JPH0130430B2 - - Google Patents
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- JPH0130430B2 JPH0130430B2 JP56173854A JP17385481A JPH0130430B2 JP H0130430 B2 JPH0130430 B2 JP H0130430B2 JP 56173854 A JP56173854 A JP 56173854A JP 17385481 A JP17385481 A JP 17385481A JP H0130430 B2 JPH0130430 B2 JP H0130430B2
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- 238000005259 measurement Methods 0.000 claims description 41
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 39
- 238000007599 discharging Methods 0.000 claims description 3
- 230000010354 integration Effects 0.000 claims description 2
- 230000004913 activation Effects 0.000 claims 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 13
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 4
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 3
- 230000009977 dual effect Effects 0.000 description 2
- 230000002123 temporal effect Effects 0.000 description 2
- 230000001052 transient effect Effects 0.000 description 2
- 238000012935 Averaging Methods 0.000 description 1
- 239000000969 carrier Substances 0.000 description 1
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 1
- 230000003993 interaction Effects 0.000 description 1
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R27/00—Arrangements for measuring resistance, reactance, impedance, or electric characteristics derived therefrom
- G01R27/02—Measuring real or complex resistance, reactance, impedance, or other two-pole characteristics derived therefrom, e.g. time constant
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R27/00—Arrangements for measuring resistance, reactance, impedance, or electric characteristics derived therefrom
- G01R27/02—Measuring real or complex resistance, reactance, impedance, or other two-pole characteristics derived therefrom, e.g. time constant
- G01R27/26—Measuring inductance or capacitance; Measuring quality factor, e.g. by using the resonance method; Measuring loss factor; Measuring dielectric constants ; Measuring impedance or related variables
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- Physics & Mathematics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Measurement Of Resistance Or Impedance (AREA)
- Testing Of Individual Semiconductor Devices (AREA)
- Investigating Or Analyzing Materials By The Use Of Electric Means (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はダイオード等の半導体の容量を測定す
る装置に関し、特に半導体にパルス信号を印加し
た場合に生ずる時間的に変化する容量を測定（Ｃ
−ｔ測定およびまたはＧ−ｔ測定）する装置に関
する。
る装置に関し、特に半導体にパルス信号を印加し
た場合に生ずる時間的に変化する容量を測定（Ｃ
−ｔ測定およびまたはＧ−ｔ測定）する装置に関
する。
かかる装置は半導体内部のキヤリアの寿命、ト
ラツプ準位等を知ることにより半導体の特性を知
るために使用しうる。即ちＣ−ｔ測定を行うこと
によりこれらパラメータを求めることができる。
ラツプ準位等を知ることにより半導体の特性を知
るために使用しうる。即ちＣ−ｔ測定を行うこと
によりこれらパラメータを求めることができる。
従来Ｃ−ｔ測定装置は知られているが、時間的
に変化する容量を正確に測定することはできなか
つた。即ち後述するようにフイルタを用いている
ために時間遅れが発生し、容量の変化発生時点よ
りある選択した時間経過後の容量値を正確に測定
することはできなかつた。また容量値に比例した
電流を電圧に変換する回路の精度が悪く、これが
測定誤差要因の一つとなつていた。また容量値に
対応するアナログ電圧をデジタル値に変換するア
ナログ・デジタル（Ａ／Ｄ）変換器は測定信号レ
ベルの影響を受けるため、測定レベルの変動が誤
差要因の一つとなつていた。
に変化する容量を正確に測定することはできなか
つた。即ち後述するようにフイルタを用いている
ために時間遅れが発生し、容量の変化発生時点よ
りある選択した時間経過後の容量値を正確に測定
することはできなかつた。また容量値に比例した
電流を電圧に変換する回路の精度が悪く、これが
測定誤差要因の一つとなつていた。また容量値に
対応するアナログ電圧をデジタル値に変換するア
ナログ・デジタル（Ａ／Ｄ）変換器は測定信号レ
ベルの影響を受けるため、測定レベルの変動が誤
差要因の一つとなつていた。
したがつて本発明の主たる目的は、フイルタを
用いることなく、容量変化発生時点より選択した
時間経過後の容量値を正確に測定しうる装置を提
供することである。
用いることなく、容量変化発生時点より選択した
時間経過後の容量値を正確に測定しうる装置を提
供することである。
本発明の他の目的は容量値を表わす電流を正確
に電圧に変換し、誤差の小さい容量測定をなしう
る装置を提供することである。
に電圧に変換し、誤差の小さい容量測定をなしう
る装置を提供することである。
本発明のさらに他の目的は測定信号の大きさに
は影響されないで正確に容量値を測定しうる装置
を提供することである。
は影響されないで正確に容量値を測定しうる装置
を提供することである。
本発明のさらに他の目的はサンプリング積分形
ベクトル電圧比測定回路を用いることにより、よ
り正確に容量値を測定しうる装置を提供すること
である。
ベクトル電圧比測定回路を用いることにより、よ
り正確に容量値を測定しうる装置を提供すること
である。
本発明の一実施例によれば、本発明は正弦波測
定信号にパルス信号を加算して、加算信号を被測
定素子に印加する入力部と、サンプリング積分形
変調増幅器を含み、該加算信号により被測定素子
に流れた電流を正確に電圧に変換する電流−電圧
変換回路と、前記変換回路の出力信号と前記測定
信号とを選択的に導入し、位相検波を行ない交流
信号を直流信号に変換する交流−直流変換回路
と、変換されたアナログ信号をデジタル信号に変
換すると共に前記２個の信号のベクトル電圧比を
測定する積分形ベクトル電圧比測定回路とより構
成される。
定信号にパルス信号を加算して、加算信号を被測
定素子に印加する入力部と、サンプリング積分形
変調増幅器を含み、該加算信号により被測定素子
に流れた電流を正確に電圧に変換する電流−電圧
変換回路と、前記変換回路の出力信号と前記測定
信号とを選択的に導入し、位相検波を行ない交流
信号を直流信号に変換する交流−直流変換回路
と、変換されたアナログ信号をデジタル信号に変
換すると共に前記２個の信号のベクトル電圧比を
測定する積分形ベクトル電圧比測定回路とより構
成される。
本発明の他の実施例によれば、前述した積分形
ベクトル電圧比測定回路の代わりにサンプリング
積分形ベクトル電圧比測定回路が使用され、より
高精度の測定が行なわれる。以下図面を用いて本
発明を詳細に説明する。
ベクトル電圧比測定回路の代わりにサンプリング
積分形ベクトル電圧比測定回路が使用され、より
高精度の測定が行なわれる。以下図面を用いて本
発明を詳細に説明する。
第１図は従来の容量測定装置のブロツク図であ
り、被測定素子に測定信号とパルス信号とを印加
し、被測定素子の容量変化発生時点よりある選択
した時間経過後の容量値を測定する装置である。
り、被測定素子に測定信号とパルス信号とを印加
し、被測定素子の容量変化発生時点よりある選択
した時間経過後の容量値を測定する装置である。
図において、従来装置は入力部Ａと、電流−電
圧変換回路Ｂと、交流−直流変換回路Ｃと、Ａ／
Ｄ変換部Ｄとにより構成される。入力部Ａは、測
定信号源１よりの正弦波測定信号Viとパルス発生
器３よりのパルス信号VPとを加算器５により加
算し、被測定素子８，ZXが接続される一方の端
子７に加算信号を印加する。電流−電圧変換回路
Ｂは一方の入力端子が被測定素子８の他方の端子
に接続され、入出力端子間に帰還抵抗器１１，
R11が接続された高利得高入力インピーダンスを
もつ演算増幅器１３により構成される。スイツチ
１５は増幅器１３の一方の入力端子と接地端子間
に接続され、パルス信号の印加期間中閉結されて
パルス電流をバイパスさせる。よつて被測定素子
８のアドミタンスにほぼ比例した電圧（VC＝
YX・Vi＝（ωC＋Ｇ）Vi）が、増幅器１３の出力
端に発生する。交流−直流変換回路Ｃは、増幅器
１３の出力信号をスイツチ１７を介して受信する
第１入力端子と、移相器２１の出力信号を受信す
る第２入力端子とを有する位相検波器１９と、位
相検波器１９の出力信号を平滑すると共にノイズ
を除去するためのフイルタ２３より構成される。
スイツチ１７はパルス印加期間中は開放される。
なおスイツチ１７は必ずしも必要ではない。移相
器２１は測定信号源１の出力信号を受信し、同相
のまたは90゜移相した信号を発生する。またフイ
ルタ２３の時定数が被測定現象（過渡現象容量変
化）の速度に応じて変えられる。よつてフイルタ
２３の出力端２５には被測定素子８の容量値また
は損失分を表わす直流信号が発生する。Ａ／Ｄ変
換部Ｄは端子２５における信号を選択的にサンプ
ルするスイツチ２７とＡ／Ｄ変換回路２９とによ
り構成される。スイツチ２７はパルス信号印加に
よる容量変化発生時点よりある選択した時間経過
後に、ある期間中閉結され端子２５における信号
をサンプルする。
圧変換回路Ｂと、交流−直流変換回路Ｃと、Ａ／
Ｄ変換部Ｄとにより構成される。入力部Ａは、測
定信号源１よりの正弦波測定信号Viとパルス発生
器３よりのパルス信号VPとを加算器５により加
算し、被測定素子８，ZXが接続される一方の端
子７に加算信号を印加する。電流−電圧変換回路
Ｂは一方の入力端子が被測定素子８の他方の端子
に接続され、入出力端子間に帰還抵抗器１１，
R11が接続された高利得高入力インピーダンスを
もつ演算増幅器１３により構成される。スイツチ
１５は増幅器１３の一方の入力端子と接地端子間
に接続され、パルス信号の印加期間中閉結されて
パルス電流をバイパスさせる。よつて被測定素子
８のアドミタンスにほぼ比例した電圧（VC＝
YX・Vi＝（ωC＋Ｇ）Vi）が、増幅器１３の出力
端に発生する。交流−直流変換回路Ｃは、増幅器
１３の出力信号をスイツチ１７を介して受信する
第１入力端子と、移相器２１の出力信号を受信す
る第２入力端子とを有する位相検波器１９と、位
相検波器１９の出力信号を平滑すると共にノイズ
を除去するためのフイルタ２３より構成される。
スイツチ１７はパルス印加期間中は開放される。
なおスイツチ１７は必ずしも必要ではない。移相
器２１は測定信号源１の出力信号を受信し、同相
のまたは90゜移相した信号を発生する。またフイ
ルタ２３の時定数が被測定現象（過渡現象容量変
化）の速度に応じて変えられる。よつてフイルタ
２３の出力端２５には被測定素子８の容量値また
は損失分を表わす直流信号が発生する。Ａ／Ｄ変
換部Ｄは端子２５における信号を選択的にサンプ
ルするスイツチ２７とＡ／Ｄ変換回路２９とによ
り構成される。スイツチ２７はパルス信号印加に
よる容量変化発生時点よりある選択した時間経過
後に、ある期間中閉結され端子２５における信号
をサンプルする。
Ａ／Ｄ変換器２９はサンプルされた直流電圧を
デジタル値に変換すると共に容量値Ｃを計算す
る。
デジタル値に変換すると共に容量値Ｃを計算す
る。
制御回路２８は、パルス発生器３のパルス発生
動作、スイツチ１５，１７，２７の開放閉結動
作、移相器２１の移相動作、フイルタ２３の時定
数の選択等を制御する。
動作、スイツチ１５，１７，２７の開放閉結動
作、移相器２１の移相動作、フイルタ２３の時定
数の選択等を制御する。
上記のように構成された従来装置は以下のよう
に動作する。第２図は第１図に示した装置の動作
説明図である。図において、ａはパルス発生器３
の出力信号VPであり、これを被測定素子８（例
えばダイオード）に印加すると、その容量値Ｃは
ｂに示すように定常値COを基準にして指数関数
的に変化する。スイツチ１５はｃのようにパルス
印加期間中のみ閉結されてパルスによる変化電流
をバイパスさせ、一方スイツチ１７はパルス終了
後に閉結され、例えばＣがCOに戻る期間中閉結
される。よつてパルス終了後には測定信号Viのみ
が被測定素子８に印加され、増幅器１３の出力端
には被測定素子８のアドミタンスにほぼ比例した
電圧VCが発生する。被測定素子８の容量値を測
定する場合には移相器２１は入力信号を90゜移相
する。よつて位相検波器１９の出力には容量値に
比例した大きさをもつｅのような信号が発生す
る。そしてフイルタ２３の出力端２５にはｆの実
線で示す電圧、即ちフイルタの時定数により遅延
された信号が発生する。時定数はｂで示した容量
値の時間的特性に応じて変化されるけれども、こ
の遅延は除去することができない。スイツチ２７
はパルス終了時刻tOより時間tdだけ遅れた時刻tD
（tdは制御回路２８により所望の値に選択設定が
可能である。）を中心として一定期間ti〓だけ閉結
され、出力アナログ信号VOがサンプルされる。
サンプル値はホールドされＡ／Ｄ変換器２９によ
りデジタル信号に変換されると共に演算処理され
て容量値、損失等が検出表示される。
に動作する。第２図は第１図に示した装置の動作
説明図である。図において、ａはパルス発生器３
の出力信号VPであり、これを被測定素子８（例
えばダイオード）に印加すると、その容量値Ｃは
ｂに示すように定常値COを基準にして指数関数
的に変化する。スイツチ１５はｃのようにパルス
印加期間中のみ閉結されてパルスによる変化電流
をバイパスさせ、一方スイツチ１７はパルス終了
後に閉結され、例えばＣがCOに戻る期間中閉結
される。よつてパルス終了後には測定信号Viのみ
が被測定素子８に印加され、増幅器１３の出力端
には被測定素子８のアドミタンスにほぼ比例した
電圧VCが発生する。被測定素子８の容量値を測
定する場合には移相器２１は入力信号を90゜移相
する。よつて位相検波器１９の出力には容量値に
比例した大きさをもつｅのような信号が発生す
る。そしてフイルタ２３の出力端２５にはｆの実
線で示す電圧、即ちフイルタの時定数により遅延
された信号が発生する。時定数はｂで示した容量
値の時間的特性に応じて変化されるけれども、こ
の遅延は除去することができない。スイツチ２７
はパルス終了時刻tOより時間tdだけ遅れた時刻tD
（tdは制御回路２８により所望の値に選択設定が
可能である。）を中心として一定期間ti〓だけ閉結
され、出力アナログ信号VOがサンプルされる。
サンプル値はホールドされＡ／Ｄ変換器２９によ
りデジタル信号に変換されると共に演算処理され
て容量値、損失等が検出表示される。
しかしながら上述した装置は以下のような欠点
を有する。(1)、電流−電圧変換回路Ｂは基本的に
演算増幅器のみによつて構成されているので、測
定信号源１の周波数が高周波（例えば1MHz）に
なると、演算増幅器単独では高い変換確度を維持
するのに必要な高利得が実現できず、被測定素子
８に流れる電流値と帰還抵抗器１１に流れる電流
値とは完全に等しくならず、そのため測定誤差を
発生する。(2)、フイルタ２３を用いているため第
２図ｆのように時間遅れが発生し、△Ｖの誤差が
発生し、時刻tDにおける正確な値を測定できな
い。(3)、被測定素子の時間的特性に応じてフイル
タ２３の時定数を変化させねばならない。(4)、
Ａ／Ｄ変換部Ｄはフイルタ２３の出力アナログ信
号のみを検出しているので、測定信号Viが変動す
ると測定誤差が発生する。
を有する。(1)、電流−電圧変換回路Ｂは基本的に
演算増幅器のみによつて構成されているので、測
定信号源１の周波数が高周波（例えば1MHz）に
なると、演算増幅器単独では高い変換確度を維持
するのに必要な高利得が実現できず、被測定素子
８に流れる電流値と帰還抵抗器１１に流れる電流
値とは完全に等しくならず、そのため測定誤差を
発生する。(2)、フイルタ２３を用いているため第
２図ｆのように時間遅れが発生し、△Ｖの誤差が
発生し、時刻tDにおける正確な値を測定できな
い。(3)、被測定素子の時間的特性に応じてフイル
タ２３の時定数を変化させねばならない。(4)、
Ａ／Ｄ変換部Ｄはフイルタ２３の出力アナログ信
号のみを検出しているので、測定信号Viが変動す
ると測定誤差が発生する。
第３図は本発明の一実施例による容量あるいは
他のパラメータの測定装置のブロツク図である。
第１図の装置と同一部分には同一符号を付して示
した。本装置は、入力部Ａと、サンプリング積分
形変調増幅器Ｈを含む電流−電圧変換回路Ｅと、
被測定信号VTと基準信号VRとを選択的に導入し、
VTおよびVRを選択的に位相検波する交流−直流
変換回路Ｇを含み、VTとVRのベクトル電圧比を
求める積分形（デユアル・スロープ）ベクトル電
圧比測定回路Ｆとにより構成される。
他のパラメータの測定装置のブロツク図である。
第１図の装置と同一部分には同一符号を付して示
した。本装置は、入力部Ａと、サンプリング積分
形変調増幅器Ｈを含む電流−電圧変換回路Ｅと、
被測定信号VTと基準信号VRとを選択的に導入し、
VTおよびVRを選択的に位相検波する交流−直流
変換回路Ｇを含み、VTとVRのベクトル電圧比を
求める積分形（デユアル・スロープ）ベクトル電
圧比測定回路Ｆとにより構成される。
入力部Ａは第１図のものと同一であり、被測定
素子８の正弦波信号（基準信号）VR（1MHz）と
パルス信号VPとの加算信号を供給する。電流−
電圧変換回路Ｅは被測定素子８に流れる電流i1と
帰還抵抗器３１に流れる電流i2とが完全に等しく
なるように制御する、いわゆるブリツジ回路であ
る。被測定素子８が接続される他方の端子９に生
じた信号は増幅器３３、スイツチ３９および増幅
器４１を介してサンプリング積分形変調増幅器Ｈ
に印加される。増幅器３３の反転入力端子は端子
９に接続されると共に、スイツチ３７を介して接
地端子に接続される。サンプリング積分形変調増
幅器Ｈは、第１位相検波器４３、スイツチ４９、
第１積分器５３および第１変調器５７より成る第
１直列回路と、第２位相検波器４５、スイツチ５
１、第２積分器５５および第２変調器５９より成
る第２直列回路と、増幅器４１の出力信号を第
１、第２直列回路に印加する手段と、第１、第２
直列回路の出力信号を加算する加算回路６３と、
加算信号を増幅器６５および帰還抵抗器３１を介
して増幅器３３の反転入力端子に印加する手段
と、基準信号VRと同相および90゜移相した信号を
第１、第２位相検波器４３，４５および第１、第
２変調器５７，５９に印加する第１、第２移相器
４７，６１を含む。したがつて、増幅器４１の出
力交流信号は第１、第２位相検波器４３，４５で
直流に交換された後、第１、第２変調器５７，５
９で交流に変換され、帰還抵抗器３１を介して増
幅器３３に帰還される。したがつて、電流−電圧
変換回路Ｅは交流−直流−交流変換を行うもので
あり極めて高利得を有することになる。交流−直
流変換回路Ｇは電流−電圧変換回路Ｅの出力信号
VTと基準信号VRとを選択し、増幅器７３を介し
て位相検波器７５の一方の入力端子に印加するス
イツチ７１と、基準信号VRと同相または90゜（また
は180゜）移相した信号を位相検波器７５の他方の
入力端子に印加する移相器７７とより構成され
る。交流−直流変換回路Ｇを含む積分形ベクトル
電圧比測定回路Ｆは位相検波器７５の出力直流信
号を積分する積分回路７９と、比較器８１と、デ
ジタル論理回路８３とを含む。制御回路８５は、
パルス発生器３のパルス印加動作、各スイツチの
開閉動作、移相器７７の移相動作、論理回路８３
の計数動作等を制御する。
素子８の正弦波信号（基準信号）VR（1MHz）と
パルス信号VPとの加算信号を供給する。電流−
電圧変換回路Ｅは被測定素子８に流れる電流i1と
帰還抵抗器３１に流れる電流i2とが完全に等しく
なるように制御する、いわゆるブリツジ回路であ
る。被測定素子８が接続される他方の端子９に生
じた信号は増幅器３３、スイツチ３９および増幅
器４１を介してサンプリング積分形変調増幅器Ｈ
に印加される。増幅器３３の反転入力端子は端子
９に接続されると共に、スイツチ３７を介して接
地端子に接続される。サンプリング積分形変調増
幅器Ｈは、第１位相検波器４３、スイツチ４９、
第１積分器５３および第１変調器５７より成る第
１直列回路と、第２位相検波器４５、スイツチ５
１、第２積分器５５および第２変調器５９より成
る第２直列回路と、増幅器４１の出力信号を第
１、第２直列回路に印加する手段と、第１、第２
直列回路の出力信号を加算する加算回路６３と、
加算信号を増幅器６５および帰還抵抗器３１を介
して増幅器３３の反転入力端子に印加する手段
と、基準信号VRと同相および90゜移相した信号を
第１、第２位相検波器４３，４５および第１、第
２変調器５７，５９に印加する第１、第２移相器
４７，６１を含む。したがつて、増幅器４１の出
力交流信号は第１、第２位相検波器４３，４５で
直流に交換された後、第１、第２変調器５７，５
９で交流に変換され、帰還抵抗器３１を介して増
幅器３３に帰還される。したがつて、電流−電圧
変換回路Ｅは交流−直流−交流変換を行うもので
あり極めて高利得を有することになる。交流−直
流変換回路Ｇは電流−電圧変換回路Ｅの出力信号
VTと基準信号VRとを選択し、増幅器７３を介し
て位相検波器７５の一方の入力端子に印加するス
イツチ７１と、基準信号VRと同相または90゜（また
は180゜）移相した信号を位相検波器７５の他方の
入力端子に印加する移相器７７とより構成され
る。交流−直流変換回路Ｇを含む積分形ベクトル
電圧比測定回路Ｆは位相検波器７５の出力直流信
号を積分する積分回路７９と、比較器８１と、デ
ジタル論理回路８３とを含む。制御回路８５は、
パルス発生器３のパルス印加動作、各スイツチの
開閉動作、移相器７７の移相動作、論理回路８３
の計数動作等を制御する。
次に本発明装置の動作を説明する。第４図は第
３図に示した装置の動作説明図である。被測定素
子８はダイオードと仮定する。パルス信号VPａ
を印加するとダイオード８の容量値Ｃは定常値
COよりｂのように指数関数的に変化するとする。
スイツチ３７ｃは図示するように少なくともパル
スVPの期間中は閉結され、被測定素子８に流れ
る電流i1を接地端子に流し、電流−電圧変換器Ｅ
の動作を不能にする。パルスVPの終了後スイツ
チ３７は開放されると共に、パルスVPの終了後、
次のパルスVPまでのある期間中スイツチ３９ｄ
が閉結され、電流−電圧変換回路Ｅが動作する。
このときダイオード８には基準信号VRによる電
流が流れ、この電流の大きさi1はダイオード８の
アドミタンス（jωc＋Ｇ）に比例する。電流−電
圧変換回路Ｅは極めて高利得を有するので増幅器
３３に流れる誤差電流i3が零になる（平衡状態）
ように、換言すればi1が帰還抵抗器３１に流れる
電流i2に等しくなるように制御する。不平衡状態
（i3≠０）において、電流i3は増幅器３３により電
圧に変換され、増幅器４１により増幅された後、
サンプリング積分形変調増幅器Ｈに印加される。
第１直列回路は、第１位相検波器４３によつて、
誤差信号のうち基準信号VRと同相成分を検出し、
この成分を積分器５３によりホールドした後、第
１変調器５７により交流信号に変換する。一方第
２直列回路は、第２位相検波器４５によつて、誤
差信号のうち基準信号VRと90゜移相信号を検出し、
この成分を積分器５５によりホールドした後、第
２変調器５９により交流信号に変換する。誤差信
号の大きさを表わす２個の交流信号は加算回路６
３で加算され、増幅器６５により増幅された後、
帰還抵抗器３１を介して帰還される。スイツチ４
９，５１は、ｅ図に示すように、パルスVPの終
了時刻tOより、選択した遅延時間tdだけ遅れた時
刻tDを中心にして一定期間ti〓（例えば2μs）だけ閉
結される。即ち、第１、第２位相検波器４３，４
５の出力信号はスイツチ４９，５１によりサンプ
ルされて第１、第２積分器５３，５５に印加され
る。そしてスイツチ４９，５１により信号がサン
プルされた後ある期間経過後次のパルスVPが印
加される。したがつて、増幅器６５の出力信号
VTは、ｆ図に示すように複数回のサンプルの後
（例えば１〜２ｍｓ後）一定振幅に到達する。こ
の状態が平衡状態である。ここで、電流−電圧変
換回路Ｅの利得は非常に高いので、誤差電流i3＝
０となり、i1＝i2＝（jωC＋Ｇ）VRとなる。したが
つてVT＝i2・R31＝i1・R31＝（jωC＋Ｇ）VR・R31
となる。そしてVTは第１図の装置とは異なり、
選択した時刻tDにおける被測定素子のアドミタン
スに比例した電圧で、且つ一定振幅の交流正弦波
信号となる。即ち、容量を測定したい時刻tDは、
従来装置とは異なり、電流−電圧変換回路Ｅ中の
スイツチ４９，５１のサンプル時刻により決定さ
れる。このサンプル期間中に被測定素子に流れる
電流が電圧に変換されて測定される。初期状態に
おいて、スイツチ７１はＴ側に接続され信号VT
を選択し、信号VTが位相検波器７５の一方の入
力端子に印加される。位相検波器７５の他方の入
力端子には、移相器７７により基準信号VRを90゜
移相した信号が印加される。よつて信号VTのう
ち90゜成分VTaが検出され、デユアルスロープ形積
分回路７９に印加される。積分回路７９は、第５
図に示すように、基準信号VRの周期の整数倍の
一定期間thだけ充電動作を行う。一定期間経過
後、スイツチ７１はＲ側に接続される。そして移
相器７７は基準信号Viと同相信号を送出するよう
に制御される。よつて位相検波器７９の出力には
信号VRが発生し、放電動作が行なわれる。積分
回路７９の出力電圧が零ボルトになつたことが比
較器８１により検出され、論理回路８３は放電期
間trを計算する。
３図に示した装置の動作説明図である。被測定素
子８はダイオードと仮定する。パルス信号VPａ
を印加するとダイオード８の容量値Ｃは定常値
COよりｂのように指数関数的に変化するとする。
スイツチ３７ｃは図示するように少なくともパル
スVPの期間中は閉結され、被測定素子８に流れ
る電流i1を接地端子に流し、電流−電圧変換器Ｅ
の動作を不能にする。パルスVPの終了後スイツ
チ３７は開放されると共に、パルスVPの終了後、
次のパルスVPまでのある期間中スイツチ３９ｄ
が閉結され、電流−電圧変換回路Ｅが動作する。
このときダイオード８には基準信号VRによる電
流が流れ、この電流の大きさi1はダイオード８の
アドミタンス（jωc＋Ｇ）に比例する。電流−電
圧変換回路Ｅは極めて高利得を有するので増幅器
３３に流れる誤差電流i3が零になる（平衡状態）
ように、換言すればi1が帰還抵抗器３１に流れる
電流i2に等しくなるように制御する。不平衡状態
（i3≠０）において、電流i3は増幅器３３により電
圧に変換され、増幅器４１により増幅された後、
サンプリング積分形変調増幅器Ｈに印加される。
第１直列回路は、第１位相検波器４３によつて、
誤差信号のうち基準信号VRと同相成分を検出し、
この成分を積分器５３によりホールドした後、第
１変調器５７により交流信号に変換する。一方第
２直列回路は、第２位相検波器４５によつて、誤
差信号のうち基準信号VRと90゜移相信号を検出し、
この成分を積分器５５によりホールドした後、第
２変調器５９により交流信号に変換する。誤差信
号の大きさを表わす２個の交流信号は加算回路６
３で加算され、増幅器６５により増幅された後、
帰還抵抗器３１を介して帰還される。スイツチ４
９，５１は、ｅ図に示すように、パルスVPの終
了時刻tOより、選択した遅延時間tdだけ遅れた時
刻tDを中心にして一定期間ti〓（例えば2μs）だけ閉
結される。即ち、第１、第２位相検波器４３，４
５の出力信号はスイツチ４９，５１によりサンプ
ルされて第１、第２積分器５３，５５に印加され
る。そしてスイツチ４９，５１により信号がサン
プルされた後ある期間経過後次のパルスVPが印
加される。したがつて、増幅器６５の出力信号
VTは、ｆ図に示すように複数回のサンプルの後
（例えば１〜２ｍｓ後）一定振幅に到達する。こ
の状態が平衡状態である。ここで、電流−電圧変
換回路Ｅの利得は非常に高いので、誤差電流i3＝
０となり、i1＝i2＝（jωC＋Ｇ）VRとなる。したが
つてVT＝i2・R31＝i1・R31＝（jωC＋Ｇ）VR・R31
となる。そしてVTは第１図の装置とは異なり、
選択した時刻tDにおける被測定素子のアドミタン
スに比例した電圧で、且つ一定振幅の交流正弦波
信号となる。即ち、容量を測定したい時刻tDは、
従来装置とは異なり、電流−電圧変換回路Ｅ中の
スイツチ４９，５１のサンプル時刻により決定さ
れる。このサンプル期間中に被測定素子に流れる
電流が電圧に変換されて測定される。初期状態に
おいて、スイツチ７１はＴ側に接続され信号VT
を選択し、信号VTが位相検波器７５の一方の入
力端子に印加される。位相検波器７５の他方の入
力端子には、移相器７７により基準信号VRを90゜
移相した信号が印加される。よつて信号VTのう
ち90゜成分VTaが検出され、デユアルスロープ形積
分回路７９に印加される。積分回路７９は、第５
図に示すように、基準信号VRの周期の整数倍の
一定期間thだけ充電動作を行う。一定期間経過
後、スイツチ７１はＲ側に接続される。そして移
相器７７は基準信号Viと同相信号を送出するよう
に制御される。よつて位相検波器７９の出力には
信号VRが発生し、放電動作が行なわれる。積分
回路７９の出力電圧が零ボルトになつたことが比
較器８１により検出され、論理回路８３は放電期
間trを計算する。
よつて、VTa・th＝ωC・VR・R31・th＝VR・tr
ωC＝１／R31・tr／th
よつて、trを求めれば容量値Ｃを求めることが
できる。そしてVTとTRのベクトル比を求めてい
るから、測定信号VRの大きさは測定値に無関係
となる。Ｃの値は論理回路８３により表示され
る。
できる。そしてVTとTRのベクトル比を求めてい
るから、測定信号VRの大きさは測定値に無関係
となる。Ｃの値は論理回路８３により表示され
る。
なお損失分を測定する場合には、位相検波器７
５の他方の入力端子に信号VRと同相成分を印加
して、位相弁別し、充電動作を行うことは勿論で
ある。
５の他方の入力端子に信号VRと同相成分を印加
して、位相弁別し、充電動作を行うことは勿論で
ある。
なお、パルス信号VPを印加せず、測定信号Vi
のみを印加して測定する場合には、スイツチ３７
を常時開放、スイツチ３９，４９，５１を常時閉
結すればよい。また被測定素子の容量を測定する
場合について説明したが、時間的に変化する他の
パラメータを測定できることは勿論である。
のみを印加して測定する場合には、スイツチ３７
を常時開放、スイツチ３９，４９，５１を常時閉
結すればよい。また被測定素子の容量を測定する
場合について説明したが、時間的に変化する他の
パラメータを測定できることは勿論である。
第６図は本発明の他の実施例による容量あるい
は他のパラメータの測定測置のブロツク図であ
る。第３図の装置と同一部分には同一符号を付し
て示した。第６図の装置が第３図の装置と異なる
部分は、第３図の積分形ベクトル電圧比測定回路
Ｆの代りにサンプリング積分形ベクトル電圧比測
定回路Ｊを用いたことである。即ち位相検波器７
５と積分回路７９との間にスイツチ８７が接続さ
れる。
は他のパラメータの測定測置のブロツク図であ
る。第３図の装置と同一部分には同一符号を付し
て示した。第６図の装置が第３図の装置と異なる
部分は、第３図の積分形ベクトル電圧比測定回路
Ｆの代りにサンプリング積分形ベクトル電圧比測
定回路Ｊを用いたことである。即ち位相検波器７
５と積分回路７９との間にスイツチ８７が接続さ
れる。
サンプリング積分形ベクトル電圧比測定回路Ｊ
を使用する目的は、電流−電圧変換回路Ｅが平衡
状態に達した後、その出力電圧VTがノイズ、ド
リフト等によつて変動したとしても、それに影響
されず正確な測定を行うためである。
を使用する目的は、電流−電圧変換回路Ｅが平衡
状態に達した後、その出力電圧VTがノイズ、ド
リフト等によつて変動したとしても、それに影響
されず正確な測定を行うためである。
初期状態において、スイツチ７１は接点Ｔに接
続される。スイツチ８７は第４図ｈに示すよう
に、電流−電圧変換回路Ｅの出力電圧VTがほぼ
一定値になつた後、スイツチ４９，５１と同期し
てまたはある時間遅れて、ある期間（ti〓、例えば
2μs）閉結され、位相検波器７５の出力信号をサ
ンプルする。したがつて積分回路７９の充電動作
は第７図に示したように行なわれる。例えば充電
期間におけるサンプル数ｎ、ti〓＝2μs、nti〓＝10ｍ
ｓとすると5000回のサンプル（ｎ＝5000）が行な
われる。なおnti〓＝10ｍｓとなるように、ti〓の値
に合わせてｎの値が決定される。放電動作はスイ
ツチ８７を閉結して第３図と同様に行なわれる。
よつて VTa・nti〓＝ωC・VR・R31・nti〓 ＝VR・trωC＝１／R31・tr／nti〓 となり、trを求めることにより被測定素子８の容
量値Ｃを求めることができる。
続される。スイツチ８７は第４図ｈに示すよう
に、電流−電圧変換回路Ｅの出力電圧VTがほぼ
一定値になつた後、スイツチ４９，５１と同期し
てまたはある時間遅れて、ある期間（ti〓、例えば
2μs）閉結され、位相検波器７５の出力信号をサ
ンプルする。したがつて積分回路７９の充電動作
は第７図に示したように行なわれる。例えば充電
期間におけるサンプル数ｎ、ti〓＝2μs、nti〓＝10ｍ
ｓとすると5000回のサンプル（ｎ＝5000）が行な
われる。なおnti〓＝10ｍｓとなるように、ti〓の値
に合わせてｎの値が決定される。放電動作はスイ
ツチ８７を閉結して第３図と同様に行なわれる。
よつて VTa・nti〓＝ωC・VR・R31・nti〓 ＝VR・trωC＝１／R31・tr／nti〓 となり、trを求めることにより被測定素子８の容
量値Ｃを求めることができる。
上記のように、例えば第４図ｆの点Ｂ，Ｃ，…
における電圧がノイズ、ドリフト等で変動したと
しても、信号VTを多数回サンプルして積分する
ので（平均動作）、これらノイズ、ドリフト等の
影響を除去することができる。電流−電圧変換回
路Ｅが平衡状態に達した後でも、電流−電圧変換
回路Ｅのノイズ等により点Ｂ，Ｃ，…における値
（各パルスVPの印加後のスイツチ４９，５１の閉
結動作に対応した各平衡状態の値）は異なること
があるので、この平均動作によりノイズ等の影響
が除去される。
における電圧がノイズ、ドリフト等で変動したと
しても、信号VTを多数回サンプルして積分する
ので（平均動作）、これらノイズ、ドリフト等の
影響を除去することができる。電流−電圧変換回
路Ｅが平衡状態に達した後でも、電流−電圧変換
回路Ｅのノイズ等により点Ｂ，Ｃ，…における値
（各パルスVPの印加後のスイツチ４９，５１の閉
結動作に対応した各平衡状態の値）は異なること
があるので、この平均動作によりノイズ等の影響
が除去される。
以上説明したことより明らかなように、本発明
はフイルタを使用していないので、フイルタによ
る遅延時間は発生せず、パルス印加後のある選択
した時刻におけるパラメータを正確に、特にこの
パラメータの変化が時間的に速い過渡現象であつ
ても正確に測定することができる。また被測定素
子に流れる電流の大きさを高精度で電圧に変換で
き、また測定信号の振幅変動には無関係であるの
で高精度の測定を行うことができる。また交流−
直流変換回路の位相検波された出力信号中にノイ
ズやリツプルがあつたとしてもこれらの影響を受
けることはない。
はフイルタを使用していないので、フイルタによ
る遅延時間は発生せず、パルス印加後のある選択
した時刻におけるパラメータを正確に、特にこの
パラメータの変化が時間的に速い過渡現象であつ
ても正確に測定することができる。また被測定素
子に流れる電流の大きさを高精度で電圧に変換で
き、また測定信号の振幅変動には無関係であるの
で高精度の測定を行うことができる。また交流−
直流変換回路の位相検波された出力信号中にノイ
ズやリツプルがあつたとしてもこれらの影響を受
けることはない。
第１図は従来の容量測定装置のブロツク図、第
２図は第１図に示した装置の動作説明図、第３図
は本発明の一実施例による容量あるいは他のパラ
メータの測定装置のブロツク図、第４図は第３図
に示した装置の動作説明図、第５図は第３図に示
したベクトル電圧比測定回路の動作説明図、第６
図は本発明の他の実施例による容量あるいは他の
パラメータの測定装置のブロツク図、第７図は第
６図に示したサンプリング積分形ベクトル電圧比
測定回路の動作説明図である。 １：測定信号源、３：パルス発生器、５：加算
器、８：被測定素子、１１：帰還抵抗器、１５，
１７，２７：スイツチ、２１：移相器、１９：位
相検波器、２３：フイルタ、２９：Ａ／Ｄ変換
器、３７，３９，４９，５１，７１：スイツチ、
４３，４５：位相検波器、５３，５５：積分器、
５７，５９：変調器、６３：加算回路、４７，６
１：移相器、７３：増幅器、７５：位相検波器、
７７：移相器、７９：積分回路、８１：比較器、
８３：論理回路、８５：制御回路。
２図は第１図に示した装置の動作説明図、第３図
は本発明の一実施例による容量あるいは他のパラ
メータの測定装置のブロツク図、第４図は第３図
に示した装置の動作説明図、第５図は第３図に示
したベクトル電圧比測定回路の動作説明図、第６
図は本発明の他の実施例による容量あるいは他の
パラメータの測定装置のブロツク図、第７図は第
６図に示したサンプリング積分形ベクトル電圧比
測定回路の動作説明図である。 １：測定信号源、３：パルス発生器、５：加算
器、８：被測定素子、１１：帰還抵抗器、１５，
１７，２７：スイツチ、２１：移相器、１９：位
相検波器、２３：フイルタ、２９：Ａ／Ｄ変換
器、３７，３９，４９，５１，７１：スイツチ、
４３，４５：位相検波器、５３，５５：積分器、
５７，５９：変調器、６３：加算回路、４７，６
１：移相器、７３：増幅器、７５：位相検波器、
７７：移相器、７９：積分回路、８１：比較器、
８３：論理回路、８５：制御回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ (イ) 測定信号にパルス信号を所定間隔で繰返
し加算した加算信号を被測定素子に印加する手
段と、 (ロ) それぞれ位相検波器、積分器、変調器を含み
入力交流信号の0゜、90゜成分を交流−直流−交
流変換する第１、第２変換回路、前記第１、第
２変換回路の出力信号を加算する加算器、前記
加算器の出力信号を前記被測定素子に帰還する
帰還手段、前記各パルス信号の印加終了後の選
択した時刻に所定期間付勢されるサンプルスイ
ツチ手段を有するサンプリング積分形変調増幅
器および前記被測定素子に流れる電流と前記帰
還手段に流れる電流との差電流を表わす信号を
前記位相検波器に与える手段とで構成され、前
記被測定素子に流れる電流と前記帰還手段に流
れる電流とが等しくなるように制御し、前記サ
ンプルスイツチ手段の付勢期間中に前記被測定
素子に流れる電流を電圧に変換する電流−電圧
変換回路と、 (ハ) スイツチ手段、位相検波器、積分回路を含
み、前記スイツチ手段により前記電流−電圧変
換回路の出力信号と前記測定信号とを選択的に
前記位相検波器に導入しこれら信号を位相検波
して交流−直流変換を行ない、前記位相検波器
の出力信号が印加される前記積分回路の充放電
動作により前記電流−電圧変換回路の出力信号
と前記測定信号とのベクトル電圧比を求めるベ
クトル電圧比測定回路とより成り、 前記サンプルスイツチ手段の付勢期間中に前記
被測定素子に流れる電流の大きさより前記被測定
素子の容量あるいは他のパラメータを測定する装
置。 ２ (イ) 測定信号にパルス信号を所定間隔で繰返
し加算した加算信号を被測定素子に印加する手
段と、 (ロ) それぞれ位相検波器、積分器、変調器を含み
入力交流信号の0゜、90゜成分を交流−直流−交
流変換する第１、第２変換回路、前記第１、第
２変換回路の出力信号を加算する加算器、前記
加算器の出力信号を前記被測定素子に帰還する
帰還手段、前記各パルス信号の印加終了後の選
択した時刻に所定期間付勢される第１サンプル
スイツチ手段を有するサンプリング積分形変調
増幅器および前記被測定素子に流れる電流と前
記帰還手段に流れる電流との差電流を表わす信
号を前記位相検波器に与える手段とで構成さ
れ、前記被測定素子に流れる電流と前記帰還手
段に流れる電流とが等しくなるように制御し、
前記第１サンプルスイツチ手段の付勢期間中に
前記被測定素子に流れる電流を電圧に変換する
電流−電圧変換回路と、 (ハ) スイツチ手段、位相検波器、積分回路、前記
各パルス信号の印加終了後に所定期間付勢され
る第２サンプルスイツチ手段を含み、前記スイ
ツチ手段により前記電流−電圧変換回路の出力
信号と前記測定信号とを選択的に前記位相検波
器に導入しこれら信号を位相検波して交流−直
流変換を行ない、直流変換された前記出力信号
を前記第２サンプルスイツチ手段により複数回
サンプルして前記積分回路により充電動作を行
ない、そして直流変換された前記測定信号によ
り放電動作を行ない前記電流−電圧変換回路の
出力信号と前記測定信号とのベクトル電圧比を
求める積分形ベクトル電圧比測定回路とより成
り、 前記第１サンプルスイツチ手段の付勢期間中に
前記被測定素子に流れる電流の大きさより前記被
測定素子の容量あるいは他のパラメータを測定す
る装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56173854A JPS5875074A (ja) | 1981-10-30 | 1981-10-30 | 容量あるいは他のパラメ−タの測定装置 |
| US06/435,437 US4481464A (en) | 1981-10-30 | 1982-10-20 | Apparatus for measuring time variant device impedance |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56173854A JPS5875074A (ja) | 1981-10-30 | 1981-10-30 | 容量あるいは他のパラメ−タの測定装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5875074A JPS5875074A (ja) | 1983-05-06 |
| JPH0130430B2 true JPH0130430B2 (ja) | 1989-06-20 |
Family
ID=15968376
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56173854A Granted JPS5875074A (ja) | 1981-10-30 | 1981-10-30 | 容量あるいは他のパラメ−タの測定装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4481464A (ja) |
| JP (1) | JPS5875074A (ja) |
Families Citing this family (20)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62204166A (ja) * | 1986-03-04 | 1987-09-08 | Yokogawa Hewlett Packard Ltd | ベクトル電圧比測定装置 |
| JP2554511B2 (ja) * | 1987-11-30 | 1996-11-13 | 日本ヒューレット・パッカード株式会社 | ベクトル電流計 |
| US4947130A (en) * | 1987-12-23 | 1990-08-07 | Advantest Corporation | Impedance measuring apparatus |
| JP2720970B2 (ja) * | 1988-01-29 | 1998-03-04 | 日本ヒューレット・パッカード株式会社 | 測定器 |
| GB8810226D0 (en) * | 1988-04-29 | 1988-06-02 | Nat Res Dev | Apparatus & method for determining permittivity of samples of material over wide frequency band |
| JPH026268U (ja) * | 1988-06-28 | 1990-01-16 | ||
| US4906939A (en) * | 1988-12-16 | 1990-03-06 | E. I. Du Pont De Nemours And Company | Device for automatically ascertaining capacitor breakdown voltage |
| US4931721A (en) * | 1988-12-22 | 1990-06-05 | E. I. Du Pont De Nemours And Company | Device for automatically ascertaining capacitance, dissipation factor and insulation resistance of a plurality of capacitors |
| US5165051A (en) * | 1990-05-15 | 1992-11-17 | The United States Of America As Represented By The Administrator Of The National Aeronautics And Space Administration | Modified fast frequency acquisition via adaptive least squares algorithm |
| US5404109A (en) * | 1991-09-20 | 1995-04-04 | Itt Corporation | Method and apparatus for testing circuits containing active devices |
| KR0175839B1 (ko) * | 1992-08-04 | 1999-05-15 | 윤종용 | 전류벡터에 의한 수동소자값의 연산장치 |
| US5504434A (en) * | 1992-12-18 | 1996-04-02 | International Business Machines Corporation | Instrument for the measurement of electrical characteristics during manufacturing processes |
| US5646541A (en) * | 1994-03-24 | 1997-07-08 | Hewlett-Packard Company | Apparatus and method for measuring circuit network |
| GB9415923D0 (en) * | 1994-08-04 | 1994-09-28 | Secretary Trade Ind Brit | Method of and apparatus for calibration |
| JP3367226B2 (ja) * | 1994-10-20 | 2003-01-14 | ソニー・プレシジョン・テクノロジー株式会社 | 変位量検出装置 |
| SE514499C2 (sv) * | 1995-01-13 | 2001-03-05 | Colibri Pro Dev Ab | Metod och anordning för kompensering av elektriska störningar |
| GB9606751D0 (en) * | 1996-03-29 | 1996-06-05 | Robin Electronics Ltd | RCD loop tester |
| EP0884597A3 (en) * | 1997-06-10 | 1999-10-27 | BCF Designs Limited | Method and apparatus for testing frequency dependent electrical circuits |
| JP2007240491A (ja) * | 2006-03-13 | 2007-09-20 | Ntn Corp | 軸受状態検査装置 |
| LU93211B1 (en) | 2016-09-14 | 2018-04-05 | Iee Sa | Method for determining a sense impedance in a guard-sense capacitive sensor |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5676063A (en) * | 1979-11-26 | 1981-06-23 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | Evaluation of semiconductor element |
-
1981
- 1981-10-30 JP JP56173854A patent/JPS5875074A/ja active Granted
-
1982
- 1982-10-20 US US06/435,437 patent/US4481464A/en not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5676063A (en) * | 1979-11-26 | 1981-06-23 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | Evaluation of semiconductor element |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5875074A (ja) | 1983-05-06 |
| US4481464A (en) | 1984-11-06 |
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