ２＋　Ｖ２７
６］Ｖ　　　　　　−Ｖ　　　　　　＋　　（１／３）
（Ｖ−−ｖＯＵＴ２）ＯＵＴ−０ＵＴ２ −（２７：１）ＶＯＵＴ□＋　（１／３）Ｖ−式（１１
）によるｖ０υ丁２の定義を使用して、式（１４）およ
び（１５）はさらに簡単にされる。 Ｖ　　　−（１／］）　（３ＶＲＥＦ／２−　ＶＤｏ、
）　＋　（１／３）Ｖ−ＯＵＴ− 式（１）で述べたように差動増幅器２００の非反転出力
端子２０Ｇにおける非反転出力信号Ｖやは直流成分ＶＯ
Ｃ＋と交流成分ＶＡＣゆとを含む。同様に、反転出力端
子２０８における非反転出力信号Ｖ−は直流成分Ｖ　Ｄ
Ｃ−と交流成分ＶＡＣ−とを含む。第１の演算増幅器４
４０およびその関連する部品は両方の信号−の直流成分
をＶＤＣよに等しくさせるから、式（１）および（２）
は次ぎのようになる。 Ｖ＋　＝Ｖｎｃ＊　＋ＶＡＣ４、（１’）Ｖ−−ＶＤＣ
，＋ｖ、Ｃ−（２’） 式（ｌｏ）および（２°）を式（１Ｂ）および（１７）
と置換すると、 （１日） ■ＯＵＴ＋　　−（１／　１９’　”ＶＤＣ土　”　　
６ｖＡＣ＋”　　１８ｖＲＥＦ−６ｖＤ（Ｊ　　”　　
ｖ２７６］ＶＯ，ＪＴ−−（１／］）（コｖＲＥＦ／２
−　　”Ｄ（Ｊ）　”　　（１／３）”’ＤＣ１”　　
ｖＡＣ−）　　　　　（１９’式（１８）および（１９
）はさらに簡単にすることができ、次のように２つの出
力信号はＡＣ成分と基準電圧のみの関数である。 ｖ０υＴ＋　ｓ！　（ｌ／１９）

【６ｖ八。や　＋　１
８ｖＲＥＦ　＋　ｖ２７６】　　　　　　　　　　（２
ｏ）ｖＯＵＴ−”　ｖＲＥＦ　＋（ｖＡＣ−”　　　　
　　　　　　　　（２１）式（２０）は比較器２７０の
非反転、入力端子２７２における非反転出力信号Ｖ　Ｏ
ＵＴ＋がＤＣ成分およびＡＣ成分を有し、そのＤＣ成分
は基準電源５００により供給された予め定められた基準
電圧Ｖ８８．および比較器２７０の出力電圧のみの関数
であり、二つの大きさのただ一つのみを有することがで
き（すなわち実施例における０または＋５ボルト）　、
ＡＣ成分は差動増幅器２００の非反転出力端子２０６に
おける非反転出力ＶやのＡＣ成分の６／１９に等しいこ
とを示している。式（２１）は比較器２７０の反転入力
端子２７４における反転出力信号Ｖ　ＯＵＴ−がＤＣ成
分およびＡＣ成分を有し、そのＤＣ成分はまた基準電源
５００により供給された予め定められた基準電圧Ｖ　Ｒ
１！Ｐに等しく、ＡＣ成分は差動増幅器２００の反転出
力端子２０８における反転出力Ｖ−のＡＣ成分ＡＣ−の
１７３に等しいことを示している。 したがって第２の演算増幅器４５０およびその関連する
回路は基準電圧ＶＲｈ、に等しい既知の予め定められた
ＤＣ成分を有するために補償回路から非反転および反転
出力信号Ｖ。ＵＴ＋およびＶ。Ｕ７−を生ように第２の
しきい値検出回路２３０の比較器２７０の入力として与
えられるこれらの補償された信号により、第２のしきい
値検出回路２３０は第１３図乃至第１８図のような不適
切な波形になるのではなく、第１０図乃至第１２図の波
形によって示されるように、理想化された第２のしきい
値検出回路２３０によって適切に動作される。 以上の説明から、この発明の補償回路４１０が従来の読
取り回路に関連した両方の問題を解決することが認めら
れよう。すなわち差動増幅器２００は自動的に制御され
て、差動増幅器２００の入力に供給される差動電圧が温
度による変化および経年変化がゼロに等しくされるとき
実質的にゼロに等しいオフセット電圧を有する差動出力
電圧を与える。 この発明の補償回路４１０はさらに第２のしきい値検出
回路２３０の比較器２７０に供給される入力信号が既知
の予め定められた共通モード電圧を有してそれにより第
２のしきい値検出回路２３０によって与えられる出力信
号が適切に動作して、上述の書込み動作後に読取りを行
うために対称電圧マージンを与える。 以上この発明をテープ装置における使用について説明し
たが、この発明の補償回路はディスク駆動装置その他の
磁気媒体記憶装置に関連した他の回路と組み合わせて使
用されることができる。さらにこの発明の補償回路は、
ゼロでない差動オフセット電圧および未知の共通モード
電圧に対して補償されることが望ましいその他の電子回
路と組み合わせて使用されることができる。この発明の
補償回路のその他の利用も当業者には明白であろう。

【図面の簡単な説明】

第１図は、テープ駆動読取り回路のブロック図である。 第２図は、テープ読取りヘッド増幅器からの信号の一例
の波形を示す。 第３図は、第１図のテープ駆動読取り回路で使用される
差動微分ローパスフィルタの回路図である。 第４図は、第３図の差動微分ローパスフィルタ通過後の
第２図に示す信号の波形である。 第５図は、第１図の増幅器によって増幅された後の第４
図の波形である。 第６図は、ヒステレシスのない簡単化されたしきい値、
検出回路の回路図である。 第７図は、第６図のしきい値検出回路から出力された電
圧レベルを表す波形である。 第８図は、電圧しきい値マージンを与えるためにヒステ
レシスを有するしきい値検出回路の一例の回路図である
。 第９図は、雑音免疫を与えるヒステレシス効果を示す第
８図のゼロ交差回路の電圧転送特性を示す。 第１０図は、第８図のしきい値検出回路の入力に供給さ
れる簡単化された微分入力信号を表す１対の三角波形で
ある。 第１１図は、第８図のしきい値検出回路の比較機に供給
される微分入力信号を示す。 第１２図は、第８図のしきい値検出回路の出力信号を示
す。 第１３図乃至第１５図は、第１０図乃至第１２図の波形
に対応する波形を示し、それと同時に差動増幅器の出力
間のゼロでない差動オフセット電圧により生じるしきい
値検出回路の出力の影響を示す。 第１６図乃至第１８図は、第１０図乃至第１２図の波形
に対応する波形を示し、それと同時に差動増幅器の出力
の共通モード電圧の大きさの変化によって生じるしきい
値検出回路の出力の影響を示す。 第１９図は、差動増幅器の非反転および反転出力間の微
分オフセット電圧を手動調整する従来の可変抵抗回路網
を示す。 第２０図は、この発明の実施例の補償回路を備えたテー
プ駆動読取り回路のブロックである。 第２１図は、この発明の実施例の補償回路の回路図であ
り、ざらに差動増幅器および第２のしきい値検出回路な
らびにに対するそれらの接続を示している。 第２２図は、第２１図の補償回路に供給される差動増幅
器からの差動出力信号の１対の波形を示す。 ２００・・・差動増幅器、２２０　、２３０・・・しき
い値検出回路、４１０・・・補償回路、４４０　、４５
０・・・演算増幅器、５００・・・基準電圧源。 出願人代理人　弁理士　鈴江武彦 ＦＩＧ。 ＦＩＧ。 −１２゜ ＦＩＧ。 ＦＩＣ；。 ＦＩＧ。 Ｆｌに。 ＦＩＧ。

Claims (13)

【特許請求の範囲】
1. （１）差動増幅器の非反転および反転出力信号のＤＣ差
   動オフセットを制御するためのオフセット制御入力端子
   を有する差動増幅器によつて発生される非反転および反
   転出力信号のＤＣ成分間の差動オフセット電圧の大きさ
   を減少させるための補償信号を発生する補償回路におい
   て、 差動オフセット電圧に比例する差信号を出力するために
   前記差動増幅器からの非反転および反転出力信号のそれ
   ぞれのＡＣ成分からＤＣ成分を分離する分離回路と、 前記差信号を増幅し、差動オフセット電圧に比例する補
   償信号を発生する増幅回路とを具備しており、 前記補償信号は、前記差動オフセット電圧を減少させる
   ために前記差動増幅器のＤＣ差動オフセットを制御する
   如く前記オフセット制御入力端子にフィードバックされ
   ることを特徴とする補償回路。
2. （２）前記増幅回路は第１および第２の入力端子を有す
   る演算増幅器を備え、前記分離回路は前記第１の入力端
   子に前記非反転出力信号を結合するための第１の抵抗と
   前記第２の入力端子に前記反転出力信号を結合するため
   の第２の抵抗と前記第１の入力端子に前記反転出力信号
   のＡＣ成分を結合するための第３の抵抗および第１のキ
   ャバシタの直列結合と前記第２の入力端子に前記非反転
   出力信号のＡＣ成分を結合するための第４の抵抗および
   第２のキャバシタの直列結合とを具備し、前記ＡＣ成分
   は前記増幅器の前記第１および第２の入力端子において
   互いに実質的に消去され、それにより前記増幅器は前記
   差動増幅器の非反転および反転出力信号のＤＣ成分間の
   差を増幅することを特徴とする特許請求の範囲第１項記
   載の補償回路。
3. （３）前記増幅回路は演算増幅器を備えている特許請求
   の範囲第１項記載の補償回路。
4. （４）前記増幅回路は能動性ローパスフィルタが構成さ
   れるようにキャバシタを有する演算増幅器を備えている
   特許請求の範囲第２項または第３項記載の補償回路。
5. （５）オフセット電圧を有する第１および第２の出力信
   号を出力する差動増幅器のＤＣ差動オフセットを制御す
   る方法において、 第１および第２の信号のそれぞれからＡＣ成分を分離し
   、 第１の信号のＡＣ成分を第２の信号と合算して第１の和
   信号を生成し、 第２の信号のＡＣ成分を第１の信号と合算して第２の和
   信号を生成し、 第１および第２の和信号を演算増幅器に与えて前記第１
   および第２の和信号間の電圧差に応答する出力信号を生
   成し、 差動増幅器のＤＣ差動オフセットを制御するための入力
   信号として演算増幅器から出力信号を生成し、第１およ
   び第２の和信号間の差を減少させるように差動増幅器の
   ＤＣ差動オフセットを制御して前記差動増幅器からの第
   １および第２の出力信号のＤＣ成分間の差を減少させる
   ことを特徴とする差動増幅器のＤＣ差動オフセットを制
   御する方法。
6. （６）差動増幅器からの第１および第２の差入力信号を
   受信し、予め定められた基準電圧に応答する予め定めら
   れた大きさの実質上一定の共通モード電圧を有する２つ
   の差動出力信号を生成する補償回路において、 前記差動増幅器からの第１および第２の差入力信号間の
   差オフセット電圧に応答し、前記差動増幅器にフィード
   バック信号を出力して前記差動増幅器のＤＣ差オフセッ
   ト電圧を調整して前記差オフセット電圧を実質上ゼロに
   等しくする第１の回路と、 前記差動増幅器からの前記第１および第２の差入力信号
   の共通モード電圧に応答する第１の入力信号および前記
   予め定められた基準電圧に応答する第２の入力信号を受
   信し、前記第１の入力信号と第２の入力信号との差に応
   答する出力信号を生成する第２の回路と、 前記第２の回路からの前記出力信号を受信し、前記差動
   増幅器からの前記差入力信号を受信し、前記予め定めら
   れた大きさの実質上一定の共通モード電圧を有する第１
   および第２の差出力信号を出力する電圧分割回路網とを
   具備していることを特徴とする補償回路。
7. （７）その非反転入力における前記共通モード電圧に応
   答する前記信号を受信し、その第２の入力における前記
   予め定められた基準電圧に応答する前記信号を受信する
   演算増幅器を具備していることを特徴とする特許請求の
   範囲第６項記載の補償回路。
8. （８）予め定められた基準電圧に実質上等しい既知の共
   通モード電圧を有する１対の差出力信号を生成する方法
   において、 未知の共通モード電圧を有する１対の差動入力電圧を受
   信し、 前記未知の共通モード電圧に応答するＤＣ電圧レベルを
   分離し、 前記分離されたＤＣ電圧レベルを演算増幅器に１入力と
   して与え、 前記予め定められた基準電圧に応答する第２の信号を前
   記演算増幅器に対する第２の入力として与え、 前記分離されたＤＣ電圧レベルと前記第２の信号との間
   の差に応答する再生電圧出力信号を発生させ、 前記再生電圧出力信号を入力として電圧分割回路に供給
   し、 前記１対の差動入力信号を入力として電圧分割回路に供
   給し、 前記基準電圧に実質上等しい共通モード電圧を有する１
   対の差動出力信号を前記電圧分割回路から出力させるこ
   とを特徴とする方法。
9. （９）第１および第２の入力および第１および第２の出
   力を具備し、その第１の出力は第１の出力信号を生成し
   、その第２の出力は第２の出力信号を生成し、それら第
   １および第２の出力信号は未知の大きさのＤＣ成分とＡ
   Ｃ成分とを有している差動増幅器と、 前記第１および第２の出力信号を受信するように接続さ
   れ、前記第１および第２の出力信号の前記ＤＣ成分の相
   対的な大きさを実質的に等しくなる如く調整するために
   前記差動増幅器に供給されるフィードバック信号を発生
   させる補償回路と、前記第１および第２の出力信号を受
   信するように接続され、前記第１および第２の出力信号
   の少なくとも一つの前記ＤＣ成分に応答する信号を基準
   信号と比較して前記ＤＣ成分の大きさを調整してそれぞ
   れ既知の固定された大きさのＤＣ成分を有する第１およ
   び第２の補償された出力信号を生成する制御回路と、 前記第１および第２の補償された出力信号を比較し、前
   記第１および第２の補償された出力信号相対的な大きさ
   に応答する検出器出力信号を生成するゼロ交差検出器と
   を具備していることを特徴とする信号処理装置。
10. （１０）前記補償回路は第１および第２の入力を有する
    演算増幅器を具備し、この演算増幅器の第１の入力は前
    記第１の差動増幅器出力信号のＡＣ成分および前記第２
    の差動増幅器出力信号を受ける如く接続され、前記演算
    増幅器の第２の入力は前記第２の差動増幅器出力信号の
    ＡＣ成分および前記第１の差動増幅器出力信号を受ける
    如く接続され、前記演算増幅器は前記第１および第２の
    差動増幅器出力信号の前記ＤＣ成分における大きさの差
    に応じた出力信号を生成する特許請求の範囲第９項記載
    の補償回路。
11. （１１）前記制御回路は、 前記ＤＣ成分に応答する前記信号を受ける第１の入力と
    前記基準信号を受ける第２の入力とを有し、前記ＤＣ成
    分に応答する前記信号と前記基準信号との間の差に応じ
    た大きさを有する再生信号を出力する演算増幅器と、 前記第１および第２の差動増幅器出力信号および前記再
    生信号を受け、前記第１および第２の補償され出力信号
    を出力する回路網とを具備する特許請求の範囲第９項記
    載の補償回路。
12. （１２）前記回路網は、それぞれ第１および第２の入力
    と出力とを有する第１および第２の電圧分割装置を備え
    、前記第１の電圧分割装置の第１の入力は前記第１の差
    動増幅器出力を受ける如く接続され、前記第２の電圧分
    割装置の第１の入力は前記第２の差動増幅器出力を受け
    る如く接続され、前記第１および第２の電圧分割装置の
    第２の入力は前記再生信号を受ける如く接続され、前記
    第１および第２の電圧分割装置の出力はそれぞれ前記第
    １および第２の補償され出力信号を出力する特許請求の
    範囲第１１項記載の補償回路。
13. （１３）前記再生信号は前記ＤＣ成分に応じた信号が減
    少するとき増加し、前記ＤＣ成分に応じた信号が増加す
    るとき減少して前記第１および第２の補償され出力信号
    のＤＣ成分を実質上一定の大きさに維持する特許請求の
    範囲第１２項記載の補償回路。