JPH01310418A - 自動力率制御装置 - Google Patents
自動力率制御装置Info
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- JPH01310418A JPH01310418A JP63139537A JP13953788A JPH01310418A JP H01310418 A JPH01310418 A JP H01310418A JP 63139537 A JP63139537 A JP 63139537A JP 13953788 A JP13953788 A JP 13953788A JP H01310418 A JPH01310418 A JP H01310418A
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
- H02J3/00—Circuit arrangements for ac mains or ac distribution networks
- H02J3/18—Arrangements for adjusting, eliminating or compensating reactive power in networks
- H02J3/1807—Arrangements for adjusting, eliminating or compensating reactive power in networks using series compensators
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
- Y02E40/00—Technologies for an efficient electrical power generation, transmission or distribution
- Y02E40/30—Reactive power compensation
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の対象〕
本発明は自動力率制御装置に関し、とくに、交流インダ
クションモータ等の誘導負荷用自動力率制御装置に関す
る。
クションモータ等の誘導負荷用自動力率制御装置に関す
る。
従来、交流インダクションモータ、その他の誘導負荷の
カ率改菩を目的として、米国特許第４，０５２，６４８
号および同４，３３７，６４０号において、インダクシ
ョンモータの入力電圧を位相制御により変えて力率を改
善することが提案されている。
カ率改菩を目的として、米国特許第４，０５２，６４８
号および同４，３３７，６４０号において、インダクシ
ョンモータの入力電圧を位相制御により変えて力率を改
善することが提案されている。
これら力率制御装置では、サイリスタを交流ラインに接
続して誘導負荷に供給される交流電圧を直接位相制御す
るため、負荷電流が多くの電磁波ノイズや高調波成分を
含み、コンピュータ等の情報機器や、通信機器その他の
制御装置に多大な障害を与えていた、さらに９サイリス
タは毎サイクルにおいて電圧に同期して点弧されている
が、サイリスタの点弧のための同期信号は電ｆｉ電圧か
らとっているので、同期信号は電源電圧の波形歪みのた
めに変動してしまうことがあった。このため負荷の状態
によっては制御が不安定になったり、場合によっては制
御不能となってしまい、力率の制御が不充分となったり
、あるいは力率制御装置自体の安全性ならびに信頼性に
おいて問題があった。これを解決することを目的として
、米国特許第４，６０２，２００号には高調波フィルタ
ーを設けることが提案されているが、この装置では多数
の大容量のコンデンサ、リアクトル、ならびに抵抗を必
要とし、装置全体が大形化するとともに製造コストが極
めて高くついていた。つぎに電力用半導体素子は過負荷
耐量が小さ、いために、誘導負荷の始動時のラッシュカ
レントにより、しばしば破壊し、その都度負荷装置が停
止して頻繁な保守点検が必要であった。したがって、こ
れを防ぐためには大容量の電力用半導体素子と大きな制
御電力とを必要とし、不経済であり、電気的損失が大き
いばかりでなく、大形の放熱フィンが必要となり、装置
全体の小形化、低コスト化ができない欠点があった。
続して誘導負荷に供給される交流電圧を直接位相制御す
るため、負荷電流が多くの電磁波ノイズや高調波成分を
含み、コンピュータ等の情報機器や、通信機器その他の
制御装置に多大な障害を与えていた、さらに９サイリス
タは毎サイクルにおいて電圧に同期して点弧されている
が、サイリスタの点弧のための同期信号は電ｆｉ電圧か
らとっているので、同期信号は電源電圧の波形歪みのた
めに変動してしまうことがあった。このため負荷の状態
によっては制御が不安定になったり、場合によっては制
御不能となってしまい、力率の制御が不充分となったり
、あるいは力率制御装置自体の安全性ならびに信頼性に
おいて問題があった。これを解決することを目的として
、米国特許第４，６０２，２００号には高調波フィルタ
ーを設けることが提案されているが、この装置では多数
の大容量のコンデンサ、リアクトル、ならびに抵抗を必
要とし、装置全体が大形化するとともに製造コストが極
めて高くついていた。つぎに電力用半導体素子は過負荷
耐量が小さ、いために、誘導負荷の始動時のラッシュカ
レントにより、しばしば破壊し、その都度負荷装置が停
止して頻繁な保守点検が必要であった。したがって、こ
れを防ぐためには大容量の電力用半導体素子と大きな制
御電力とを必要とし、不経済であり、電気的損失が大き
いばかりでなく、大形の放熱フィンが必要となり、装置
全体の小形化、低コスト化ができない欠点があった。
そこで、本発明の目的は電磁波ノイズや高調波成分の発
生が著しく少ない誘導負荷用自動力率制御装置を提供す
ることを目的とする。
生が著しく少ない誘導負荷用自動力率制御装置を提供す
ることを目的とする。
本発明の他の目的は過負荷耐量が大きくて、安定性や信
頼性が高く、保守点検が不要な誘導負荷用自動力率制御
装置を提供することを目的とする。
頼性が高く、保守点検が不要な誘導負荷用自動力率制御
装置を提供することを目的とする。
本発明の他の目的は熱損失が少なく、大形の放熱フィン
を不必要とし、しかも小さな制御電力で大容量の負荷の
自動力率制御が可能な誘導負荷用自動力率制御装置を提
供することを目的とする。
を不必要とし、しかも小さな制御電力で大容量の負荷の
自動力率制御が可能な誘導負荷用自動力率制御装置を提
供することを目的とする。
本発明の他の目的は著しく小形軽量化され、従来の数分
の１の低コストで製造可能な誘導負荷用自動力率制御装
置を提供することを目的とする。
の１の低コストで製造可能な誘導負荷用自動力率制御装
置を提供することを目的とする。
本発明の自動力率制御装置は交流電源に接続された誘導
負荷に流れる負荷電流を可変調整する交流巻線と、前記
交流巻線のインピーダンスを制御する制御巻線を備えた
可飽和リアクトルと、前記制御巻線に直流制御電圧を供
給する定電圧直流電源と、前記定電圧直流電源と前記制
御巻線との間に接続され、前記直流制御電圧を可変調整
する半導体スイッチ素子と、前記誘導負荷の力率に比例
した出力電圧信号を発生する力率検出回路と、前記出力
電圧信号に応答してパルス幅の異なる高周波駆動信号を
発生する高周波パルス幅制御回路とを備え、前記半導体
スイッチ素子が前記高周波駆動信号に応答してオンオフ
して前記直流制御電圧を可変調整し、前記交流巻線のイ
ンピーダンスを前記力率に応じて可変制御することを特
徴とする。
負荷に流れる負荷電流を可変調整する交流巻線と、前記
交流巻線のインピーダンスを制御する制御巻線を備えた
可飽和リアクトルと、前記制御巻線に直流制御電圧を供
給する定電圧直流電源と、前記定電圧直流電源と前記制
御巻線との間に接続され、前記直流制御電圧を可変調整
する半導体スイッチ素子と、前記誘導負荷の力率に比例
した出力電圧信号を発生する力率検出回路と、前記出力
電圧信号に応答してパルス幅の異なる高周波駆動信号を
発生する高周波パルス幅制御回路とを備え、前記半導体
スイッチ素子が前記高周波駆動信号に応答してオンオフ
して前記直流制御電圧を可変調整し、前記交流巻線のイ
ンピーダンスを前記力率に応じて可変制御することを特
徴とする。
以下、図面を参照して本発明の実施例につき詳細に説明
する。
する。
第１図において、本発明の望ましい実施例による自動力
率制御装置ｉｔｉ。
率制御装置ｉｔｉ。
は交流電源１２と、インダクタンモータ等の誘導負荷１
４との間に接続された可飽和リアクトル１６を備える。
４との間に接続された可飽和リアクトル１６を備える。
可飽和リアクトル１６は交流ラインに直列接続され、誘
導負荷１４の負荷電流を可変ＭＱするための第１、第２
交流巻１ｉ１６ａ、１６ｂと、第１．第２交流巻線１６
ａ、１６ｂのインピーダンスを制御する制御巻線１６ｏ
とを備え、これら巻線は可飽和鉄心１６ｄ上に巻かれる
。望ましくは、第１、第２交流巻線１６ａ、１６ｂのイ
ンピーダンスは誘導負荷１４の負荷率に応じて、制御巻
線１６ｃの非励磁状態において５〜３０％の範囲の電圧
降下率をもたらすような値に設計される。その結果、可
飽和リアクトルのＶＡ容量を負荷ＶＡ容景の５〜３０％
の範囲内に設定できるため、可飽和リアクトルの著しい
小形軽量化と低コスト化が図れる。
導負荷１４の負荷電流を可変ＭＱするための第１、第２
交流巻１ｉ１６ａ、１６ｂと、第１．第２交流巻線１６
ａ、１６ｂのインピーダンスを制御する制御巻線１６ｏ
とを備え、これら巻線は可飽和鉄心１６ｄ上に巻かれる
。望ましくは、第１、第２交流巻線１６ａ、１６ｂのイ
ンピーダンスは誘導負荷１４の負荷率に応じて、制御巻
線１６ｃの非励磁状態において５〜３０％の範囲の電圧
降下率をもたらすような値に設計される。その結果、可
飽和リアクトルのＶＡ容量を負荷ＶＡ容景の５〜３０％
の範囲内に設定できるため、可飽和リアクトルの著しい
小形軽量化と低コスト化が図れる。
交流ｆ！１ｌｔＫ１２には制御巻線１６ｃに直流制御電
圧を供給するための定電圧直流電源１８が接続される。
圧を供給するための定電圧直流電源１８が接続される。
定電圧直流電源１８は市販の低圧（たとえば１２〜５０
ｖ）のスイッチングレギュレータで構成しても良い。
ｖ）のスイッチングレギュレータで構成しても良い。
定電圧直流電源１８と制御巻線１６ｃとの間にはトラン
ジスタからなる４１１列の第１、第２半導体スイッチ素
子２０．２２がシリーズ接続されており、後述の高周波
駆動信号に応答してオンオフし、制御巻線１８ｃの直流
制御電圧を可変調整して第１、第２交流巻線１６ａ、１
６ｂのインピーダンスを誘導負荷１４の力率に合わせて
最適制御している。第１．第２半導体スイッチ素子２０
．２２の出力側にはダイオード２４および平滑用のイン
ダクタンス２６とコンデンサ２８が接続されている。第
１．第２半導体スイッチ素子２０．２２のベースはそれ
ぞれベースドライブ回路２７゜２９を介してトランス３
０．３２に接続されている。トランス３０．３２の一端
は定電正直流電［１８に接続され、他端は高周波パルス
幅制御回路３８の出力端に接続されている。符号３４．
３６はそれぞれダイオードを示す。
ジスタからなる４１１列の第１、第２半導体スイッチ素
子２０．２２がシリーズ接続されており、後述の高周波
駆動信号に応答してオンオフし、制御巻線１８ｃの直流
制御電圧を可変調整して第１、第２交流巻線１６ａ、１
６ｂのインピーダンスを誘導負荷１４の力率に合わせて
最適制御している。第１．第２半導体スイッチ素子２０
．２２の出力側にはダイオード２４および平滑用のイン
ダクタンス２６とコンデンサ２８が接続されている。第
１．第２半導体スイッチ素子２０．２２のベースはそれ
ぞれベースドライブ回路２７゜２９を介してトランス３
０．３２に接続されている。トランス３０．３２の一端
は定電正直流電［１８に接続され、他端は高周波パルス
幅制御回路３８の出力端に接続されている。符号３４．
３６はそれぞれダイオードを示す。
パルス幅制御回路３８は起動用高周波駆動信号と、力率
検出回路４ｏがらの力率に比例した出力電圧信号に応答
したパルス幅の運転用高周波駆動信号を発生する。力率
検出回路４ｏは、１例として、誘導負荷１４の入力電圧
の位相を検出する変圧器ＰＴと、負荷電流を検出する電
流変圧器ＣＴを備えるものとして図示されている。第２
図より明らかなように、変圧器ＰＴからの電圧信号ａと
電流変圧器ＣＴからの電流信号すはそれぞれ演算増幅器
からなる波形成形回路４２．４４によって矩形波信号ｃ
、ｄに変換される。ついで、矩形波信号ｃ、ｄはＮＯＲ
回路または演算増幅器からなる位相比較器４６により位
相比較され１位相差に比例したパルス信号ｅを出力する
。パルス信号ｅは抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３とコンデンサＣ
１を備えたローパス・フィルタ兼起動タイマー４８によ
り直流の出力電圧信号ｆに変換される。抵抗Ｒ２，Ｒ３
は直流信号ｆのリップルを減らすための分圧抵抗として
作用する。抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１の時定数は誘導負
荷１４の起動時に予じめ定められた力率、すなわち、力
率０．８に対応した基準電圧よりも低いレベルの出力電
圧を一定時間強制的に発生させるように設定される。そ
の結果、誘導負荷１４の起動時に可飽和リアクトル］、
６が一定時間完全飽和されて、誘導負荷１４は最大の入
力電圧で起動される。＊導負荷１４の力率が高いときは
入力電圧と負荷電流との位相差が小さいため、出力電圧
信号は低レベルにあり１反対に、力率が低いときは入力
電圧と負荷［流どの位相差が大きくなって出力電圧信号
は萬レベルとなる。このように、出力電圧信号ｆは力率
に比例して変化する。
検出回路４ｏがらの力率に比例した出力電圧信号に応答
したパルス幅の運転用高周波駆動信号を発生する。力率
検出回路４ｏは、１例として、誘導負荷１４の入力電圧
の位相を検出する変圧器ＰＴと、負荷電流を検出する電
流変圧器ＣＴを備えるものとして図示されている。第２
図より明らかなように、変圧器ＰＴからの電圧信号ａと
電流変圧器ＣＴからの電流信号すはそれぞれ演算増幅器
からなる波形成形回路４２．４４によって矩形波信号ｃ
、ｄに変換される。ついで、矩形波信号ｃ、ｄはＮＯＲ
回路または演算増幅器からなる位相比較器４６により位
相比較され１位相差に比例したパルス信号ｅを出力する
。パルス信号ｅは抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３とコンデンサＣ
１を備えたローパス・フィルタ兼起動タイマー４８によ
り直流の出力電圧信号ｆに変換される。抵抗Ｒ２，Ｒ３
は直流信号ｆのリップルを減らすための分圧抵抗として
作用する。抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１の時定数は誘導負
荷１４の起動時に予じめ定められた力率、すなわち、力
率０．８に対応した基準電圧よりも低いレベルの出力電
圧を一定時間強制的に発生させるように設定される。そ
の結果、誘導負荷１４の起動時に可飽和リアクトル］、
６が一定時間完全飽和されて、誘導負荷１４は最大の入
力電圧で起動される。＊導負荷１４の力率が高いときは
入力電圧と負荷電流との位相差が小さいため、出力電圧
信号は低レベルにあり１反対に、力率が低いときは入力
電圧と負荷［流どの位相差が大きくなって出力電圧信号
は萬レベルとなる。このように、出力電圧信号ｆは力率
に比例して変化する。
誘導負荷１４の入力電圧と負荷電流との位相差を予じめ
定めたレベル（すなわち、力率が０．８となるレベル）
に設定するために、可変抵抗等からなる基準電圧設定回
路５０が高周波パルス幅制御回路３８の六方側に接続さ
れる。すなわち、基準電圧設定回路５ｏは、たとえば、
誘導負荷１４の力率が常に０．８となるべく制御される
ように、力率０．８に相当する基準電圧信号ｇを高周波
パルス幅制御回路３８に入力する。抵抗５２は制御回路
３８のゲイン調整用抵抗である。
定めたレベル（すなわち、力率が０．８となるレベル）
に設定するために、可変抵抗等からなる基準電圧設定回
路５０が高周波パルス幅制御回路３８の六方側に接続さ
れる。すなわち、基準電圧設定回路５ｏは、たとえば、
誘導負荷１４の力率が常に０．８となるべく制御される
ように、力率０．８に相当する基準電圧信号ｇを高周波
パルス幅制御回路３８に入力する。抵抗５２は制御回路
３８のゲイン調整用抵抗である。
高周波パルス幅制御回路３８は１例として、テキサス・
インスッルメンツ社製のＴＬ４９４ （パルス幅制御方
式コントローラ）または日本電気噛脱のμＰＣ４９４（
スイッチング・レギュレータ用コントロール回路）等、
相等品で構成される。これらＩＣチップはスイッチング
レギュレータのコントロールＩＣとして大量にしかも極
めて低コストで市場で入手できるので有利である。
インスッルメンツ社製のＴＬ４９４ （パルス幅制御方
式コントローラ）または日本電気噛脱のμＰＣ４９４（
スイッチング・レギュレータ用コントロール回路）等、
相等品で構成される。これらＩＣチップはスイッチング
レギュレータのコントロールＩＣとして大量にしかも極
めて低コストで市場で入手できるので有利である。
第１図において、制御回路３８は定電正直流電＠１８に
接続されて電力を供給される。制御回路３８は抵抗５６
．コンデンサ５８を介して電源１８に接続されたランプ
信号発生用発捩器６ｏと、ｖｃ差増幅器６２とを備える
０発振器６０の発振周波数は外付けの抵抗５６とコンデ
ンサ５８によって決定される。誤差増幅器６２のマイナ
ス入力端は基準電圧設定回路５０に接続され、一方、プ
ラス入力端はローパス・フィルター兼起動タイマー４８
に接続される。出力電圧信号ｆと基準電圧信号ｇとは誤
差増幅器６２で比較され、その差に比例したコントロー
ル電圧信号りが出力される。
接続されて電力を供給される。制御回路３８は抵抗５６
．コンデンサ５８を介して電源１８に接続されたランプ
信号発生用発捩器６ｏと、ｖｃ差増幅器６２とを備える
０発振器６０の発振周波数は外付けの抵抗５６とコンデ
ンサ５８によって決定される。誤差増幅器６２のマイナ
ス入力端は基準電圧設定回路５０に接続され、一方、プ
ラス入力端はローパス・フィルター兼起動タイマー４８
に接続される。出力電圧信号ｆと基準電圧信号ｇとは誤
差増幅器６２で比較され、その差に比例したコントロー
ル電圧信号りが出力される。
コントロール電圧信号りは出力電圧信号ｆに比例して変
化する。このコントロール電圧信号りはＰＷＭコンパレ
ータ６４に供給され、そこで発振器６ｏからのランプ信
号ｉと比較されて高周波ＰＷＭ信号ｊに変換される。
化する。このコントロール電圧信号りはＰＷＭコンパレ
ータ６４に供給され、そこで発振器６ｏからのランプ信
号ｉと比較されて高周波ＰＷＭ信号ｊに変換される。
高周波ＰＷＭ信号ｊは出力コントロール回路６６に供給
される。
される。
誘導負荷１４の起動時にはローパス・フィルター兼起動
タイマー４８からの出力電圧信号ｆがＲ１，Ｃ１で定ま
る一定時間低レベルにあるため、コントロール電圧信号
りは低レベルにある。したがって、出力トランジスタＱ
ｌ、Ｑ２の出力はデユーティサイクルが最大となる起動
用高周波駆動信号として半導体スイッチ素子２０．２２
を最大のデユーティサイクルで駆動し、可飽和リアクト
ル１６を完全飽和させて誘導負荷１４の入力電圧を最大
にする。一定時間経過後、高周波パルス幅制御回路３８
は誘導負荷１４の負荷状態、すなわち、力率に応じて変
化するコントロール電圧信号りに応答して運転用高周波
駆動信号を出力する。
タイマー４８からの出力電圧信号ｆがＲ１，Ｃ１で定ま
る一定時間低レベルにあるため、コントロール電圧信号
りは低レベルにある。したがって、出力トランジスタＱ
ｌ、Ｑ２の出力はデユーティサイクルが最大となる起動
用高周波駆動信号として半導体スイッチ素子２０．２２
を最大のデユーティサイクルで駆動し、可飽和リアクト
ル１６を完全飽和させて誘導負荷１４の入力電圧を最大
にする。一定時間経過後、高周波パルス幅制御回路３８
は誘導負荷１４の負荷状態、すなわち、力率に応じて変
化するコントロール電圧信号りに応答して運転用高周波
駆動信号を出力する。
出力コントロール回路６６は立ち上がりエツジでトリガ
がかかるＤタイプ・フリップ・フロップ６８と、ＮＯＲ
ゲート７０．７２および出力トランジスタＱｌ、Ｑ２か
らなり、その出力特性が第３図に示される。Ｄタイプ・
フリップ・フロップ６８は出力コントロール端子６８ａ
ｆｉ−備え、２つの出力トランジスタＱｌ、Ｑ２のトラ
ンジション領域をさけるため、ＰＷＭコンパレータ６４
からのパルスの立ち上がりに同期して５出力の状態が変
化するようになっている。Ｄタイプ・フリップ・フロッ
プの出力にとＰＷＭ信号ＪはＮＯＲゲート７０，７２に
供給され、出力トランジスタＱｌ。
がかかるＤタイプ・フリップ・フロップ６８と、ＮＯＲ
ゲート７０．７２および出力トランジスタＱｌ、Ｑ２か
らなり、その出力特性が第３図に示される。Ｄタイプ・
フリップ・フロップ６８は出力コントロール端子６８ａ
ｆｉ−備え、２つの出力トランジスタＱｌ、Ｑ２のトラ
ンジション領域をさけるため、ＰＷＭコンパレータ６４
からのパルスの立ち上がりに同期して５出力の状態が変
化するようになっている。Ｄタイプ・フリップ・フロッ
プの出力にとＰＷＭ信号ＪはＮＯＲゲート７０，７２に
供給され、出力トランジスタＱｌ。
Ｑ２はそれぞれ駆動信号１１．ｍを発生する。
第４図の電圧波形図において、力率検出回路４０の出力
信号ｆとコントロール電圧信号りは誘導負荷１４の力率
が小さいとき、すなわち、力率が悪いときに高レベルと
なり、力率の上昇につれて出力信号ｆとコントロール電
圧信号りは低レベルとなる。高周波パルス幅制御回路３
８の出力トランジスタＱＬ、Ｑ２はコントロール電圧信
号りが低レベルのとき、デユーティサイクルの大きな高
周波駆動信号を発生させ、コントロール電圧信号りのレ
ベルが大きくなるにつれて駆動信号のデユーティサイク
ルが小さくなる。コントロール電圧信号りがスレッシュ
ホールド電圧を超えると、出力トランジスタＱｌ、Ｑ２
の出力のデユーティサイクルヒは０％となる。出力トラ
ンジスタＱｌ、Ｑ２の出力のデユーティサイクルが小さ
くなると。
信号ｆとコントロール電圧信号りは誘導負荷１４の力率
が小さいとき、すなわち、力率が悪いときに高レベルと
なり、力率の上昇につれて出力信号ｆとコントロール電
圧信号りは低レベルとなる。高周波パルス幅制御回路３
８の出力トランジスタＱＬ、Ｑ２はコントロール電圧信
号りが低レベルのとき、デユーティサイクルの大きな高
周波駆動信号を発生させ、コントロール電圧信号りのレ
ベルが大きくなるにつれて駆動信号のデユーティサイク
ルが小さくなる。コントロール電圧信号りがスレッシュ
ホールド電圧を超えると、出力トランジスタＱｌ、Ｑ２
の出力のデユーティサイクルヒは０％となる。出力トラ
ンジスタＱｌ、Ｑ２の出力のデユーティサイクルが小さ
くなると。
半導体スイッチ素子２０．２２のオンタイムが少なくな
って制御電圧Ｖｃｏが低くなり、交流巻線１６ａ、１６
ｂのインピーダンスを上昇させて誘導負荷１４の入力電
圧を低下させる。力率が増大するにつれて駆動信号Ａ、
ｍのデユーティサイクルが大きくなり、このとき半導体
スイッチ素子２０．２２のオンタイムが大きくなって制
御電圧は増大するため、可飽和リアクトル１６のインピ
ーダンスが低下して誘導負荷１４の入力電圧が上昇する
。このように、高周波パルス幅制御口ｗＩ３８の出力ト
ランジスタＱｌ、Ｑ２の出力のパルス幅はコントロール
電圧信号りが大きくなるにつれて狭くなり、可飽和リア
クトル１６のインピーダンスが調整されて誘導員Ｗ１４
の入力電圧と負荷電流が自動的にかつ連続的に調整され
る。
って制御電圧Ｖｃｏが低くなり、交流巻線１６ａ、１６
ｂのインピーダンスを上昇させて誘導負荷１４の入力電
圧を低下させる。力率が増大するにつれて駆動信号Ａ、
ｍのデユーティサイクルが大きくなり、このとき半導体
スイッチ素子２０．２２のオンタイムが大きくなって制
御電圧は増大するため、可飽和リアクトル１６のインピ
ーダンスが低下して誘導負荷１４の入力電圧が上昇する
。このように、高周波パルス幅制御口ｗＩ３８の出力ト
ランジスタＱｌ、Ｑ２の出力のパルス幅はコントロール
電圧信号りが大きくなるにつれて狭くなり、可飽和リア
クトル１６のインピーダンスが調整されて誘導員Ｗ１４
の入力電圧と負荷電流が自動的にかつ連続的に調整され
る。
以上、力率検出回路の１例が示されたが、この回路は米
国特許筒４，１１７．４０８号の負荷表示装置、同第４
，３８９，６０７号の同期モータ制御装置または特開昭
５９−６６１号および同５９−５２５７３号の力率検出
装置、または特公昭５１−５５９５号の力率・直流信号
変換装置に開示されたもので良い。
国特許筒４，１１７．４０８号の負荷表示装置、同第４
，３８９，６０７号の同期モータ制御装置または特開昭
５９−６６１号および同５９−５２５７３号の力率検出
装置、または特公昭５１−５５９５号の力率・直流信号
変換装置に開示されたもので良い。
以上より明らかなように、本発明による自動力率制御装
置はつぎのような効果をもたらす。
置はつぎのような効果をもたらす。
（１）可飽和リアクトルのインピーダンスが誘導負荷の
力率に応じて自動的にしかも連続的に瞬時制御されるた
め、負荷電流と入力電圧が負荷状態に応答して制御され
、誘導負荷の大幅な省エネルギー効果が得られる。
力率に応じて自動的にしかも連続的に瞬時制御されるた
め、負荷電流と入力電圧が負荷状態に応答して制御され
、誘導負荷の大幅な省エネルギー効果が得られる。
（２）負荷［ｆｆｌの制御が可飽和リアクトルにより行
なわれ、電源ラインにおける交流電圧を直接スイッチン
グすることがないため、電磁波ノイズの発生が少なく、
負荷電流に含まれる高調波成分が少ない、したがって、
コンピュータ等の情報機器や通信機器、その他の制御装
置に与える障害が極めて少ない。
なわれ、電源ラインにおける交流電圧を直接スイッチン
グすることがないため、電磁波ノイズの発生が少なく、
負荷電流に含まれる高調波成分が少ない、したがって、
コンピュータ等の情報機器や通信機器、その他の制御装
置に与える障害が極めて少ない。
（３）電磁波ノイズや高調波成分が少ないため、大形で
高価な大容量の高調波フィルタを省略でき、信頼性と安
全性の向上を図れるとともに、大幅な小形軽量化が図れ
る。
高価な大容量の高調波フィルタを省略でき、信頼性と安
全性の向上を図れるとともに、大幅な小形軽量化が図れ
る。
（４）半導体スイッチ素子は直接に電源ラインの交流電
圧を制御せず、可飽和リアクトルの低圧低電力のスイッ
チング制御回路で高周波スイッチングされるため、半導
体スイッチ素子およびその他の電子部品の著しい小容量
化と大幅な低コスト化が図れ、回路設計も容易となる。
圧を制御せず、可飽和リアクトルの低圧低電力のスイッ
チング制御回路で高周波スイッチングされるため、半導
体スイッチ素子およびその他の電子部品の著しい小容量
化と大幅な低コスト化が図れ、回路設計も容易となる。
（５）可飽和リアクトルの電圧降下率は５〜３０％の範
囲のものが使用可能なため、可飽和リアクトルのＶＡ容
量は極めて小さいものでよく、装置全体の寸法重量が著
しく低減されるため、自動力率制御装置が著しく小形軽
量化されるとともに大幅なコストダウンが可能である。
囲のものが使用可能なため、可飽和リアクトルのＶＡ容
量は極めて小さいものでよく、装置全体の寸法重量が著
しく低減されるため、自動力率制御装置が著しく小形軽
量化されるとともに大幅なコストダウンが可能である。
（６）低電圧、小容量の半導体スイッチ素子と小形の可
飽和リアクトルと組み合わせて高電圧、大容量の力率制
御が可能なため、安全で信頼性が高く、しかも、交流ラ
インに高調波成分を発生させることなく極めて安価な電
子部品で従来不可能であった大容量負荷の力率制御が可
能となるため、実用上の効果が大きい。
飽和リアクトルと組み合わせて高電圧、大容量の力率制
御が可能なため、安全で信頼性が高く、しかも、交流ラ
インに高調波成分を発生させることなく極めて安価な電
子部品で従来不可能であった大容量負荷の力率制御が可
能となるため、実用上の効果が大きい。
（７）大きな負荷容量に対して小形の可飽和リアクトル
と微小電力（消費電力に対して１〜１．５％）のスイッ
チング制御回路の採用を可能として、電気損失と発熱を
最小としたため、大幅な高効率化が図れる。
と微小電力（消費電力に対して１〜１．５％）のスイッ
チング制御回路の採用を可能として、電気損失と発熱を
最小としたため、大幅な高効率化が図れる。
（８）可飽和リアクトルの交流巻線の過負荷耐量が極め
て大きく、誘導負荷の起動時のラッシュカレントにより
交流巻線が断線することがない、したがって、本発明の
自動力率制御装置は広範囲の負荷装置に適用可能である
。
て大きく、誘導負荷の起動時のラッシュカレントにより
交流巻線が断線することがない、したがって、本発明の
自動力率制御装置は広範囲の負荷装置に適用可能である
。
第１図は本発明による自動力率制御装置の望ましい実施
例の結線図、第２図は第１図の力率検出回路４ｏの電圧
波形図、第３図は第１図の高周波パルス幅制御回路３８
の出力特性を示す波形図、および第４図はコントロール
電圧信号と出力ドランシスターの出力との関係を示す波
形図をそれぞれ示す。 １６・・・・・・・・・可飽和リアクトル１８・・・・
・・・・定電圧直流電源 ２０．２２・・・・・・・・・半導体スイッチ素子３８
・・・・・・・・・高周波パルス幅制御回路４０・・・
・・・・・・力率検出回路 ４８・・・・・・・・・ローパス・フィルター兼起動タ
イマー特許出願人 アレックス電子工業株式会社第１
図 ０□ 第３図 第４図
例の結線図、第２図は第１図の力率検出回路４ｏの電圧
波形図、第３図は第１図の高周波パルス幅制御回路３８
の出力特性を示す波形図、および第４図はコントロール
電圧信号と出力ドランシスターの出力との関係を示す波
形図をそれぞれ示す。 １６・・・・・・・・・可飽和リアクトル１８・・・・
・・・・定電圧直流電源 ２０．２２・・・・・・・・・半導体スイッチ素子３８
・・・・・・・・・高周波パルス幅制御回路４０・・・
・・・・・・力率検出回路 ４８・・・・・・・・・ローパス・フィルター兼起動タ
イマー特許出願人 アレックス電子工業株式会社第１
図 ０□ 第３図 第４図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、（ａ）交流電源に接続された誘導負荷に流れる負荷
電流を可変調整する交流巻線と、前記交流巻線のインピ
ーダンスを制御する制御巻線を備えた可飽和リアクトル
と、 （ｂ）前記制御巻線に直流制御電圧を供給する定電圧直
流電源と、 （ｃ）前記定電圧直流電源と前記制御巻線との間に接続
され、前記直流制御電圧を可変調整する半導体スイッチ
素子と、 （ｄ）前記誘導負荷の力率に比例した出力電圧信号を発
生する力率検出回路と、 （ｅ）前記出力電圧信号に応答してパルス幅の異なる高
周波駆動信号を発生する高周波パルス幅制御回路とを備
え、 前記半導体スイッチ素子が前記高周波駆動信号に応答し
てオンオフして前記直流制御電圧を可変調整し、前記交
流巻線のインピーダンスを前記力率に応じて可変制御す
ることを特徴とする自動力率制御装置。 ２、前記高周波パルス幅制御回路がランプ信号発生用発
振器と、予じめ定められた力率に対応した基準電圧を設
定するための基準電圧設定回路と、前記基準電圧と前記
出力電圧信号とを比較してコントロール電圧信号を出す
誤差増幅器と、前記ランプ信号と前記コントロール電圧
信号とを比較して高周波ＰＷＭ出力信号を発生するＰＷ
Ｍコンパレータと、前記高周波ＰＷＭ出力信号に応答し
て前記駆動信号を発生する出力コントロール回路とを備
えたことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の自動
力率制御装置。 ３、（ａ）交流電源と誘導負荷との間に接続され、電圧
降下率５〜３０％を有する直列接続された第１および第
２交流巻線と、前記第１および第２交流巻線のインピー
ダンスを制御する制御巻線を備えた可飽和リアクトルと
、 （ｂ）前記制御巻線に直流制御電圧を供給する定電圧直
流電源と、 （ｃ）前記定電圧直流電源と前記制御巻線との間に接続
され、前記直流制御電圧を可変調整する半導体スイッチ
素子と、 （ｄ）前記誘導負荷に供給される交流電圧と前記負荷電
流の位相差を検出して力率に比例した出力電圧信号を出
力する力率検出回路と、 （ｅ）予じめ定められた位相差に対応した基準電圧を設
定する基準電圧設定回路と、 （ｆ）前記出力電圧信号と前記基準電圧との差に応答し
てパルス幅の異なる高周波駆動信号を発生する高周波パ
ルス幅制御回路とを備え、 前記半導体スイッチ素子が前記高周波駆動信号に応答し
てオンオフして前記直流制御電圧を可変調整し、前記第
１および第２交流巻線のインピーダンスを前記力率に応
じて可変制御することを特徴とする自動力率制御装置。 ４、前記高周波パルス幅制御回路がランプ信号発生用発
振器と、前記基準電圧と前記出力電圧信号とを比較して
コントロール電圧信号を出す誤差増幅器と、前記ランプ
信号と前記コントロール電圧信号とを比較して高周波Ｐ
ＷＭ出力信号を発生するＰＷＭコンパレータと、前記高
周波ＰＷＭ出力信号に応答して前記駆動信号を発生する
出力コントロール回路とを備えたことを特徴とする特許
請求の範囲第３項記載の自動力率制御装置。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63139537A JPH01310418A (ja) | 1988-06-08 | 1988-06-08 | 自動力率制御装置 |
| US07/362,196 US4914375A (en) | 1988-06-08 | 1989-06-06 | Saturable reactor apparatus for automatic control of power factor of inductive load |
| EP89305871A EP0401442A1 (en) | 1988-06-08 | 1989-06-09 | Apparatus for automatic control of power factor of inductive load |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63139537A JPH01310418A (ja) | 1988-06-08 | 1988-06-08 | 自動力率制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01310418A true JPH01310418A (ja) | 1989-12-14 |
Family
ID=15247586
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63139537A Pending JPH01310418A (ja) | 1988-06-08 | 1988-06-08 | 自動力率制御装置 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4914375A (ja) |
| EP (1) | EP0401442A1 (ja) |
| JP (1) | JPH01310418A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6577155B2 (en) | 2001-07-30 | 2003-06-10 | Fischer Custom Communications, Inc. | Apparatus and method for impedance control |
Families Citing this family (16)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| US5241251A (en) * | 1990-05-21 | 1993-08-31 | Asahi Kogaku Kogyo Kabushiki Kaisha | Drive signal generating device |
| US5304913A (en) * | 1990-10-05 | 1994-04-19 | Contraves Goerz Corporation | Multiphase pulse width modulator for a multiphase motor |
| US5134349A (en) * | 1991-05-28 | 1992-07-28 | Kruse David L | Two-phase brushless dc motor controller |
| US5416687A (en) * | 1992-06-23 | 1995-05-16 | Delta Coventry Corporation | Power factor correction circuit for AC to DC power supply |
| SE9302632D0 (sv) * | 1993-08-13 | 1993-08-13 | Peter Nygren | Anordning för kompensering av reaktiv effekt i elektriska system |
| DE19653182A1 (de) * | 1996-12-20 | 1998-06-25 | Siemens Ag | Antriebseinrichtung für Walzgerüste |
| US7199637B2 (en) * | 2003-09-02 | 2007-04-03 | Semiconductor Energy Laboratory Co., Ltd. | Rectifier circuit without alternating-current feedback |
| WO2011052357A1 (en) * | 2009-10-28 | 2011-05-05 | Semiconductor Energy Laboratory Co., Ltd. | Pwm limiter circuit |
| WO2011129209A1 (en) | 2010-04-16 | 2011-10-20 | Semiconductor Energy Laboratory Co., Ltd. | Power source circuit |
| CN102906980B (zh) | 2010-05-21 | 2015-08-19 | 株式会社半导体能源研究所 | 半导体装置及显示装置 |
| WO2011145707A1 (en) | 2010-05-21 | 2011-11-24 | Semiconductor Energy Laboratory Co., Ltd. | Semiconductor device and display device |
| US8947062B2 (en) | 2010-08-20 | 2015-02-03 | Semiconductor Energy Laboratory Co., Ltd. | Power supply circuit |
| US8704504B2 (en) | 2010-09-03 | 2014-04-22 | Semiconductor Energy Laboratory Co., Ltd. | Power supply circuit comprising detection circuit including reference voltage circuits as reference voltage generation circuits |
| KR101991735B1 (ko) | 2011-05-19 | 2019-06-21 | 가부시키가이샤 한도오따이 에네루기 켄큐쇼 | 반도체 집적 회로 |
| JP6460592B2 (ja) | 2013-07-31 | 2019-01-30 | 株式会社半導体エネルギー研究所 | Ｄｃｄｃコンバータ、及び半導体装置 |
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Family Cites Families (5)
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| US4117408A (en) * | 1977-05-06 | 1978-09-26 | Ab Scaniainventor | Apparatus for indicating the loading of an electric ac motor |
| FR2514585A1 (fr) * | 1981-10-14 | 1983-04-15 | Signaux Entr Electriques | Dispositif d'alimentation electronique absorbant sur le reseau alternatif un courant sinusoidal phase avec la tension |
| DE3472509D1 (en) * | 1983-10-12 | 1988-08-04 | Bbc Brown Boveri & Cie | Reactive power compensator for compensating a reactive current component in an ac network |
| GB8416153D0 (en) * | 1984-06-25 | 1984-08-01 | Transtar Ltd | Power supply |
-
1988
- 1988-06-08 JP JP63139537A patent/JPH01310418A/ja active Pending
-
1989
- 1989-06-06 US US07/362,196 patent/US4914375A/en not_active Expired - Fee Related
- 1989-06-09 EP EP89305871A patent/EP0401442A1/en not_active Withdrawn
Patent Citations (3)
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0401442A1 (en) | 1990-12-12 |
| US4914375A (en) | 1990-04-03 |
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