JPH0237549B2 - Bekutorudenatsuhikei - Google Patents
BekutorudenatsuhikeiInfo
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- JPH0237549B2 JPH0237549B2 JP14730580A JP14730580A JPH0237549B2 JP H0237549 B2 JPH0237549 B2 JP H0237549B2 JP 14730580 A JP14730580 A JP 14730580A JP 14730580 A JP14730580 A JP 14730580A JP H0237549 B2 JPH0237549 B2 JP H0237549B2
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- voltage ratio
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Links
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 20
- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 17
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Classifications
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R27/00—Arrangements for measuring resistance, reactance, impedance, or electric characteristics derived therefrom
- G01R27/02—Measuring real or complex resistance, reactance, impedance, or other two-pole characteristics derived therefrom, e.g. time constant
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Measurement Of Resistance Or Impedance (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、被測定素子に流れる電流の位相と該
素子に印加された電圧の位相を比較することによ
り、被測定素子のインピーダンスを求めるインピ
ーダンス測定装置等に用いられるベクトル電圧比
計に関する。
素子に印加された電圧の位相を比較することによ
り、被測定素子のインピーダンスを求めるインピ
ーダンス測定装置等に用いられるベクトル電圧比
計に関する。
従来技術によるベクトル電圧比計を用いたイン
ピーダンス測定装置において、被測定素子に流れ
る電流と印加電圧の位相差を求めるため位相検波
器（又は同期検波器とも呼ばれる）が用いられて
きた。しかし前記位相検波器は一定の出力誤差
（位相誤差）を有していた。かかる出力誤差は位
相検波器に導入される二つの入力信号経路による
位相のずれ、及び当該位相検波器自身の有する測
定誤差に起因するもので不可避な測定誤差であつ
た。
ピーダンス測定装置において、被測定素子に流れ
る電流と印加電圧の位相差を求めるため位相検波
器（又は同期検波器とも呼ばれる）が用いられて
きた。しかし前記位相検波器は一定の出力誤差
（位相誤差）を有していた。かかる出力誤差は位
相検波器に導入される二つの入力信号経路による
位相のずれ、及び当該位相検波器自身の有する測
定誤差に起因するもので不可避な測定誤差であつ
た。
また従来のベクトル電圧比計を用いたインピー
ダンス測定装置において知られる如く、損失係数
Ｄ（Ｑの逆数；コンデンサではtanδとなる）を求
める際にその測定精度及び測定分解能を向上させ
ることは困難であつた。
ダンス測定装置において知られる如く、損失係数
Ｄ（Ｑの逆数；コンデンサではtanδとなる）を求
める際にその測定精度及び測定分解能を向上させ
ることは困難であつた。
更に従来技術に係るベクトル電圧比計を用いた
インピーダンス測定装置の多くには電圧測定用の
積分回路が含まれているが、かかる積分器に与え
られる位相検波器出力中の脈流分を平滑するた
め、この出力を低域フイルタを通してから積分回
路に与えていた（第４図参照）。そのため特に低
周波低域の測定（例えばコンデンサの容量を120
Hzにおいて測定する場合）において測定時間が長
引くと言う欠点を有していた。この低域フイルタ
を不要とするための各種の構成が考えられてい
た。しかしながらこれらのうちのある種の構成で
は複雑な動作手順を必要とするために高速化がい
ま一つ不充分であつたり、また他の構成では積分
器中のコンデンサ等の値の誤差・経年変化が測定
精度に影響を与えるというような問題点があつ
た。
インピーダンス測定装置の多くには電圧測定用の
積分回路が含まれているが、かかる積分器に与え
られる位相検波器出力中の脈流分を平滑するた
め、この出力を低域フイルタを通してから積分回
路に与えていた（第４図参照）。そのため特に低
周波低域の測定（例えばコンデンサの容量を120
Hzにおいて測定する場合）において測定時間が長
引くと言う欠点を有していた。この低域フイルタ
を不要とするための各種の構成が考えられてい
た。しかしながらこれらのうちのある種の構成で
は複雑な動作手順を必要とするために高速化がい
ま一つ不充分であつたり、また他の構成では積分
器中のコンデンサ等の値の誤差・経年変化が測定
精度に影響を与えるというような問題点があつ
た。
よつて本発明の目的は、位相検波器の測定誤差
を減少させると共に、測定精度及び測定分解能を
向上させた高速型のインピーダンス測定装置を実
現するため等に好適なベクトル電圧比計を提供せ
んとするものである。
を減少させると共に、測定精度及び測定分解能を
向上させた高速型のインピーダンス測定装置を実
現するため等に好適なベクトル電圧比計を提供せ
んとするものである。
以下、図面を用いて本発明を詳述する。
第１図は本発明に係るベクトル電圧比計を用い
ることができるインピーダンス測定装置の動作原
理を説明するためのブロツク図、第２図は第１図
の動作を説明するためのベクトル図である。
ることができるインピーダンス測定装置の動作原
理を説明するためのブロツク図、第２図は第１図
の動作を説明するためのベクトル図である。
第１図において被測定素子２の一方端は基準発
振器（出力電圧E1）４及び第１入力端６に接続
される。被測定素子２の他方端は演算増幅器８の
反転入力端に接続される。前記反転入力端は抵抗
器１０を介して演算増幅器８の出力端に接続され
る。よつて演算増幅器８及び抵抗器１０は、被測
定素子２に流れる電流を電圧に変換するＩ−Ｖコ
ンバータとして働く。そして演算増幅器８の出力
端は第２入力端１２に接続される（出力電圧
E2）。
振器（出力電圧E1）４及び第１入力端６に接続
される。被測定素子２の他方端は演算増幅器８の
反転入力端に接続される。前記反転入力端は抵抗
器１０を介して演算増幅器８の出力端に接続され
る。よつて演算増幅器８及び抵抗器１０は、被測
定素子２に流れる電流を電圧に変換するＩ−Ｖコ
ンバータとして働く。そして演算増幅器８の出力
端は第２入力端１２に接続される（出力電圧
E2）。
スイツチSWは、第１入力端６又は第２入力端
１２のいずれかを選択して位相検波器１４の一方
の入力端に接続する。位相検波器１４の他方の入
力端と第１入力端６の間には、移相器１６が接続
される。ここで移相器１６とは、入力電圧（E1）
の位相をシフト（０、π／２、π、3π／２）し
且つ方形波に整形して送り出す回路であつて従来
技術により構成することができる。位相検波器１
４の出力端には電圧計１８が接続されており、そ
の出力電圧を測定する。なお被測定素子２のイン
ピーダンスを求めるためには、電圧計１８の測定
値に一定の演算をほどこす必要があるが、これら
はマイクロプロセツサ（図示されていない）によ
り行うことができる。
１２のいずれかを選択して位相検波器１４の一方
の入力端に接続する。位相検波器１４の他方の入
力端と第１入力端６の間には、移相器１６が接続
される。ここで移相器１６とは、入力電圧（E1）
の位相をシフト（０、π／２、π、3π／２）し
且つ方形波に整形して送り出す回路であつて従来
技術により構成することができる。位相検波器１
４の出力端には電圧計１８が接続されており、そ
の出力電圧を測定する。なお被測定素子２のイン
ピーダンスを求めるためには、電圧計１８の測定
値に一定の演算をほどこす必要があるが、これら
はマイクロプロセツサ（図示されていない）によ
り行うことができる。
第２図において、ベクトルE1は第１入力端６
に印加される電圧E1、ベクトルE2は第２入力端
１２に印加される電圧E2を表わす。ここでベク
トルE2は被測定素子２に流れる電流の大きさ及
びその位相に対応している。
に印加される電圧E1、ベクトルE2は第２入力端
１２に印加される電圧E2を表わす。ここでベク
トルE2は被測定素子２に流れる電流の大きさ及
びその位相に対応している。
また移相器１６の位相シフト量を零とした場
合、位相検波器１４に印加される電圧E1と移相
器１６の出力電圧の間には、等価的にθ1の位相差
が生じるものとする。即ちこの位相差θ1は、位相
検波器１４の動作が理想的であると仮定した場合
に、移相器１６を含む信号経路に起因して生じた
ものと考えることができる。そのため図示された
基準ベクトルＸは、ベクトルE1と位相差θ1をなす
よう描かれている。
合、位相検波器１４に印加される電圧E1と移相
器１６の出力電圧の間には、等価的にθ1の位相差
が生じるものとする。即ちこの位相差θ1は、位相
検波器１４の動作が理想的であると仮定した場合
に、移相器１６を含む信号経路に起因して生じた
ものと考えることができる。そのため図示された
基準ベクトルＸは、ベクトルE1と位相差θ1をなす
よう描かれている。
ベクトルEYは、ベクトルE1に対して90゜の位相
差を有する。いま被測定素子２がコンデンサとす
ると、ベクトルE2は該コンデンサに流れる電流
を表わすことになる。そして被測定コンデンサの
損失が零のとき（理想的なコンデンサの場合）、
ベクトルE2はベクトルEYと重なりあうことにな
る（90゜の進み電流が流れるため）。よつてベクト
ルE2とEYとの位相差θ4は、誘電損角δ（tanδ＝
tanθ4）を表わすことになる。被測定素子がコイ
ルの場合も同様であり、tanθ4は損失係数Ｄを表
わすことになる。ここで損失係数Ｄは被測定素子
を表わす等価回路により、以下の通りの値を有す
る（計算値の一例を示す）。
差を有する。いま被測定素子２がコンデンサとす
ると、ベクトルE2は該コンデンサに流れる電流
を表わすことになる。そして被測定コンデンサの
損失が零のとき（理想的なコンデンサの場合）、
ベクトルE2はベクトルEYと重なりあうことにな
る（90゜の進み電流が流れるため）。よつてベクト
ルE2とEYとの位相差θ4は、誘電損角δ（tanδ＝
tanθ4）を表わすことになる。被測定素子がコイ
ルの場合も同様であり、tanθ4は損失係数Ｄを表
わすことになる。ここで損失係数Ｄは被測定素子
を表わす等価回路により、以下の通りの値を有す
る（計算値の一例を示す）。
(1) 被測定素子がコンデンサCPと抵抗器RPの並
列等価回路から成るものと仮定した場合、 Ｄ＝１／ωCPRP＝１／Ｑ ω＝2πf である。
列等価回路から成るものと仮定した場合、 Ｄ＝１／ωCPRP＝１／Ｑ ω＝2πf である。
(2) 被測定素子がインダクタLSと抵抗器RSの直
列等価回路から成るものと仮定した場合、 Ｄ＝RS／ωLS＝１／Ｑ である。
列等価回路から成るものと仮定した場合、 Ｄ＝RS／ωLS＝１／Ｑ である。
第３図は、第１図に示された移相器１６及び位
相検波器１４の動作を説明した電圧波形図であ
る。図示された信号イは電圧E1を示し、信号ロ
は移相器１６の位相シフト量を零とした場合の移
相器出力信号を示している。これら信号イ，ロの
間には、第２図において説明した如く、位相差θ1
が生じている。そしてスイツチSWが第１入力端
６側に倒されているとき位相検波器１４からは、
検波信号ハが送り出される。これを第２図に示し
たベクトル図にあてはめてみると、移相器出力信
号ロは基準ベクトルＸに対応し、検波信号ハは基
準ベクトルＸのａ点（ａボルト）に対応する。
相検波器１４の動作を説明した電圧波形図であ
る。図示された信号イは電圧E1を示し、信号ロ
は移相器１６の位相シフト量を零とした場合の移
相器出力信号を示している。これら信号イ，ロの
間には、第２図において説明した如く、位相差θ1
が生じている。そしてスイツチSWが第１入力端
６側に倒されているとき位相検波器１４からは、
検波信号ハが送り出される。これを第２図に示し
たベクトル図にあてはめてみると、移相器出力信
号ロは基準ベクトルＸに対応し、検波信号ハは基
準ベクトルＸのａ点（ａボルト）に対応する。
移相器１６の位相シフト量をπ／２に設定する
と、移相器出力信号ニが得られる。そして信号イ
及び移相器出力信号ニを導入した位相検波器１４
は検波信号ホを送り出す。これを第２図に示した
ベクトル図にあてはめてみると、移相器出力信号
ニは直角基準ベクトルＹに対応し、検波信号ホは
直角基準ベクトルＹのｂ点（ｂボルト）に対応す
る。
と、移相器出力信号ニが得られる。そして信号イ
及び移相器出力信号ニを導入した位相検波器１４
は検波信号ホを送り出す。これを第２図に示した
ベクトル図にあてはめてみると、移相器出力信号
ニは直角基準ベクトルＹに対応し、検波信号ホは
直角基準ベクトルＹのｂ点（ｂボルト）に対応す
る。
第２図に示されたベクトルE2についても同様
に考えることができる。即ち基準ベクトルＸと同
相の成分Ｃは； スイツチSWを第２入力端１２側に倒す。
に考えることができる。即ち基準ベクトルＸと同
相の成分Ｃは； スイツチSWを第２入力端１２側に倒す。
移相器１６の位相シフト量を零とする。
ことにより検出される。
また直角基準ベクトルＹと同相の成分ｄは；
スイツチSWを第２入力端１２側に倒す。
移相器１６の位相シフト量をπ／２とす
る。
る。
ことにより検出される。
次に第１図及び第２図を参照してインピーダン
ス測定の原理を説明する。
ス測定の原理を説明する。
いま
ｂ／ａ＝α
ｄ／ｃ＝β
ｄ／ａ＝γ
とする。ここでａ、ｂ、ｃ、ｄは基準ベクトルＸ
又は直角基準ベクトルＹの各点であり、既述の如
く測定される。
又は直角基準ベクトルＹの各点であり、既述の如
く測定される。
すると被測定素子の損失係数Ｄは
Ｄ＝tanδ＝tanθ4＝tan（π／２−θ3）＝１／tanθ3
また
tanθ3＝tan（θ2−θ1）＝（tanθ2−tanθ1）／（ｊ
＋tanθ2・tanθ1）＝（β−α）／（１＋α・β）…(1
) よつてＤ＝（１＋α・β）／（β−α） …(2) となる。
＋tanθ2・tanθ1）＝（β−α）／（１＋α・β）…(1
) よつてＤ＝（１＋α・β）／（β−α） …(2) となる。
次に被測定素子のキヤパシタンス分（またはイ
ンダクタンス分）Ｘは、 Ｘ＝｜E2｜／｜E1｜sinθ3 …(3) によつて表わすことができる。
ンダクタンス分）Ｘは、 Ｘ＝｜E2｜／｜E1｜sinθ3 …(3) によつて表わすことができる。
ここで
また
ここでtanθ3は第(1)式により与えられる。
よつて第(4)式、第(5)式を第(3)式に代入すること
により Ｘ＝γ／β・β−α／１＋α2 …(6) となる。
により Ｘ＝γ／β・β−α／１＋α2 …(6) となる。
従つてインダクタンスの場合
Ｘ＝jωL （ω＝2πf）
キヤパシタンスの場合
Ｘ＝１／jωc
となる。
上述した如く第(2)式及び第(6)式により、被測定
素子のインピーダンスを求めることができる。こ
れら演算はマイクロプロセツサ（図示されていな
い）により行われる。
素子のインピーダンスを求めることができる。こ
れら演算はマイクロプロセツサ（図示されていな
い）により行われる。
第４図は第１図に示された電圧計１８のかわり
にデユアル・スロープ型電圧計３０を用いた動作
原理説明用のブロツク図、第５図は第４図の動作
を説明するためのグラフである。電圧計３０に
は、位相検波器の出力信号をを平滑するためのフ
イルタ４８、積分時間を調節するための第２スイ
ツチSW2、演算増幅器及び積分コンデンサＣから
成る積分器４０、積分器４０の出力端に接続され
た零出力検出器及びカウンタ５０が含まれる。
にデユアル・スロープ型電圧計３０を用いた動作
原理説明用のブロツク図、第５図は第４図の動作
を説明するためのグラフである。電圧計３０に
は、位相検波器の出力信号をを平滑するためのフ
イルタ４８、積分時間を調節するための第２スイ
ツチSW2、演算増幅器及び積分コンデンサＣから
成る積分器４０、積分器４０の出力端に接続され
た零出力検出器及びカウンタ５０が含まれる。
第５図において、縦軸は積分器４０の出力電
圧、横軸は積分時間（秒）を表わしている。そし
て第４図に示された装置は、以下に述べる〔〕、
〔〕、〔〕の各ステツプから成るシーケンスに
より作動される。各ステツプの動作は次の通りで
ある。
圧、横軸は積分時間（秒）を表わしている。そし
て第４図に示された装置は、以下に述べる〔〕、
〔〕、〔〕の各ステツプから成るシーケンスに
より作動される。各ステツプの動作は次の通りで
ある。
§ 第〔〕ステツプ
第１スイツチSW1を第１入力端４２側に倒
す。
す。
移相器４６の位相シフト量をπ／２に設定す
る。
る。
第２スイツチSW2をONして、一定時間（Tc
秒）だけ積分を行う。即ちｂボルト（第２図参
照）を印加して積分を行うことになる。
秒）だけ積分を行う。即ちｂボルト（第２図参
照）を印加して積分を行うことになる。
その後直ちに、移相器４６の位相シフト量を
πに設定する。このことにより−ａボルト（第
２図参照）による積分が引き続いて行われる。
πに設定する。このことにより−ａボルト（第
２図参照）による積分が引き続いて行われる。
積分器４０の出力電圧が所定レベルに降下し
たとき第２スイツチSW2をOFFする（T1秒
後）。
たとき第２スイツチSW2をOFFする（T1秒
後）。
そしてT1／Tcを計算することによりｂ／ａ
＝αを求めることができる（∵ｂ／ａ＝T1／
Tc）。
＝αを求めることができる（∵ｂ／ａ＝T1／
Tc）。
§ 第〔〕ステツプ
第１スイツチSW1を第２入力端４４側に倒
す。
す。
移相器４６の位相シフト量をπ／２に設定す
る。
る。
第２スイツチSW2をONして、一定時間（Tc
秒）だけ積分を行う。即ちｄボルト（第２図参
照）を印加して積分を行うことになる。
秒）だけ積分を行う。即ちｄボルト（第２図参
照）を印加して積分を行うことになる。
その後直ちに、移相器４６の位相シフト量を
πに設定する。このことにより−ｃボルト（第
２図参照）による積分が引き続いて行われる。
πに設定する。このことにより−ｃボルト（第
２図参照）による積分が引き続いて行われる。
積分器４０の出力電圧が所定レベルに降下し
たとき第２スイツチSW2をOFFする（T2秒
後）。そしてT2／Tcを計算することにより
ｄ／ｃ＝βを求めることができる（∵ｄ／ｃ＝
T2／Tc）。
たとき第２スイツチSW2をOFFする（T2秒
後）。そしてT2／Tcを計算することにより
ｄ／ｃ＝βを求めることができる（∵ｄ／ｃ＝
T2／Tc）。
§ 第〔〕ステツプ
第１スイツチSW1を第２入力端４４側に倒
す。
す。
移相器４６の位相シフト量をπ／２に設定す
る。
る。
第２スイツチSW2をONして、一定時間（Tc
秒）だけ積分を行う。即ちｄボルト（第２図参
照）を印加して積分を行うことになる。
秒）だけ積分を行う。即ちｄボルト（第２図参
照）を印加して積分を行うことになる。
その後直ちに第１スイツチSW1を第１入力端
４２側に倒すと同時に、移相器４６の位相シフ
ト量をπに設定する。このことにより−ａボル
ト（第２図参照）による積分が引き続いて行わ
れる。
４２側に倒すと同時に、移相器４６の位相シフ
ト量をπに設定する。このことにより−ａボル
ト（第２図参照）による積分が引き続いて行わ
れる。
積分器４０の出力電圧が所定レベルに降下し
たとき第２スイツチSW2をOFFする（T2秒
後）。
たとき第２スイツチSW2をOFFする（T2秒
後）。
そしてT3／Tcを計算することによりｄ／ａ
＝γを求めることができる（∵ｄ／ａ＝T3／
Tc）。
＝γを求めることができる（∵ｄ／ａ＝T3／
Tc）。
このように上記３ステツプによりα、β、γが
求められるため、上記第(2)式及び第(6)式を用いて
損失係数およびインピーダンスを計算することが
可能となる（マイクロプロセツサ使用）。
求められるため、上記第(2)式及び第(6)式を用いて
損失係数およびインピーダンスを計算することが
可能となる（マイクロプロセツサ使用）。
第６図は本発明の一実施例によるベクトル電圧
比計を用いた高速型インピーダンス測定装置全体
を示したブロツク図である。本実施例に係る装置
は測定時間の短縮化を図り、且つ積分コンデンサ
の容量変動による測定結果への影響を除去するた
め、第４図に示した装置とは若干その他の構成を
異にしている。即ち第４図に示されたフイルタ４
８が除去されている。また積分器６０の後段に
は、２個のスイツチ６２，６４を介して破線ブロ
ツク６６が接続されている。その他の構成は第４
図に示したとおりである。
比計を用いた高速型インピーダンス測定装置全体
を示したブロツク図である。本実施例に係る装置
は測定時間の短縮化を図り、且つ積分コンデンサ
の容量変動による測定結果への影響を除去するた
め、第４図に示した装置とは若干その他の構成を
異にしている。即ち第４図に示されたフイルタ４
８が除去されている。また積分器６０の後段に
は、２個のスイツチ６２，６４を介して破線ブロ
ツク６６が接続されている。その他の構成は第４
図に示したとおりである。
第４図に示した平滑用フイルタ４８は一定の応
答時間を要するため、高速測定には向かない。そ
のため、本装置においてフイルタは用いられてい
ない。よつて積分器６０には位相検波器６８の出
力電圧（脈流となつている）が直接印加されるた
め、積分器６０の出力信号にはリツプルが含まれ
ることになる。そこで基準発振器７０の発振周期
をＴとすると、積分時間はＴ／２ｎ（ｎ＝１、２、３ …）に設定しなければならない。このことにより
前記リツプルの影響を除去することが可能であ
る。
答時間を要するため、高速測定には向かない。そ
のため、本装置においてフイルタは用いられてい
ない。よつて積分器６０には位相検波器６８の出
力電圧（脈流となつている）が直接印加されるた
め、積分器６０の出力信号にはリツプルが含まれ
ることになる。そこで基準発振器７０の発振周期
をＴとすると、積分時間はＴ／２ｎ（ｎ＝１、２、３ …）に設定しなければならない。このことにより
前記リツプルの影響を除去することが可能であ
る。
以下、破線ブロツク６６について説明する。
積分器６０の出力端子は２個のスイツチ６２，
６４を介して電圧ホールド用コンデンサ７２，７
４に接続される。前記コンデンサ７２，７４は、
電圧フオロア７６，７８を介して、それぞれ電圧
コンパレータ８０及びデジタル・アナログ・コン
バータ（以下DACという）８２の基準電圧端子
に接続される。ここでDAC８２はマルチプライ
型DAC（例えばBURR−BROWN社製DAC80、
CBI−Ｖ）であるため、前記基準電圧端子の印加
電圧VINに応答してDAC８２の出力電圧Voutも
変化する（Vout＝kVINとなる）。またDAC８２
のデジタル入力信号端子にはカウンタ８４が接続
される。カウンタ８４のカウント値を設定するた
めコントローラ８６がカウンタ８４に接続されて
いる。コントローラ８６の入力端子は電圧コンパ
レータ（入力電圧が等しくなつたとき出力信号を
生じる）８０の出力端子に接続されている。また
各種演算を行うマイクロ・プロセツサ８８はカウ
ンタ８４の出力端子に接続され、その演算結果を
表示する表示部９０がマイクロ・プロセツサ８８
に接続されている。
６４を介して電圧ホールド用コンデンサ７２，７
４に接続される。前記コンデンサ７２，７４は、
電圧フオロア７６，７８を介して、それぞれ電圧
コンパレータ８０及びデジタル・アナログ・コン
バータ（以下DACという）８２の基準電圧端子
に接続される。ここでDAC８２はマルチプライ
型DAC（例えばBURR−BROWN社製DAC80、
CBI−Ｖ）であるため、前記基準電圧端子の印加
電圧VINに応答してDAC８２の出力電圧Voutも
変化する（Vout＝kVINとなる）。またDAC８２
のデジタル入力信号端子にはカウンタ８４が接続
される。カウンタ８４のカウント値を設定するた
めコントローラ８６がカウンタ８４に接続されて
いる。コントローラ８６の入力端子は電圧コンパ
レータ（入力電圧が等しくなつたとき出力信号を
生じる）８０の出力端子に接続されている。また
各種演算を行うマイクロ・プロセツサ８８はカウ
ンタ８４の出力端子に接続され、その演算結果を
表示する表示部９０がマイクロ・プロセツサ８８
に接続されている。
２個の電圧ホールド用コンデンサには、スイツ
チ９２の切換に応答して電圧E1及びE2の各信号
成分ａ，ｂ，ｃ，ｄ（第２図及び第５図参照）が
ホールドされる。前記ホールド動作は、積分動作
の完了後（上述したＴ／２ｎ時間の後）連続的に行 われる。そして電圧コンパレータ８０に印加され
る電圧が等しくなるようにコントローラ８６が作
動し、カウンタ８４の計数値を変化させる。そし
てコンパレータ８０から出力信号が得られたと
き、コントローラ８０はカウンタ８４の計数値を
一定に保持させる。例えば先ずコンデンサ７２に
信号成分ａをホールドし、次にコンデンサ７４に
信号成分ｂをホールドした場合を考える。両成分
のホールドが完了した時には、コンパレータ８０
の一方の入力には信号成分ａがそのまま与えら
れ、他方の入力には信号成分ｂがマルチプライ型
DAC８０を介して与えられることになり、ここ
で両者の比較が行われる。ここにおいて信号成分
ａがDAC８２の出力よりも大きいとして説明を
続ける。コンパレータ８０は両入力を比較してそ
の結果をコントローラ８６に伝達する。コントロ
ーラ８６はこれに応答してカウンタ８４の計数値
を増加させる。このときマルチプライ型のDAC
８２の出力はそのデジタル入力信号端子に与えら
れるカウンタ値と基準電圧端子に与えられる信号
成分ｂの積に比例するようになつているので、そ
の出力は信号値ａに近づいて行く。DAC８２の
出力が信号値ａと一致するまで増大したところで
コンパレータ８０は一致信号をコントローラ８６
に送り、これによつてカウンタ８４がカウントア
ツプを停止してその時点の値を保持するようにす
る。換言すれば、カウンタ８４により設定される
デジタル値に応答して出力電圧Voutは変化する
訳であるから、DAC８２及びカウンタ８４は一
体として可変減衰器として動作することになる。
そして減衰率はカウンタ８４の計数値により知る
ことができる。例えばDAC８２の基準電圧端子
に印加される電圧VINが（コンデンサ７２にホー
ルドされた電圧より）大きい場合には、コンパレ
ータ８０から出力信号を得るため、カウンタ８４
の計数値を零に近づける必要がある。なぜなら
DAC８２の出力電圧Voutは基準入力電圧VINと
比例関係（Vout＝kVINにあるからである。そし
てカウンタ８４の計数値はマイクロプロセツサ８
８に導入され、α、β、γ、Ｘ（第６図参照）が
計算される。
チ９２の切換に応答して電圧E1及びE2の各信号
成分ａ，ｂ，ｃ，ｄ（第２図及び第５図参照）が
ホールドされる。前記ホールド動作は、積分動作
の完了後（上述したＴ／２ｎ時間の後）連続的に行 われる。そして電圧コンパレータ８０に印加され
る電圧が等しくなるようにコントローラ８６が作
動し、カウンタ８４の計数値を変化させる。そし
てコンパレータ８０から出力信号が得られたと
き、コントローラ８０はカウンタ８４の計数値を
一定に保持させる。例えば先ずコンデンサ７２に
信号成分ａをホールドし、次にコンデンサ７４に
信号成分ｂをホールドした場合を考える。両成分
のホールドが完了した時には、コンパレータ８０
の一方の入力には信号成分ａがそのまま与えら
れ、他方の入力には信号成分ｂがマルチプライ型
DAC８０を介して与えられることになり、ここ
で両者の比較が行われる。ここにおいて信号成分
ａがDAC８２の出力よりも大きいとして説明を
続ける。コンパレータ８０は両入力を比較してそ
の結果をコントローラ８６に伝達する。コントロ
ーラ８６はこれに応答してカウンタ８４の計数値
を増加させる。このときマルチプライ型のDAC
８２の出力はそのデジタル入力信号端子に与えら
れるカウンタ値と基準電圧端子に与えられる信号
成分ｂの積に比例するようになつているので、そ
の出力は信号値ａに近づいて行く。DAC８２の
出力が信号値ａと一致するまで増大したところで
コンパレータ８０は一致信号をコントローラ８６
に送り、これによつてカウンタ８４がカウントア
ツプを停止してその時点の値を保持するようにす
る。換言すれば、カウンタ８４により設定される
デジタル値に応答して出力電圧Voutは変化する
訳であるから、DAC８２及びカウンタ８４は一
体として可変減衰器として動作することになる。
そして減衰率はカウンタ８４の計数値により知る
ことができる。例えばDAC８２の基準電圧端子
に印加される電圧VINが（コンデンサ７２にホー
ルドされた電圧より）大きい場合には、コンパレ
ータ８０から出力信号を得るため、カウンタ８４
の計数値を零に近づける必要がある。なぜなら
DAC８２の出力電圧Voutは基準入力電圧VINと
比例関係（Vout＝kVINにあるからである。そし
てカウンタ８４の計数値はマイクロプロセツサ８
８に導入され、α、β、γ、Ｘ（第６図参照）が
計算される。
以上説明したように、本実施例ではベクトル電
圧比を求めるに当たつて位相検波器の出力信号の
間の比を求めることを基本動作としているので、
そこで用いられる積分器中のコンデンサ等の値の
誤差・経年変化等は相殺されて測定結果に影響を
与えない。更に、第５図に示したものとは異な
り、本実施例においては個々の信号成分ａ，ｂ，
ｃ，ｄは互いに独立に求められ、その後でコンパ
レータ８０、コントローラ８６、カウンタ８４、
DAC８２等を用いてこれらの間の比を求めてい
るので、個々の信号成分を求める際の積分時間を
互いに独立に、具体的には夫々nT／２（Ｔ：測定
周波数の一周期、ｎ：自然数）に、設定できる。
従つて低域フイルタを用いることなく位相検波器
の出力中の脈流分の影響を除去することができ
る。これにより、（上述のコンデンサ等の誤差・
経年変化の影響の相殺と言う利点を保持しつつ）
低域フイルタによる遅延を回避し、短時間の積分
で各信号成分の正確な値を得ることができると言
う効果がある。このため従来の構成では積分時間
が特に長くなつた低周波における測定でも比較的
短時間で正確な測定が可能となる。
圧比を求めるに当たつて位相検波器の出力信号の
間の比を求めることを基本動作としているので、
そこで用いられる積分器中のコンデンサ等の値の
誤差・経年変化等は相殺されて測定結果に影響を
与えない。更に、第５図に示したものとは異な
り、本実施例においては個々の信号成分ａ，ｂ，
ｃ，ｄは互いに独立に求められ、その後でコンパ
レータ８０、コントローラ８６、カウンタ８４、
DAC８２等を用いてこれらの間の比を求めてい
るので、個々の信号成分を求める際の積分時間を
互いに独立に、具体的には夫々nT／２（Ｔ：測定
周波数の一周期、ｎ：自然数）に、設定できる。
従つて低域フイルタを用いることなく位相検波器
の出力中の脈流分の影響を除去することができ
る。これにより、（上述のコンデンサ等の誤差・
経年変化の影響の相殺と言う利点を保持しつつ）
低域フイルタによる遅延を回避し、短時間の積分
で各信号成分の正確な値を得ることができると言
う効果がある。このため従来の構成では積分時間
が特に長くなつた低周波における測定でも比較的
短時間で正確な測定が可能となる。
第７図は、第６図に示した破線ブロツク６６の
別実施例を示す。本図と第６図との相違は、
DAC９２の出力信号を電流電力Ioutとし、その
ため一方の電圧ホロアには抵抗器９４を挿入して
あることである。よつて零検出コンパレータ９６
に印加される電圧が零電位となるときコントロー
ラ９８へ出力信号が送り出される。なお電圧ホー
ルド用のコンデンサ９５，９７にホールドされる
電圧の極性によつては、コンパレータ９６から出
力信号が得られない場合も有り得るため、インバ
ータ１００が一方の電圧ホロアに接続されてい
る。なお第６図に示したコンパレータ８０から出
力信号が得られない場合も、同様に、電圧ホロア
７８とDAC８２の間にインバータを挿入すれば
よい。
別実施例を示す。本図と第６図との相違は、
DAC９２の出力信号を電流電力Ioutとし、その
ため一方の電圧ホロアには抵抗器９４を挿入して
あることである。よつて零検出コンパレータ９６
に印加される電圧が零電位となるときコントロー
ラ９８へ出力信号が送り出される。なお電圧ホー
ルド用のコンデンサ９５，９７にホールドされる
電圧の極性によつては、コンパレータ９６から出
力信号が得られない場合も有り得るため、インバ
ータ１００が一方の電圧ホロアに接続されてい
る。なお第６図に示したコンパレータ８０から出
力信号が得られない場合も、同様に、電圧ホロア
７８とDAC８２の間にインバータを挿入すれば
よい。
以上詳述した如く本発明によれば、積分コンデ
ンサの容量変動及び位相検波器の誤差出力に基づ
く測定誤差を除去し、且つまた高速な測定を可能
ならしめたインピーダンス測定装置を実現するた
め等に好適なベクトル電圧比計を提供することが
可能となる。
ンサの容量変動及び位相検波器の誤差出力に基づ
く測定誤差を除去し、且つまた高速な測定を可能
ならしめたインピーダンス測定装置を実現するた
め等に好適なベクトル電圧比計を提供することが
可能となる。
第１図は本発明に係るベクトル電圧比計を用い
ることができるインピーダンス測定装置の動作原
理を説明するためのブロツク図、第２図は第１図
の動作を説明するためのベクトル図、第３図は第
１図に示された移相器１６及び位相検波器（同期
検波器）１４の動作を説明した電圧波形図、第４
図は第１図に示された電圧計１８のかわりにデユ
アル・スロープ型電圧計３０を用いた動作原理説
明用ブロツク図、第５図は第４図の動作を説明す
るためのグラフ、第６図は本発明の一実施例によ
るベクトル電圧比計を用いた高速型インピーダン
ス測定装置全体を示したブロツク図、第７図は第
６図に示した破線ブロツク６６の別実施例を示
す。 ２：被測定素子、４：基準発振器、１４：位相
検波器（同期検波器）、１６：移相器、１８：電
圧計、３０：デユアル・スロープ型電圧計、８
２：デジタル・アナログ・コンバータ、８４：カ
ウンタ、８６：コントローラ、８８：マイクロプ
ロセツサ。
ることができるインピーダンス測定装置の動作原
理を説明するためのブロツク図、第２図は第１図
の動作を説明するためのベクトル図、第３図は第
１図に示された移相器１６及び位相検波器（同期
検波器）１４の動作を説明した電圧波形図、第４
図は第１図に示された電圧計１８のかわりにデユ
アル・スロープ型電圧計３０を用いた動作原理説
明用ブロツク図、第５図は第４図の動作を説明す
るためのグラフ、第６図は本発明の一実施例によ
るベクトル電圧比計を用いた高速型インピーダン
ス測定装置全体を示したブロツク図、第７図は第
６図に示した破線ブロツク６６の別実施例を示
す。 ２：被測定素子、４：基準発振器、１４：位相
検波器（同期検波器）、１６：移相器、１８：電
圧計、３０：デユアル・スロープ型電圧計、８
２：デジタル・アナログ・コンバータ、８４：カ
ウンタ、８６：コントローラ、８８：マイクロプ
ロセツサ。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 被測定素子に印加される第１電圧に応じて流
れる電流を第２電圧に変換する変換回路と、前記
第１又は第２電圧のいずれか一方を選択的に導入
する入力回路と、前記第１電圧を所定の位相量だ
けシフトする移相回路と、前記入力回路及び前記
移相回路の出力信号を導入する位相検波回路と、
前記位相検波回路における複数の検波出力間の電
圧比を測定する電圧比測定回路とを有するベクト
ル電圧比計において、 前記電圧比測定回路は、比較手段と、デジタル
数を保持するとともに前記比較手段の比較結果に
応じて前記デジタル数を増減させる手段と、前記
第１検波出力と前記デジタル数との乗算結果に比
例した変換出力を発生するマルチプライ型デジタ
ル・アナログ変換手段と、前記変換出力と第２の
前記検波出力とを前記比較手段に与える手段と、
前記デジタル数に基づいて前記第１の検波出力と
前記第２の検波出力との間の電圧比を求める手段
とを含むことを特徴とするベクトル電圧比計。 ２ 前記位相検波回路は前記入力回路及び前記移
相回路の出力信号の間の位相検波結果を前記出力
信号の半周期の整数倍の期間に渡つて積分した結
果を前記検波出力として与えることを特徴とする
特許請求の範囲第１項記載のベクトル電圧比計。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14730580A JPH0237549B2 (ja) | 1980-10-21 | 1980-10-21 | Bekutorudenatsuhikei |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14730580A JPH0237549B2 (ja) | 1980-10-21 | 1980-10-21 | Bekutorudenatsuhikei |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5770468A JPS5770468A (en) | 1982-04-30 |
| JPH0237549B2 true JPH0237549B2 (ja) | 1990-08-24 |
Family
ID=15427184
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP14730580A Expired - Lifetime JPH0237549B2 (ja) | 1980-10-21 | 1980-10-21 | Bekutorudenatsuhikei |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0237549B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6473260A (en) * | 1987-09-16 | 1989-03-17 | Furukawa Electric Co Ltd | Insulation characteristic measuring apparatus for insulator |
| JP6589613B2 (ja) * | 2015-12-10 | 2019-10-16 | いすゞ自動車株式会社 | リアクタンス測定装置 |
-
1980
- 1980-10-21 JP JP14730580A patent/JPH0237549B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5770468A (en) | 1982-04-30 |
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