JPH02156164A - 信号のエンベロープ検出回路 - Google Patents
信号のエンベロープ検出回路Info
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- JPH02156164A JPH02156164A JP31031288A JP31031288A JPH02156164A JP H02156164 A JPH02156164 A JP H02156164A JP 31031288 A JP31031288 A JP 31031288A JP 31031288 A JP31031288 A JP 31031288A JP H02156164 A JPH02156164 A JP H02156164A
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- Measurement Of Current Or Voltage (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明は例えばＦＭ波、ＡＭ波、デジタル変調波ある
いは位相変調波などの電気信号のエンベロープ検出回路
に関するものである。
いは位相変調波などの電気信号のエンベロープ検出回路
に関するものである。
第４図は従来のこの種のエンベロープ検出回路を示し、
図において、ｌは信号入力端子、２はこの端子１からの
信号波形を増幅しかつ、次の全波整流回路３に合せた信
号を供給する小信号増幅器、３は小信号増幅器２からの
出カイ５号を全波整流する回路、４は全波整流した信号
電圧を平滑する平滑コンデンサ、５は平滑された信号電
圧（全波整流電圧）を１を流値に変換する電圧−電流変
換回路（Ｖ−１変換回路） ６はこれとは逆の信号電
流を電圧に変換する電流−電圧変換回路（ｒ−Ｖ変換回
路） ７はエンベロープ検出゛電圧出力信号端子であ
る。
図において、ｌは信号入力端子、２はこの端子１からの
信号波形を増幅しかつ、次の全波整流回路３に合せた信
号を供給する小信号増幅器、３は小信号増幅器２からの
出カイ５号を全波整流する回路、４は全波整流した信号
電圧を平滑する平滑コンデンサ、５は平滑された信号電
圧（全波整流電圧）を１を流値に変換する電圧−電流変
換回路（Ｖ−１変換回路） ６はこれとは逆の信号電
流を電圧に変換する電流−電圧変換回路（ｒ−Ｖ変換回
路） ７はエンベロープ検出゛電圧出力信号端子であ
る。
次に上記回路の動作について説明する。入力端子ｌに電
圧信号が入力されると小信号増幅器２によって入力端子
信号が増幅される。また、小（δ９増幅器２は全波整流
回路３に通した偽号形嘘に変換する機能を合せもってい
る。すなわち、入力信号を例えば交流信号とすると、平
均値直流電圧より高い信号と低い信号の２系統の出力信
号、電圧信号に変換する。この出力信号は全波整流回路
３に導かれる。ここで交流信号電圧は全波整流され直流
電圧となる。この電圧のリフプル電圧を平滑する目的の
平滑コンデンサ４が全波整流回路３の出力とアース間に
接続される。平滑されたリフプル（交流）電圧を含んだ
直流電圧信号がＶ−［変換回路５およびＩ−Ｖ変換回路
６にカスコードに入力される０両変換回路５，６は単独
では各々電圧−電流変換回路、電流−電圧変換回路であ
るが、カスコードに接続することにより、半導体回路時
ＩＥ 有のｖ−ｒ変換回路の非直線性（ｌｘ：Ｉｏｌｖ“夏、
−コレクタ出力電ａ、Ｖ ｔ −”＝２６ｓｖ、２５℃
、１ｏ−コレクタの逆飽和電流、凡そｌ” カーブ）と
、ｒ−ｖ変換回路の非石綿（凡そＶ−１変換の逆特性を
有する非直線性）が相互に相補的に補正し合い、入力端
子１の入力電圧に対する出力端子７の出力信号電圧の直
線性を確保するように作動する。
圧信号が入力されると小信号増幅器２によって入力端子
信号が増幅される。また、小（δ９増幅器２は全波整流
回路３に通した偽号形嘘に変換する機能を合せもってい
る。すなわち、入力信号を例えば交流信号とすると、平
均値直流電圧より高い信号と低い信号の２系統の出力信
号、電圧信号に変換する。この出力信号は全波整流回路
３に導かれる。ここで交流信号電圧は全波整流され直流
電圧となる。この電圧のリフプル電圧を平滑する目的の
平滑コンデンサ４が全波整流回路３の出力とアース間に
接続される。平滑されたリフプル（交流）電圧を含んだ
直流電圧信号がＶ−［変換回路５およびＩ−Ｖ変換回路
６にカスコードに入力される０両変換回路５，６は単独
では各々電圧−電流変換回路、電流−電圧変換回路であ
るが、カスコードに接続することにより、半導体回路時
ＩＥ 有のｖ−ｒ変換回路の非直線性（ｌｘ：Ｉｏｌｖ“夏、
−コレクタ出力電ａ、Ｖ ｔ −”＝２６ｓｖ、２５℃
、１ｏ−コレクタの逆飽和電流、凡そｌ” カーブ）と
、ｒ−ｖ変換回路の非石綿（凡そＶ−１変換の逆特性を
有する非直線性）が相互に相補的に補正し合い、入力端
子１の入力電圧に対する出力端子７の出力信号電圧の直
線性を確保するように作動する。
従来のエンベロープ検出回路は以上のように構成されて
いるので、出力信号電圧に含まれるリンプル信号は積掻
的に打消すというような能動的な素子および回路等を動
作させるのではなく、全波整流された所の直流（３号に
重ぢようしたリフプル成分を平滑する平滑コンデンサ４
のみを利用し、受動的に全波整流された直流電圧の時間
に対する電圧保持するように構成されている。従ってリ
ップル成分を少なくしようとすれば、平滑コンデンサ４
の容量を大きくせざるを得ない。この場合、第５［Ｄ（
ロ）の波形のように検波出力の立上りおよび立下りが遅
くなり、また、逆に立上り、立下りを早くし改善しよう
とすれば平滑コンデンサの容量を小さくせざるを得ない
が、第５図（ハ）のようにリフプル成分が（０）に比べ
て増加する。このように従来のエンベロープ検出回路で
は立上り／立下り時間とリフプル成分の関係において相
反する関係が存在するバースト状の信号のエンベロープ
検出回路において極めて使用しづらいという課題があっ
た。しかるに、このような構成のエンベロープ検出回路
の課題はリフプルを少なくする手段として上述したよう
にあくまでリンプルを積掻的に削減しようとする機能が
ないことに原因がある。
いるので、出力信号電圧に含まれるリンプル信号は積掻
的に打消すというような能動的な素子および回路等を動
作させるのではなく、全波整流された所の直流（３号に
重ぢようしたリフプル成分を平滑する平滑コンデンサ４
のみを利用し、受動的に全波整流された直流電圧の時間
に対する電圧保持するように構成されている。従ってリ
ップル成分を少なくしようとすれば、平滑コンデンサ４
の容量を大きくせざるを得ない。この場合、第５［Ｄ（
ロ）の波形のように検波出力の立上りおよび立下りが遅
くなり、また、逆に立上り、立下りを早くし改善しよう
とすれば平滑コンデンサの容量を小さくせざるを得ない
が、第５図（ハ）のようにリフプル成分が（０）に比べ
て増加する。このように従来のエンベロープ検出回路で
は立上り／立下り時間とリフプル成分の関係において相
反する関係が存在するバースト状の信号のエンベロープ
検出回路において極めて使用しづらいという課題があっ
た。しかるに、このような構成のエンベロープ検出回路
の課題はリフプルを少なくする手段として上述したよう
にあくまでリンプルを積掻的に削減しようとする機能が
ないことに原因がある。
尚、第５図（イ）はバースト状入力信号電圧である。
この発明は上記のような課題を解消するためになされた
もので、立上り／立下り時間を遅らせる主要因の平滑コ
ンデンサの容量を増加させなくてもエンベロープ検出信
号のリップルを減少させるべく積橿的な能動的電子回路
を附加しかつ、機能させて従来のエンベロープ検出回路
では得られないようなリップル削減と、エンベロープ検
出信号出力電気信号の立上り、立下りを改善できる信号
のエンベロープ検出回路を得ることを目的とする。
もので、立上り／立下り時間を遅らせる主要因の平滑コ
ンデンサの容量を増加させなくてもエンベロープ検出信
号のリップルを減少させるべく積橿的な能動的電子回路
を附加しかつ、機能させて従来のエンベロープ検出回路
では得られないようなリップル削減と、エンベロープ検
出信号出力電気信号の立上り、立下りを改善できる信号
のエンベロープ検出回路を得ることを目的とする。
この発明に係る信号のエンベロープ検出回路は、１６号
入力端子からの信号波形を増幅し次段の回路に合せた信
号を供給する小信号増幅器と、この増幅器からの出力信
号を全波整流する回路と、全波整流した信号電圧を平滑
する平滑コンデンサと、平滑された信号電圧を電流値に
変換する第１のＶ１１変換路と、信号電流を電圧に変換
するＩ■変換回路と、上記ｖ−ｉ変換回路に並列に交流
成分検出用の結合コンデンサと、交流成分のみをＶ−１
変換し上記Ｖ−１変換と逆相の電流を発生する第２のＶ
−１変換回路とを備えたものである。
入力端子からの信号波形を増幅し次段の回路に合せた信
号を供給する小信号増幅器と、この増幅器からの出力信
号を全波整流する回路と、全波整流した信号電圧を平滑
する平滑コンデンサと、平滑された信号電圧を電流値に
変換する第１のＶ１１変換路と、信号電流を電圧に変換
するＩ■変換回路と、上記ｖ−ｉ変換回路に並列に交流
成分検出用の結合コンデンサと、交流成分のみをＶ−１
変換し上記Ｖ−１変換と逆相の電流を発生する第２のＶ
−１変換回路とを備えたものである。
この発明においては、第１のＶ−１変換回路の信号電流
のリフプル成分が第２のＶ−１変換回路の信号電流によ
りキャンセルされ、リップル成分の削減された信号電流
がＩ−Ｖ変換回路に入力され、これによってリフプル成
分電圧が削減された信号電圧として出力することができ
る。
のリフプル成分が第２のＶ−１変換回路の信号電流によ
りキャンセルされ、リップル成分の削減された信号電流
がＩ−Ｖ変換回路に入力され、これによってリフプル成
分電圧が削減された信号電圧として出力することができ
る。
以下、この発明の一実施例を図について説明する。第１
図はこの発明によるエンベロープ検出回路のブロック図
を示し、第２図は第１図のブロック図の詳細な回路図で
あって、１〜７は第３図に示した従来のエンベロープ検
出回路と同一であるので同一符号を付して説明は省略す
る。８は全波整流された直流電圧（ｂ点で第３図ｉｂｌ
の波形）が平滑コンデンサ４で平滑され、その平滑出力
電圧（０点で第３図（Ｃ１の波形）のうち交流成分のり
フプル成分（ｄ点で第３図（ｄｉの波形）のみを通過さ
せる結合コンデンサ、９は第１のＶ−１変換回路５と比
較して逆相の信号電流を出力する第２のＶ−■変換回路
である。第１のＶ−１変換回路５の動作は入力信号電圧
±Δ■に対して乎Δ■の電流を出力する（この信号電流
はＩ−Ｖ変換回路６でインバートされて±Δ■となる）
、第２のＶ−１変換回路９の動作は入力信号電圧±ΔＶ
に対して±Δｌの電流を出力する（この信号電流はＩ−
Ｖ変換回路６でインバートされて苓ΔＶとなる）そして
第２のＶ−１変換回路９の出力は第１のＶ■変換回路５
の出力に混合されている。したがって上記構成の中でリ
ップル成分のキャンセル動作は、結合コンデンサ８で抽
出されたリンプル成分信号を±ΔＶとすると、この信号
が第２の■−！変換回路９に入力されると±ΔＩという
信号電流が出力される。一方、第１のｖ−ｒ変換回路５
には；Δ■という信号Ｎ’ｔ！ｔ＜リフプル分）が発生
し、この２つの信号電流が理想的に加わると±ΔＩ十壬
ΔＩ−０となり、Ｉ−Ｖ変換回路６の入力リンプル信号
電流はＯとなる（実際には残留する）、ここで、全波整
流回路３の出力（第３図ｆｃｌの波形）の中で直流成分
変化分は第１のＶ−１変換回路５の方には伝送され、こ
れに対応したすいこみ電流を発生し、■−■変換回路６
でインバートされ直流成分に見当った直流電位子ΔＶＤ
Ｃを発生する。しかし、第２のＶ−１変換回路９はその
入力端に直流カットの結合コンデンサ８が存在するため
直流変化分は伝送されない、直流成分中のリップル成分
のみが第２の■−■変換回路９の入力に入り、このｖ−
ｒ変換出力電流が第１の■−１変換回路５の出力ｉｔ流
のリップル電流をキャンセルするように作動する。
図はこの発明によるエンベロープ検出回路のブロック図
を示し、第２図は第１図のブロック図の詳細な回路図で
あって、１〜７は第３図に示した従来のエンベロープ検
出回路と同一であるので同一符号を付して説明は省略す
る。８は全波整流された直流電圧（ｂ点で第３図ｉｂｌ
の波形）が平滑コンデンサ４で平滑され、その平滑出力
電圧（０点で第３図（Ｃ１の波形）のうち交流成分のり
フプル成分（ｄ点で第３図（ｄｉの波形）のみを通過さ
せる結合コンデンサ、９は第１のＶ−１変換回路５と比
較して逆相の信号電流を出力する第２のＶ−■変換回路
である。第１のＶ−１変換回路５の動作は入力信号電圧
±Δ■に対して乎Δ■の電流を出力する（この信号電流
はＩ−Ｖ変換回路６でインバートされて±Δ■となる）
、第２のＶ−１変換回路９の動作は入力信号電圧±ΔＶ
に対して±Δｌの電流を出力する（この信号電流はＩ−
Ｖ変換回路６でインバートされて苓ΔＶとなる）そして
第２のＶ−１変換回路９の出力は第１のＶ■変換回路５
の出力に混合されている。したがって上記構成の中でリ
ップル成分のキャンセル動作は、結合コンデンサ８で抽
出されたリンプル成分信号を±ΔＶとすると、この信号
が第２の■−！変換回路９に入力されると±ΔＩという
信号電流が出力される。一方、第１のｖ−ｒ変換回路５
には；Δ■という信号Ｎ’ｔ！ｔ＜リフプル分）が発生
し、この２つの信号電流が理想的に加わると±ΔＩ十壬
ΔＩ−０となり、Ｉ−Ｖ変換回路６の入力リンプル信号
電流はＯとなる（実際には残留する）、ここで、全波整
流回路３の出力（第３図ｆｃｌの波形）の中で直流成分
変化分は第１のＶ−１変換回路５の方には伝送され、こ
れに対応したすいこみ電流を発生し、■−■変換回路６
でインバートされ直流成分に見当った直流電位子ΔＶＤ
Ｃを発生する。しかし、第２のＶ−１変換回路９はその
入力端に直流カットの結合コンデンサ８が存在するため
直流変化分は伝送されない、直流成分中のリップル成分
のみが第２の■−■変換回路９の入力に入り、このｖ−
ｒ変換出力電流が第１の■−１変換回路５の出力ｉｔ流
のリップル電流をキャンセルするように作動する。
次に第２図の詳細な回路図について説明する。
ｌＯは電流源を意味しトランジスタと抵抗で構成された
ものを表わしている。１１はバイアス電圧でＩ−Ｖ変換
回路６のプラス側端子と第２のＶ−■変換回路９の入力
端の直流バイアス電圧源である。なお、図中バッテリ形
をしたものはＤＣバイアス電圧源を示す。
ものを表わしている。１１はバイアス電圧でＩ−Ｖ変換
回路６のプラス側端子と第２のＶ−■変換回路９の入力
端の直流バイアス電圧源である。なお、図中バッテリ形
をしたものはＤＣバイアス電圧源を示す。
さて、入力端子ｌに第３図（８）の信号が入力されると
、小信号電圧増幅回路２とそのコレクタ端からの出力電
圧をＱｌと０２のエミッタフォロワー（ＥＦ）で受ける
。エミッタフォロワーの各々の逆相の信号電圧は全波整
流回路３のＱ！＋ Ｑｌのベースに入力され、その出力
はエミッタから出力され平滑コンデンサ４で平滑される
。平滑された検波出力電圧はＱ、に入力され同時に結合
コンデンサ８に入力され、第２の■−■変換回路９のＱ
、のベースに入力され、これによって第１のＶ−１変換
回路５の出力♀Δ■と第２のＶ−１変換回路９の出力±
Δ■は混合されてＩ−Ｖ変換回路６のマイナス側に電流
が人力される（この混合された電流成分のリップル成分
は第２のＶ−１変換回路９によりキャンセルされて削減
されている）、そしてＩ−Ｖ変換回路６の出力端子７に
リップル成分がキャンセルされたＩ−Ｖ変換出力電圧を
得ることができる。
、小信号電圧増幅回路２とそのコレクタ端からの出力電
圧をＱｌと０２のエミッタフォロワー（ＥＦ）で受ける
。エミッタフォロワーの各々の逆相の信号電圧は全波整
流回路３のＱ！＋ Ｑｌのベースに入力され、その出力
はエミッタから出力され平滑コンデンサ４で平滑される
。平滑された検波出力電圧はＱ、に入力され同時に結合
コンデンサ８に入力され、第２の■−■変換回路９のＱ
、のベースに入力され、これによって第１のＶ−１変換
回路５の出力♀Δ■と第２のＶ−１変換回路９の出力±
Δ■は混合されてＩ−Ｖ変換回路６のマイナス側に電流
が人力される（この混合された電流成分のリップル成分
は第２のＶ−１変換回路９によりキャンセルされて削減
されている）、そしてＩ−Ｖ変換回路６の出力端子７に
リップル成分がキャンセルされたＩ−Ｖ変換出力電圧を
得ることができる。
ここで、第１と第２のＶ−１変換回路５，９の回路構成
は相似であり、人力信号が入力されるトランジスタがマ
イナス端子側であるかプラス端子側であるかが異なって
いるだけである。つまり、ＩＣ化した場合において相補
的特性が得られやすい回路構成となっている。なお、上
記した説明で平滑コンデンサ出力信号に重ぢようしてい
るリップル成分の削減を説明したが、平滑コンデンサ出
力信号上に乗ったノイズ成分もリフプル成分と同様に両
■−■変換回路５，９でキャンセルされるために結果と
して最終出力信号電圧のＳ／Ｎ比が改善されることは明
らかである。
は相似であり、人力信号が入力されるトランジスタがマ
イナス端子側であるかプラス端子側であるかが異なって
いるだけである。つまり、ＩＣ化した場合において相補
的特性が得られやすい回路構成となっている。なお、上
記した説明で平滑コンデンサ出力信号に重ぢようしてい
るリップル成分の削減を説明したが、平滑コンデンサ出
力信号上に乗ったノイズ成分もリフプル成分と同様に両
■−■変換回路５，９でキャンセルされるために結果と
して最終出力信号電圧のＳ／Ｎ比が改善されることは明
らかである。
上記実施例では、入力信号がバースト的になっているＤ
ＡＴのＡＴＦ用１３０ＫＨのバイロフト信号の検出用回
路としてバイポーラプロセスを基に提案されているが、
アナログＭＯＳリニア回路でも同一構成で実現可能であ
る。他の例としてこの発明は微弱なノイズ成分のある（
３号のレヘルをリニアリティーを保うつつ、かつノイズ
（検波時に発生するリップルと共に）削減しながら検出
可能である能力を有するので、ＤＡＴ用のＡＴＦサーボ
のトラッキング用センスレヘルのエンヘローブ検出回路
にとどまらず、例えば微弱なノイズの混入した衛星放送
の受信波のレヘルを検出し、シグナルメーター用レベル
検出回路としての適用も可能である。当然ＤＡＴのよう
な磁気記録再生装置の他の信号のエンベロープ検出回路
、例えばＲＦエンヘロープ検出回路や同じ磁気記録再生
装置のＶＴＲ，Ｄ−ＶＴＲの微弱な再生ＲＦ信号のエン
ベロープ検出回路などにも広く利用可能である。
ＡＴのＡＴＦ用１３０ＫＨのバイロフト信号の検出用回
路としてバイポーラプロセスを基に提案されているが、
アナログＭＯＳリニア回路でも同一構成で実現可能であ
る。他の例としてこの発明は微弱なノイズ成分のある（
３号のレヘルをリニアリティーを保うつつ、かつノイズ
（検波時に発生するリップルと共に）削減しながら検出
可能である能力を有するので、ＤＡＴ用のＡＴＦサーボ
のトラッキング用センスレヘルのエンヘローブ検出回路
にとどまらず、例えば微弱なノイズの混入した衛星放送
の受信波のレヘルを検出し、シグナルメーター用レベル
検出回路としての適用も可能である。当然ＤＡＴのよう
な磁気記録再生装置の他の信号のエンベロープ検出回路
、例えばＲＦエンヘロープ検出回路や同じ磁気記録再生
装置のＶＴＲ，Ｄ−ＶＴＲの微弱な再生ＲＦ信号のエン
ベロープ検出回路などにも広く利用可能である。
以上説明したようにこの発明によれば、従来のエンベロ
ープ検出回路に、リンプル成分を検出する結合コンデン
サと従来のＶ−１変換回路と逆相のＶ−１変換回路とか
らなるリップルリダクション回路を付加したので、出力
端での信号が削減でき、この結果、検波出力の平滑コン
デンサの容量を増加させなくてもリフプルが削減可能で
あり、従来のものに比べて約１／３程度の平滑コンデン
サで作動し出力信号の立上り、立下りが第５図（ホ）に
示す理想波形に対しく二）に示す出力信号に改善できる
。また、リップルリダクション回路はその構成からノイ
ズ成分もキャンセルできるため、出力信号のＳ／Ｎ比改
善が可能となる。これによってリップルの削減、平滑コ
ンデンサの容量削減、出力信号の過渡特性（立上り、立
下り時間）の改善、出力信号のＳ／Ｎ比の改善などが図
れる。
ープ検出回路に、リンプル成分を検出する結合コンデン
サと従来のＶ−１変換回路と逆相のＶ−１変換回路とか
らなるリップルリダクション回路を付加したので、出力
端での信号が削減でき、この結果、検波出力の平滑コン
デンサの容量を増加させなくてもリフプルが削減可能で
あり、従来のものに比べて約１／３程度の平滑コンデン
サで作動し出力信号の立上り、立下りが第５図（ホ）に
示す理想波形に対しく二）に示す出力信号に改善できる
。また、リップルリダクション回路はその構成からノイ
ズ成分もキャンセルできるため、出力信号のＳ／Ｎ比改
善が可能となる。これによってリップルの削減、平滑コ
ンデンサの容量削減、出力信号の過渡特性（立上り、立
下り時間）の改善、出力信号のＳ／Ｎ比の改善などが図
れる。
第１図はこの発明の一実施例によるエンベロープ検出回
路のブロック図、第２図は第１図の詳細な回路図、第３
図は第１図のａ ％ ｄ点の波形図、第４図は従来のエ
ンベロープ検出回路のブロック図、第５図は従来例とこ
の発明による出力波形の比較図である。 １・・・信号入力端子、２・・・小信号増幅器、３・・
・全波整流回路、４・・・平滑コンデンサ、５・・・第
１の■Ｉ変換回路、６・・・Ｉ−Ｖ変換回路、８・・・
結合コンデンサ、９・・・第２のＶ−１変換回路。 なお、図中同一符号は同−又は相当部分を示す。
路のブロック図、第２図は第１図の詳細な回路図、第３
図は第１図のａ ％ ｄ点の波形図、第４図は従来のエ
ンベロープ検出回路のブロック図、第５図は従来例とこ
の発明による出力波形の比較図である。 １・・・信号入力端子、２・・・小信号増幅器、３・・
・全波整流回路、４・・・平滑コンデンサ、５・・・第
１の■Ｉ変換回路、６・・・Ｉ−Ｖ変換回路、８・・・
結合コンデンサ、９・・・第２のＶ−１変換回路。 なお、図中同一符号は同−又は相当部分を示す。
Claims (1)
- 信号入力端子からの信号波形を増幅し次段の回路に合
せた信号を供給する小信号増幅器と、この増幅器からの
出力信号を全波整流する回路と、全波整流した信号電圧
を平滑する平滑コンデンサと、平滑された信号電圧を電
流値に変換する第１のＶ−Ｉ変換回路と、信号電流を電
圧に変換するＩ−Ｖ変換回路と、上記Ｖ−Ｉ変換回路に
並列に交流成分検出用の結合コンデンサと、交流成分の
みをＶ−Ｉ変換し上記Ｖ−Ｉ変換と逆相の電流を発生す
る第２のＶ−Ｉ変換回路とを備えたことを特徴とする信
号のエンベロープ検出回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31031288A JPH0833418B2 (ja) | 1988-12-07 | 1988-12-07 | 信号のエンベロープ検出回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31031288A JPH0833418B2 (ja) | 1988-12-07 | 1988-12-07 | 信号のエンベロープ検出回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02156164A true JPH02156164A (ja) | 1990-06-15 |
| JPH0833418B2 JPH0833418B2 (ja) | 1996-03-29 |
Family
ID=18003705
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP31031288A Expired - Lifetime JPH0833418B2 (ja) | 1988-12-07 | 1988-12-07 | 信号のエンベロープ検出回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0833418B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN105277768A (zh) * | 2014-06-20 | 2016-01-27 | 青岛海信日立空调系统有限公司 | 一种相电流检测电路 |
| CN115694442A (zh) * | 2023-01-03 | 2023-02-03 | 合肥灿芯科技有限公司 | 一种低延时高共模抖动抑制的空闲检测电路 |
-
1988
- 1988-12-07 JP JP31031288A patent/JPH0833418B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN105277768A (zh) * | 2014-06-20 | 2016-01-27 | 青岛海信日立空调系统有限公司 | 一种相电流检测电路 |
| CN115694442A (zh) * | 2023-01-03 | 2023-02-03 | 合肥灿芯科技有限公司 | 一种低延时高共模抖动抑制的空闲检测电路 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0833418B2 (ja) | 1996-03-29 |
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