JPH0211059B2 - - Google Patents
Info
- Publication number
- JPH0211059B2 JPH0211059B2 JP60036327A JP3632785A JPH0211059B2 JP H0211059 B2 JPH0211059 B2 JP H0211059B2 JP 60036327 A JP60036327 A JP 60036327A JP 3632785 A JP3632785 A JP 3632785A JP H0211059 B2 JPH0211059 B2 JP H0211059B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- frequency
- timing
- timing signal
- signal component
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims description 36
- 238000000605 extraction Methods 0.000 claims description 12
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 4
- 238000011045 prefiltration Methods 0.000 description 2
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 2
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 1
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 1
- 239000000284 extract Substances 0.000 description 1
- 230000002123 temporal effect Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
- H04L7/02—Speed or phase control by the received code signals, the signals containing no special synchronisation information
- H04L7/033—Speed or phase control by the received code signals, the signals containing no special synchronisation information using the transitions of the received signal to control the phase of the synchronising-signal-generating means, e.g. using a phase-locked loop
- H04L7/0331—Speed or phase control by the received code signals, the signals containing no special synchronisation information using the transitions of the received signal to control the phase of the synchronising-signal-generating means, e.g. using a phase-locked loop with a digital phase-locked loop [PLL] processing binary samples, e.g. add/subtract logic for correction of receiver clock
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の利用分野〕
本発明はタイミング位相同期装置、特に、デー
タモデム等において、受信変調波からタイミング
信号成分を抽出し、デイジタル処理によつてタイ
ミング位相の同期をとるタイミング位相同期装置
に関するものである。
タモデム等において、受信変調波からタイミング
信号成分を抽出し、デイジタル処理によつてタイ
ミング位相の同期をとるタイミング位相同期装置
に関するものである。
多相位相変調や振幅位相変調等においては、変
調波からデータを復調する場合、タイミング位相
の同期をとらなければならない。そのため、受信
した変調波からタイミング信号成分を狭帯域のフ
イルタ等により抽出し、その零クロス点を検出し
てタイミング位相同期をとるのが一般的である。
これをデイジタル処理で行なう場合、受信した変
調波からタイミング信号成分を抽出し、その平均
周波数をtとすると、sＫ×t（Ｋ≧２）のサン
プリング周波数sのサンプリングパルスで上記タ
イミング信号成分をサンプリングし、そのサンプ
ル値が零もしは零近傍であることにより零クロス
点を検出する。例えば、第１図に示すようにタイ
ミング信号成分の１周期間で矢印で示すように４
回のサンプリングをし、４つのサンプル値、のう
ち、特定の１サンプル値、例えばSa（θ）によつ
て零クロス点の検出を行ない、タイミング位相同
期をとる場合を考える。１サンプル値による零ク
ロス点の検出においては、サンプル値Sa（θ）の
符号が負から正に変化する零クロス点Ａ、もしく
は正から負に変化する零クロス点Ｂのいずれか一
方だけを検出して、タイミング位相の同期を行な
う。その場合、４つのサンプル値の絶対値が同じ
値になるサンプリング位相のとき、零クロス点と
サンプルとの位相差は最大となる。従来では、サ
ンプリング周波数sとタイミング信号周波数tを
Ｋ倍したものとの周波数差、つまり時間的な位相
ずれによつて、サンプル点が移動してサンプル値
が零もしくは零近傍になつたとき初めて同期状態
となつた。ところが、sＫ・tの関係のためそ
の位相ずれは非常に小さく、サンプリング位相と
零クロス点の位相差が０になるまで長い時間を必
要としていた。つまり、タイミング位相の同期引
込みを行なうのに長い時間を必要とする欠点があ
つた。
調波からデータを復調する場合、タイミング位相
の同期をとらなければならない。そのため、受信
した変調波からタイミング信号成分を狭帯域のフ
イルタ等により抽出し、その零クロス点を検出し
てタイミング位相同期をとるのが一般的である。
これをデイジタル処理で行なう場合、受信した変
調波からタイミング信号成分を抽出し、その平均
周波数をtとすると、sＫ×t（Ｋ≧２）のサン
プリング周波数sのサンプリングパルスで上記タ
イミング信号成分をサンプリングし、そのサンプ
ル値が零もしは零近傍であることにより零クロス
点を検出する。例えば、第１図に示すようにタイ
ミング信号成分の１周期間で矢印で示すように４
回のサンプリングをし、４つのサンプル値、のう
ち、特定の１サンプル値、例えばSa（θ）によつ
て零クロス点の検出を行ない、タイミング位相同
期をとる場合を考える。１サンプル値による零ク
ロス点の検出においては、サンプル値Sa（θ）の
符号が負から正に変化する零クロス点Ａ、もしく
は正から負に変化する零クロス点Ｂのいずれか一
方だけを検出して、タイミング位相の同期を行な
う。その場合、４つのサンプル値の絶対値が同じ
値になるサンプリング位相のとき、零クロス点と
サンプルとの位相差は最大となる。従来では、サ
ンプリング周波数sとタイミング信号周波数tを
Ｋ倍したものとの周波数差、つまり時間的な位相
ずれによつて、サンプル点が移動してサンプル値
が零もしくは零近傍になつたとき初めて同期状態
となつた。ところが、sＫ・tの関係のためそ
の位相ずれは非常に小さく、サンプリング位相と
零クロス点の位相差が０になるまで長い時間を必
要としていた。つまり、タイミング位相の同期引
込みを行なうのに長い時間を必要とする欠点があ
つた。
〔発明の目的〕
したがつて、本発明の目的は、サンプリング周
波数とタイミング周波数との関係に係らず、零ク
ロス点を簡易に検出し、高速でタイミング位相同
期を行うことができるタイミング位相同期方式を
実現することである。
波数とタイミング周波数との関係に係らず、零ク
ロス点を簡易に検出し、高速でタイミング位相同
期を行うことができるタイミング位相同期方式を
実現することである。
本発明は上記目的を達成するため、受信信号か
ら抽出したタイミング信号成分をサンプリングす
るサンプリング信号の位相制御を２つのサンプリ
ングされたタイミング信号成分の除算結果から零
クロス点を検出し、この検出された信号によつ
て、上記サンプリング信号の位相制御を行うよう
にしたことを特徴とする。
ら抽出したタイミング信号成分をサンプリングす
るサンプリング信号の位相制御を２つのサンプリ
ングされたタイミング信号成分の除算結果から零
クロス点を検出し、この検出された信号によつ
て、上記サンプリング信号の位相制御を行うよう
にしたことを特徴とする。
本発明の装置によれば、２つのサンプリング値
を除算するだけで直ちに零クロス点が検出される
ため、タイミング位相同期を高速で行なうことが
できる。又除算演算回路は簡単な回路で構成され
るが、モデム等にはデイジタル信号処理回路が使
用されているので、これを兼用して使用すること
ができる。
を除算するだけで直ちに零クロス点が検出される
ため、タイミング位相同期を高速で行なうことが
できる。又除算演算回路は簡単な回路で構成され
るが、モデム等にはデイジタル信号処理回路が使
用されているので、これを兼用して使用すること
ができる。
以下図面を用いて、本発明を詳細に説明する。
第２図は本発明による装置の一実施例のブロツ
ク図であり、１は１／Ｍ分周回路、２は分周の初
期値プリセツト可能な１／Ｎ分周回路、３はサン
プリング回路、４はタイミング信号成分抽出回
路、５は除算回路、６は正負符号判定回路、７は
分周初期設定回路である。基準周波数0のパルス
は分周回路１により１／Ｍに分周され、分周回路
２によつて更に１／Ｎに分周されて周波数sのパ
ルスとなり、サンプリング回路３ではこのパルス
によりサンプリングが行なわれる。サンプリング
された結果はタイミング信号成分抽出回路４に出
力される。このタイミング信号成分抽出回路４
は、デイジタル狭帯域フイルタ等により構成さ
れ、タイミング信号成分が重畳したデータ信号か
らタイミング信号を抽出する。このタイミング成
分抽出回路としては、一般にタイミング成分周波
数の1/2の周波数の狭帯域のフイルタをプリフイ
ルタとして用い、そのプリフイルタの出力を２乗
し、その２乗出力をタイミング成分周波数の狭帯
域フイルタに加えて、タイミング信号を得ること
が知られている。次に、上記実施例の動作につい
て説明する。なお、分周回路１および２、サンプ
リング回路３、タイミング信号成分抽出回路４の
動作は従来よく知られているので説明は省略す
る。
ク図であり、１は１／Ｍ分周回路、２は分周の初
期値プリセツト可能な１／Ｎ分周回路、３はサン
プリング回路、４はタイミング信号成分抽出回
路、５は除算回路、６は正負符号判定回路、７は
分周初期設定回路である。基準周波数0のパルス
は分周回路１により１／Ｍに分周され、分周回路
２によつて更に１／Ｎに分周されて周波数sのパ
ルスとなり、サンプリング回路３ではこのパルス
によりサンプリングが行なわれる。サンプリング
された結果はタイミング信号成分抽出回路４に出
力される。このタイミング信号成分抽出回路４
は、デイジタル狭帯域フイルタ等により構成さ
れ、タイミング信号成分が重畳したデータ信号か
らタイミング信号を抽出する。このタイミング成
分抽出回路としては、一般にタイミング成分周波
数の1/2の周波数の狭帯域のフイルタをプリフイ
ルタとして用い、そのプリフイルタの出力を２乗
し、その２乗出力をタイミング成分周波数の狭帯
域フイルタに加えて、タイミング信号を得ること
が知られている。次に、上記実施例の動作につい
て説明する。なお、分周回路１および２、サンプ
リング回路３、タイミング信号成分抽出回路４の
動作は従来よく知られているので説明は省略す
る。
説明の便宜上、サンプリング周波数sがタイミ
ング周波数tの４倍（s＝4t）の場について説明
する。タイミング信号成分抽出回路４の出力は第
１図のサンプル値（矢印で示す）が符号化された
信号となる。特定のサンプル値Sa（θ）およびサ
ンプリング周期（位相ではπ／２）遅れたサンプル 値Sb（θ）は次のように表わされる。
ング周波数tの４倍（s＝4t）の場について説明
する。タイミング信号成分抽出回路４の出力は第
１図のサンプル値（矢印で示す）が符号化された
信号となる。特定のサンプル値Sa（θ）およびサ
ンプリング周期（位相ではπ／２）遅れたサンプル 値Sb（θ）は次のように表わされる。
Sa（θ）＝Asinθ (1)
Sb（θ）＝Asin（θ＋π／２）＝Acosθ (2)
但し、Ａはタイミング信号の振幅、θはタイミ
ング信号の符号が負から正へ変化する零クロス点
Ａからサンプリング点までの位相差である。
ング信号の符号が負から正へ変化する零クロス点
Ａからサンプリング点までの位相差である。
これら二つのサンプル値Sa（θ）、Sb（θ）は除
算回路５に出力され、除算回路５では次の除算が
行なわれる。
算回路５に出力され、除算回路５では次の除算が
行なわれる。
Ｄ（θ）＝Sa（θ）／Sb（θ）＝Asinθ／Acosθ＝
tanθ(3) 除算結果の商Ｄ（θ）は分周初期設定回路７に
出力される。
tanθ(3) 除算結果の商Ｄ（θ）は分周初期設定回路７に
出力される。
ここで、サンプル値Sa（θ）のθは≦θ＜2πの
範囲をとり、その範囲において、第３図に示す如
く例えばＤ（θ）＝D1という値をとつた場合、θ
はθ1とθ2の二つの値を取り、Ｄ（θ）に対してθ
の値は一義的に決まらない。そこで、θの範囲を
０≦θ＜πとπ≦θ＜2πと二つに分けることに
より、それぞれの場合において、Ｄ（θ）に対し
θの値が一義的に決まる。つまり、０≦θ＜πの
範囲ではSa（θ）は正、π≦θ＜2πの範囲ではSa
（θ）は負である。タイミング信号成分抽出回路
４から出力されるサンプル値Sa（θ）の符号が正
負符号判定回路６にて判定され、その結果は分周
初期値設定回路７に出力される。従つて、分周初
期値設定回路７では、正負符号判定回路から出力
されるサンプル値Sa（θ）の符号判定結果と、除
算回路６から出力される除算結果の商Ｄ（θ）と
からサンプリングパルス位相零クロス点との位相
差は、次のように求められる。
範囲をとり、その範囲において、第３図に示す如
く例えばＤ（θ）＝D1という値をとつた場合、θ
はθ1とθ2の二つの値を取り、Ｄ（θ）に対してθ
の値は一義的に決まらない。そこで、θの範囲を
０≦θ＜πとπ≦θ＜2πと二つに分けることに
より、それぞれの場合において、Ｄ（θ）に対し
θの値が一義的に決まる。つまり、０≦θ＜πの
範囲ではSa（θ）は正、π≦θ＜2πの範囲ではSa
（θ）は負である。タイミング信号成分抽出回路
４から出力されるサンプル値Sa（θ）の符号が正
負符号判定回路６にて判定され、その結果は分周
初期値設定回路７に出力される。従つて、分周初
期値設定回路７では、正負符号判定回路から出力
されるサンプル値Sa（θ）の符号判定結果と、除
算回路６から出力される除算結果の商Ｄ（θ）と
からサンプリングパルス位相零クロス点との位相
差は、次のように求められる。
(i) Sa（θ）が正でかつ
(a) Ｄ（θ）が正の場合
θ＝tan-1D（θ） (4)
(b) Ｄ（θ）が負の場合
θ＝tan-1D（θ）＋π (5)
(ii) Sa（θ）が負でかつ
(a) Ｄ（θ）が正の場合
θ＝tan-1D（θ）＋π (6)
(b) （θ）が負の場合
θ＝tan-1D（θ）＋2π (7)
商Ｄ（θ）は求めた位相差θに相当するシフト
量Ｌに変換され、１／Ｎ分周回路２に対して、出
力され、１／Ｎ分周回路２ではシフト量Ｌが分周
の初期値としてプリセツトされる。１／Ｎ分周回
路２ではプリセツトされた値Ｌから、分周を開始
することにより、サンプリングパルスの位相がθ
だけシフトし、その結果θ＝０となつてサンプル
値Sa（θ）を得るサンプルパルスの位相が零クロ
ス点Ａに一致し、タイミング位相同期状態とな
る。
量Ｌに変換され、１／Ｎ分周回路２に対して、出
力され、１／Ｎ分周回路２ではシフト量Ｌが分周
の初期値としてプリセツトされる。１／Ｎ分周回
路２ではプリセツトされた値Ｌから、分周を開始
することにより、サンプリングパルスの位相がθ
だけシフトし、その結果θ＝０となつてサンプル
値Sa（θ）を得るサンプルパルスの位相が零クロ
ス点Ａに一致し、タイミング位相同期状態とな
る。
上記説明は、タイミング信号成分の１周期間で
４回のサンプリングを行なう場合であるが、第４
図に示す如く一般的にｎ回（ｎ＞２）サンプリン
グを行なつた場合、位相差（０＜＜2π、≠
π）をもつた二つのサンプル値は Sa（θ）＝Asinθ (8) Sk（θ）＝Asin（θ＋） (9) となり、除算結果Ｄ（θ）は次の如くとなる。
４回のサンプリングを行なう場合であるが、第４
図に示す如く一般的にｎ回（ｎ＞２）サンプリン
グを行なつた場合、位相差（０＜＜2π、≠
π）をもつた二つのサンプル値は Sa（θ）＝Asinθ (8) Sk（θ）＝Asin（θ＋） (9) となり、除算結果Ｄ（θ）は次の如くとなる。
Ｄ（θ）＝Sa（θ）／Sk（θ）＝Asinθ／Asin（θ＋
）＝θsinθ／sin（θ＋） (10) θ＝Ｘ＋π／２−とおいて式(10)を変形すれば Ｄ（θ）＝sin｛Ｘ＋（π／２−）｝／sin（Ｘ＋
π／２）＝sinXcos（π／２−）＋cosXsin（π／２−
）／cosX＝sintanX＋cos(11) θ＝π／２−＋tan-1（Ｄ（θ）−cos／sin
）(12) 従つて、θの範囲を０≦θ＜πとπ≦θ＜2π
とに分けることによつて、それぞれの場合におい
てＤ（θ）に対してθの値が一義的に決まること
がわかる。つまり、二つのサンプル値Sa（θ）、Sk
（θ）の位相差を決めれば先に述べた実施例と
同様、正負符号判定回路６から出力されるサンプ
ル値Sa（θ）の符号判定結果と、除算回路６から
出力される除算結果の商Ｄ（θ）とから、サンプ
ル値Sa（θ）のサンプルパルスの位相とタイミン
グ信号の零クロス点Ａとの位相差θを求めること
ができる。この位相差θに相当する分周初期値Ｌ
を分周初期設定回路７で変換し、１／Ｎ分周回路
２に出力してやれば、全く同様にしてタイミング
位相同期状態にすることができる。
）＝θsinθ／sin（θ＋） (10) θ＝Ｘ＋π／２−とおいて式(10)を変形すれば Ｄ（θ）＝sin｛Ｘ＋（π／２−）｝／sin（Ｘ＋
π／２）＝sinXcos（π／２−）＋cosXsin（π／２−
）／cosX＝sintanX＋cos(11) θ＝π／２−＋tan-1（Ｄ（θ）−cos／sin
）(12) 従つて、θの範囲を０≦θ＜πとπ≦θ＜2π
とに分けることによつて、それぞれの場合におい
てＤ（θ）に対してθの値が一義的に決まること
がわかる。つまり、二つのサンプル値Sa（θ）、Sk
（θ）の位相差を決めれば先に述べた実施例と
同様、正負符号判定回路６から出力されるサンプ
ル値Sa（θ）の符号判定結果と、除算回路６から
出力される除算結果の商Ｄ（θ）とから、サンプ
ル値Sa（θ）のサンプルパルスの位相とタイミン
グ信号の零クロス点Ａとの位相差θを求めること
ができる。この位相差θに相当する分周初期値Ｌ
を分周初期設定回路７で変換し、１／Ｎ分周回路
２に出力してやれば、全く同様にしてタイミング
位相同期状態にすることができる。
上記の実施例は正負符号判定回路６を使用する
場合について述べたが、これを使用しなくても本
発明の実現することができる。上記のタイミング
信号の一周期を４つのサンプリングで行なう場
合、サンプル値Sa（θ）の値で計算した場合、分
周回路２では、求めた位相差θに相当するシフト
量Ｌだけプリセツトする場合について説明した
が、４つのサンプリング時点のいずれかが零クロ
ス点までシフトされればよいから、シフト量θ′は
−π／４≦θ′≦π／４と限定できる。又、一般に、タ
イ ミング信号の一周期に、ｎ回（ｎ＞２）サンプリ
ングを行なつた場合、前述の第(12)式に示した如く
位相差θが求まり、を予めある値に決めること
により、−π／ｎ≦θ≦π／ｎという条件から、Ｄ（θ
） が求まれば、θ′の値は一義的に決まることがわか
る。つまり二つのサンプル値Sa（θ）とSk（θ）と
の位相差をある値に決めれば、先に述べた実施
例と同様、除算回路５から出力される除算結果の
商D′（θ）から、サンプル値Sa（θ）の位相と零
クロス点との位相差θを求めることができる。従
つて周初期値設定回路６でサンプル値の位相差
によつて変換する位相シフト量Ｌを予め設定して
おき、除算回路５からの除算結果D′（θ）に対応
した位相シフト量Ｌを１／Ｎ分周回路にプリセツ
トすることにより、先に述べた実施例と同様、タ
イミング位相同期状態にすることができる。
場合について述べたが、これを使用しなくても本
発明の実現することができる。上記のタイミング
信号の一周期を４つのサンプリングで行なう場
合、サンプル値Sa（θ）の値で計算した場合、分
周回路２では、求めた位相差θに相当するシフト
量Ｌだけプリセツトする場合について説明した
が、４つのサンプリング時点のいずれかが零クロ
ス点までシフトされればよいから、シフト量θ′は
−π／４≦θ′≦π／４と限定できる。又、一般に、タ
イ ミング信号の一周期に、ｎ回（ｎ＞２）サンプリ
ングを行なつた場合、前述の第(12)式に示した如く
位相差θが求まり、を予めある値に決めること
により、−π／ｎ≦θ≦π／ｎという条件から、Ｄ（θ
） が求まれば、θ′の値は一義的に決まることがわか
る。つまり二つのサンプル値Sa（θ）とSk（θ）と
の位相差をある値に決めれば、先に述べた実施
例と同様、除算回路５から出力される除算結果の
商D′（θ）から、サンプル値Sa（θ）の位相と零
クロス点との位相差θを求めることができる。従
つて周初期値設定回路６でサンプル値の位相差
によつて変換する位相シフト量Ｌを予め設定して
おき、除算回路５からの除算結果D′（θ）に対応
した位相シフト量Ｌを１／Ｎ分周回路にプリセツ
トすることにより、先に述べた実施例と同様、タ
イミング位相同期状態にすることができる。
以上説明した如く本発明によれば、受信変調波
から抽出したタイミング信号成分をサンプリング
し、お互いに位相の異なる二つのサンプル値の除
算を行ない、除算結果から零クロス点を推定し、
推定された零クロス点にサンプリング位相をシフ
トすることによつて、高速でタイミング位相の同
期を行なうことができる。
から抽出したタイミング信号成分をサンプリング
し、お互いに位相の異なる二つのサンプル値の除
算を行ない、除算結果から零クロス点を推定し、
推定された零クロス点にサンプリング位相をシフ
トすることによつて、高速でタイミング位相の同
期を行なうことができる。
第１図および第４図はタイミング信号成分のサ
ンプリング説明図、第２図は本発明の実施例のブ
ロツク図、第３図はサンプリングパルスと零クロ
ス点との位相差の説明図である。 １……分周回路、２……分周の初期値プリセツ
ト可能な分周回路、３……サンプリング回路、４
……タイミング信号成分抽出回路、５……除算回
路、６……正負符号判定回路、７……分周初期値
設定回路。
ンプリング説明図、第２図は本発明の実施例のブ
ロツク図、第３図はサンプリングパルスと零クロ
ス点との位相差の説明図である。 １……分周回路、２……分周の初期値プリセツ
ト可能な分周回路、３……サンプリング回路、４
……タイミング信号成分抽出回路、５……除算回
路、６……正負符号判定回路、７……分周初期値
設定回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 受信変調波長から抽出したタイミング信号成
分の零クロス点を検出してタイミング位相同期を
とる装置において、基準周波数の信号を分周して
サンプリング周波数のサンプリングパルスを得る
分周手段、上記サンプリングパルスによつて上記
タイミング信号成分をサンプリングするサンプリ
ング回路、上記サンプリング回路の出力信号から
タイミング信号を得るタイミング信号成分抽出回
路、上記タイミング信号成分抽出回路の出力する
二つのサンプル値の除算を行なう除算回路、少な
くとも上記除算回路の除算結果を入力とし、零ク
ロス点を推定し、サンプリング位相と零クロス点
との位相差を出力する分周初期設定回路、上記分
周初期設定回路の出力により、分周初期変更する
制御回路を備えて構成されたことを特徴とするタ
イミング位相同期装置。 ２ 第１項記載のタイミング位相同期装置におい
て上記タイミング信号成分抽出回路が上記タイミ
ング信号成分の周波数の1/2の周波数の狭帯域フ
イルタと、上記狭帯域フイルタの出力の２乗の出
力を入力とするタイミング信号成分の周波数の帯
域フイイルタとで構成されたタイミング位相同期
装置。 ３ 第１項又は第２項記載のタイミング位相同期
装置において、上記分周初期設定回路は上記除算
回路の出力および上記タイミング信号成分抽出回
路の出力の正負の情報を入力とするように構成さ
れたタイミング位相同期装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60036327A JPS60223243A (ja) | 1985-02-27 | 1985-02-27 | タイミング位相同期装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60036327A JPS60223243A (ja) | 1985-02-27 | 1985-02-27 | タイミング位相同期装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60223243A JPS60223243A (ja) | 1985-11-07 |
| JPH0211059B2 true JPH0211059B2 (ja) | 1990-03-12 |
Family
ID=12466739
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60036327A Granted JPS60223243A (ja) | 1985-02-27 | 1985-02-27 | タイミング位相同期装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS60223243A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2555140B2 (ja) * | 1988-04-05 | 1996-11-20 | 株式会社日立製作所 | サンプリング位相制御装置 |
-
1985
- 1985-02-27 JP JP60036327A patent/JPS60223243A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS60223243A (ja) | 1985-11-07 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| EP0084461A1 (en) | Method of and apparatus for detecting the presence of a frequency shift keyed signal | |
| US5517689A (en) | Phase detecting method and phase detector and FM receiver using phase detecting method | |
| US4485448A (en) | Apparatus and method for detecting the onset of a frequency shift keyed signal | |
| JPH03505959A (ja) | デジタル差動位相変調デコーダ | |
| JPS5915231B2 (ja) | 同期デ−タ伝送システムにおける初期位相測定方法 | |
| US4433422A (en) | Frequency measuring system for alternating frequency signals | |
| JPS6324347B2 (ja) | ||
| JPH0211059B2 (ja) | ||
| JPH04172840A (ja) | 復調装置 | |
| US3059188A (en) | Apparatus and method for linear synchronous detection of digital data signals | |
| US4780893A (en) | Bit synchronizer | |
| KR910004015A (ko) | 원격 pll을 이용한 직각 변복조 방식 및 회로 | |
| US4412302A (en) | Digital phase demodulation and correlation | |
| US4549143A (en) | F.M. Demodulator with waveform correction circuit | |
| GB1462823A (en) | Area navigation computer | |
| JP2555140B2 (ja) | サンプリング位相制御装置 | |
| GB2100538A (en) | AM or FM demodulator | |
| JPS5915429B2 (ja) | 受信装置 | |
| SU1381684A1 (ru) | Синхронный демодул тор | |
| JPS61267480A (ja) | デジタルテレビジョン信号処理装置用のクロック発生回路 | |
| JPH0548973B2 (ja) | ||
| JP3422143B2 (ja) | クロック抽出方法 | |
| KR960000612B1 (ko) | 직접대역 확산방식의 수신기에 있어서 동기 추적방식 및 회로 | |
| SU1046943A1 (ru) | Коррел ционный приемник сложных фазоманипулированных сигналов | |
| JPS60229558A (ja) | 位相同期制御方式 |