JPH0136882B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

この発明は例えばジヤイロコンパスからの方位
信号のような回転角度を表わすシンクロ信号を入
力し、その回転角度をデジタル信号として検出す
るシンクロ・デジタル変換器に関する。 ＜従来技術＞ 従来のこの種のシンクロ・デジタル変換器は第
１図に示すようにして行われていた。即ちシンク
ロ発信器１１は端子１２よりのシンクロ励磁信号
E₀sinωtが与えられ、ロータの回転角度θに対し
端子S₁，S₂，S₃よりそれぞれE₀sinωtsinθ、
E₀sinωtsin（θ＋2π／３）、E₀sinωtsin（θ＋4π／
３）の シンクロ信号を出力する。このシンクロ信号は例
えばスコツトトランス１４により正弦波信号
αKE₀sinωtsinθと余弦波信号αKE₀sinωtcosθとに
分解されて、それぞれ出力巻線１５，１６から出
力される。αは励磁電圧変動率、一般には約0.8
〜1.2を示し、Ｋはスコツトトランス１４の変圧
比と、出力側の抵抗分圧比との結合値を示す。一
方シンクロ励磁信号E₀sinωtはトランス１７を介
して比較器１８へ供給され、その比較器１８の出
力で標本化保持回路、２１，２２が制御される。
シンクロ励磁信号のある値、例えばωtが90゜附近
で出力巻線１５，１６よりの正弦波信号
αKE₀sinωtsinθ、余弦波信号αKE₀sinωtcosθが標
本化保持回路２１，２２でそれぞれ標本化保持さ
れる。これらの標本化保持回路、２１，２２の出
力はマルチプレクサ２３により順次AD変換器２
４へ供給されてそれぞれデジタル信号に変換され
て電子計算機２５に取込まれる。電子計算機２５
では入力された正弦波信号で余弦波信号を割算
し、tanθが求まり、そのtan^-1を求めて回転角θ
のデジタル値を得る。 このような従来のシンクロ・デジタル変換器に
おいては、シンクロ回転角θの0゜附近ではcosθ
が、90゜附近ではsinθがそれぞれの変化量が極く
僅かであるため、その僅かの変化量をも変換する
ためには、例えば0.5゜の分解能を得るためには
sin90゜−sin89.5゜／１×100＝0.003808％であり、一
方 １／2¹⁵×100＝0.003052％であるからAD変換器２４ として15bitのものが必要となり、高価なものに
なる。 ＜発明の概要＞ この発明の目的は高分解能のAD変換器を用い
ることなく、つまり比較的安価に構成でき、しか
も高い精度でシンクロ回転角度のデジタル値を得
ることができるシンクロ・デジタル変換器を提供
することにある。 この発明によればtan^-1θの計算をすることな
く、シンクロ回転角θが0゜〜45゜の時はsin^-1θを、
θが45゜〜90゜の時はcos^-1θを計算し、つまり何れ
もθの変化に対する変化量（傾き）が大きい所で
のみ計算することにより、分解能が比較的低い
AD変換器を用いても、得られるデジタル回転角
度θの分解能を上げることができる。このように
すると、sin45゜−sin44.5゜／１×100＝0.619751％で
あ り１／2⁹×100＝0.195312であるからAD変換器とし ては９ビツトのもので充分である。このような演
算を行わせるため各分解された正弦波信号
αKE₀sinωtsinθ及び余弦波信号αKE₀sinωtcosθを
それぞれシンクロ励磁信号αKE₀sinωtで割算し、
この割算結果の一方の絶対値が１／√２より大き
いか小さいかにより、例えばsinθの絶対値が

【式】より大きい時はcos^-1θを演算 し、

【式】より小さい時は、sin^-1θを演算す る。更に分解した正弦波信号及び余弦波信号の極
性に応じて象限決定を行う。 ＜第１実施例＞ 第２図にこの発明によるシンクロ・デジタル変
換器の実施例を、第１図と対応する部分に同一符
号を付けて示す。この発明ではシンクロ励磁信号
αKE₀sinωtも計算機２５に取込む。このためトラ
ンス１７よりのシンクロ励磁信号αKE₀sinωtは標
本化保持回路２６に標本化保持される。その出力
がマルチプレクサ２３で選択され、更にAD変換
器２４でデジタル信号とされて計算機２５に取込
まれる。更にこの例では標本化保持の時点を選定
でき、かつ励磁信号と正弦波信号及び余弦波信号
との位相差を補償できるようにした場合で、トラ
ンス１７からのシンクロ励磁信号αKE₀sinωtは波
形整形回路２７へ供給されて方形波に変換され、
その方形波出力はカウンタ２８のクリア端子Clへ
供給される。カウンタ２８は例えばシンクロ励磁
信号αKE₀sinωtの各ωt＝0゜よりクリアが解除さ
れ、この励磁信号と比較して充分高い周波数のク
ロツク信号を計算機２５から受けて計数を開始す
る。この計数値と標本化位相設定器２９との設定
値とが一致検出回路３１で比較される。標本化位
相設定器２９に例えばカウンタ２８が計数する計
数値が、シンクロ励磁信号のωt＝80゜相当の値に
設定されていると、シンクロ励磁信号がωt＝80゜
になるごとに一致検出回路３１から出力が得ら
れ、その出力により標本化保持回路２６が駆動さ
れてシンクロ励磁信号αKE₀sinωtが標本化保持さ
れる。 また位相補償設定器３２にシンクロ励磁信号と
正弦波信号及び余弦波信号との位相差に応じ、例
えば前者が進み位相ならばその進み量に対応して
標本化位相設定器２９の設定値よりも大きい値を
設定しておく。この位相補償設定器３２の設定値
とカウンタ２８の計数値とが一致検出回路３３で
比較され、両者が一致すると、その出力により標
本化保持回路２１，２２が駆動され、正弦波信号
αKE₀sinωtsinθ及び余弦波信号αKE₀sinωtcosθが
それぞれ標本化保持される。この結果標本化保持
回路２１，２２，２６にはそれぞれsinωtについ
て同一位相で標本化保持が行われる。 このようにして計算機２５には正弦波信号
αKE₀sinωtsinθ、余弦波信号αKE₀sinωtcosθ、シ
ンクロ励磁信号αKE₀sinωtがそれぞれ取込まれ
る。計算機はその取込んだシンクロ励磁信号で正
弦波信号及び余弦波信号をそれぞれ割算し、sinθ
及びcosθを得る。この割算結果の一方例えばsinθ
の絶対値が

【式】より大きいか小さ いかを判別し、

【式】の場合は cos^-1θを、

【式】の場合はsin^-1θを 演算し、回転角θを得る。 このθの象現の決定はsinθ、cosθの符号より決
定する。即ちsinθ、cosθの符号が共に正の時は第
１象現、sinθが正、cosθが負の時は第２象現、
sinθが負、cosθが負の時は第３象現、sinθが負、
cosθが正の時は第４象現とする。 ＜第２実施例＞ 第３図にこの発明の他の実施例を示し、各信号
を標本化保持回路を用いることなく、各振幅の絶
対値として計算機に入力するようにした場合であ
る。即ち正弦波信号、余弦波信号及びシンクロ励
磁信号はそれぞれ絶対値増幅回路３４，３５及び
３６で全波整流されて絶対値が検出され、その各
絶対値出力は必要に応じてアクテイブフイルタ３
７，３８，３９によりリツプル成分が除去され、
また必要に応じてそれぞれレベル調整用増幅器４
１，４２及び４３を通じてマルチプレクサ２３へ
供給される。レベル調整用増幅器４１，４２でス
パン調整、ゼロ点調整を行うことができる。この
ようにして各信号の振幅の絶対値が計算機２５に
取込まれる。 一方象限決定のために、正弦波信号、余弦波信
号及びシンクロ励磁信号はそれぞれ波形整形回路
４４，４５及び２７で方形波に変換され、方形波
とされた正弦波信号及び余弦波信号と方形波とさ
れたシンクロ励磁信号との排他的論理和がそれぞ
れ回路４６，４７でとられる。これら回路４６，
４７の各出力はそれぞれ平滑回路４８，４９で平
滑され、その平滑出力はそれぞれ比較器５１，５
２で基準値と比較され、基準値以上か以下の２値
信号を出力し、これはラツチ回路５３にAD変換
器２４の起動信号でラツチされ、その内容が計算
機２５に取込まれる。 例えばθが第２象現にある場合は、例えば第４
図Ａに示すシンクロ励磁信号に対し、第４図Ｂに
示すように正弦波信号は同位相、余弦波信号は逆
位相となり、シンクロ励磁信号、正弦波信号及び
余弦波信号の方形波出力は第４図Ｃ，Ｄ及びＥに
それぞれ示すようになる。排他的論理和回路４
６，４７の出力はそれぞれ“１”、“０”となり、
つまりsinθが正、cosθが負であつて、第２象現に
この時のシンクロ回転角θが属すると計算機２５
で判定される。回路４６，４７の各出力が“１”、
“１”の場合はsinθが正、cosθが正で第１象現と、
“０”、“０”の場合はsinθが負、cosθが負で第３
象現と、“０”、“１”の場合はsinθが負、cosθが
正で第４象現とそれぞれ判定される。つまりこの
場合もsinθ、cosθの極性により象現を決定してい
ることになる。 正弦波信号、余弦波信号及びシンクロ励磁信号
の各整流出力、即ちマルチプレクサ２３の入力
は、第４図ＦのＳ、Ｃ及びＲに示すようにそれぞ
れ｜αKE₀sinθ｜、｜αKE₀cosθ｜及び｜αKE₀｜に
比例し、これらが計算機２５に取込まれて第２図
に示した例と同様にαKE₀sinθ／αKE₀、αKE₀cosθ／
αKE₀の演 算がそれぞれ行われ、その演算結果が

【式】である場合に、cos^-1θを、

【式】の場合はsin^-1θをそれぞれ演 算して回転角θを得る。 この第２実施例によれば第１実施例と同様に
AD変換器２４としてビツト数が少ないものを用
いて高い分解能で回転角θのデジタル値を得るこ
とができる。更に第２図に示したものよりも雑音
の影響を受け難く、またシンクロ励磁信号と正弦
波信号及び余弦波信号との位相ずれの影響を受け
ない。｜θ｜が40゜〜45゜か45゜〜90゜かの判定はcos
θ
が

【式】より大か小かにより判定してもよ い。なおAD変換器２４を独立に設ける代りに、
比較器とAD変換器と計算機２５とを組合せて
AD変換を行うようにしてもよい。またシンクロ
励磁信号を入力する代りに正弦波信号と余弦波信
号とにより、√（₀）²＋（₀
）²の計
算を行つてシンクロ励磁信号を作つてもよい。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来のシンクロ・デジタル変換器を示
す図、第２図はこの発明によるシンクロ・デジタ
ル変換器の一例を示す図、第３図はその他の例を
示す図、第４図は第３図の動作の説明をするため
の波形図である。 １１：シンクロ発信器、１２：シンクロ励磁信
号端子、１４：スコツトトランス、２１，２２，
２６：標本化保持回路、２３：マルチプレクサ、
２４：AD変換器、２５：計算機、２７，４４，
４５：波形整形回路、３４，３５，３６：絶対値
増幅器。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ シンクロ信号をその回転角度の正弦波信号
   と、余弦波信号とに分解する分解手段と、シンク
   ロ励磁信号の振幅で上記分解された正弦波信号の
   振幅を割算する第１割算手段と、上記シンクロ励
   磁信号の振幅で上記分解された余弦波信号の振幅
   を割算する第２割算手段と、これら第１、第２割
   算手段の割算結果の一方の絶体値が１／√２より
   大きいか小さいかにより、上記第１割算手段の割
   算結果についてsin^-1の演算を行うこと、及び上
   記第２割算手段の割算結果についてcos^-1の演算
   を行うことの一方を行う手段と、上記分解された
   正弦波信号及び余弦波信号の極性に応じて象限決
   定を行う手段とを具備するシンクロ・デジタル変
   換器。