JPH01302989A - 映像信号デジタル復調装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、コンポーネントＶＴＲやテレビジョン受像機
において、入力されたコンポジッ１へ映像信号を輝度信
号および２つの色差信号に復調するための復調装置に関
する。

（従来の技術） 近年、テレビジョン受像機やＶＴＲの高画質化のため、
コンポジット映像信号から輝度信号および色差信号を復
調した後、高画質化等の処理をする方法が採用されてい
る。

これら復調装置の具体的なものとしては、第１の方法と
して、コンポジット映像信号を変調色信号のキャリア周
波数に同期したサンプリングクロックでＡ／Ｄ変換し、
デジタル的に復調を行なう方法と、第２の方汐；として
、アナログ的に輝度信号と色差信号を復調し、その後Ａ
／Ｄ変換して高画質化の処理を行なうものがある（例え
ば「日経エレクトロニクス」第４３２号１０２頁〜１０
５頁参照）。

（発明が解決しようとする課題） 映像信号をデジタル処理して高画質化を行なう場合、例
えばテレビジョン受像機の場合の水平走査線の２倍走査
や、コンポーネントＶＴＲでの時間軸圧縮・伸長処理や
、ライン間およびフィールド間処理等を行なう場合、使
用するシステムクロックは水平周波数の整数倍（以下、
ラインロックという）にする必要がある。このため、従
来例の第１の方法で変調色信号のキャリア周波数がライ
ンロックしない家庭用ＶＴＲからの信号や、ＰＡＬ方式
のコンポジット映像信号に対しては、処理クロックを強
制的にラインロックとし、映像信号の垂直相関やフィー
ルド相関を使用しない単なる一次元のフィルタ分離とし
ている。このような構成では、検出回路および切換回路
が必要となり、回路の複雑化、規模の増大をまねく。ま
た、強制ラインロックの一次元処理で復調を行なう場合
、画質劣化が大きくなる等の問題があった。従来例の第
２の方法では、−旦アナログ的に復調するため、その後
の処理はすべてラインロックで処理可能であるが、Ａ／
Ｄ変換器が復調後の各信号について必要であり、コスト
高になる他、アナログ復調器での信号劣化をまねくとい
う問題があった。

本発明は、上記問題点に鑑み、変調色信号のキャリア周
波数がラインロックしているか否かにかかわらず、すべ
てラインロックのシステムクロックで処理でき、なおか
つ垂直相関を利用した復調処理を回路の切換え無しで行
なうものである。

（課題を解決するための手段） 上記課題を解決するため、本発明の映像信号デジタル復
調装置は、ラインロックしたシステムクロックを発生す
るクロック発生回路、変調色信号のサブキャリアに同期
したキャリアを発生するキャリア発生回路、コンポジッ
ト映像信号とキャリア発生回路で発生したキャリアを前
記システムクロックがＡ／Ｄ変換する２つのＡ／Ｄ変換
器、前記２つのＡ、　／　Ｄ変換器でＡ／Ｄ変換された
データをそれぞれ１水平期間（以下、１Ｈという）遅延
する２つのメモリ、遅延メモリの前後のキャリアデータ
より９０°位相をもつキャリアデータをそれぞれ作成す
る２つのヒルベルト変換器、メモリ前段のヒルベルト変
換器の出力データとコンポジット映像信号を乗算する２
つの乗算器、前記乗算器の出力を処理する２つのローパ
スフィルタ、ローパスフィルタの出力とそれを１Ｈおよ
び２Ｈ遅延したデータから色差信号成分を抽出する２つ
のくし形フィルタ、前記くし形フィルタで得られた２つ
の色差信号とメモリ後段のヒルベルト変換器の９０°位
相キャリアデータを乗算する２つの乗算器、および乗算
器の出力を加算して変調色信号データを得る加算器、前
記１Ｈ遅延したコンポジット映像信号データから前記加
算器で得られた変調色信号データを減算して輝度信号デ
ータを抽出する減算器を具備することにより、コンポジ
ット映像信号の復調を行なう。

（作　用） 本発明は、上記した構成により、入力されたコンポジッ
ト映像信号の変調色信号のキャリアが水平同期周波数と
同期しているか否かにかかわらず、ラインロックしたク
ロックでＡ／Ｄ変換し、垂直相関を利用した復調をデジ
タル的に行なうことが可能であり、家庭用ＶＴＲからの
コンポジノ１〜映像信号に対しても、従来の第１の方法
のような切換回路を必要とせず、また、第２の方法のよ
うにアナログ復調器を使用せずにコンポジット映像信号
のデジタルデータからそのまま復調データを得るため、
信号劣化を少なくすることが可能である。

（実施例） 以下、本発明の一実施例について、図面を参照しながら
説明する。第１図は、本発明の一実施例のブロック図で
ある。第１図において、１はコンポジット映像信号ＣＭ
Ｉの水平周波数の整数倍のクロックｎｆＨを発生するク
ロック発生回路、２はコンポジット映像信号ＣＭＩの変
調色信号のキャリアに同期した正弦波ｆ８゜を発生する
キャリア発生回路、３は映像信号ＣＭＩをデジタルデー
タＣＭ２に変換するＡ／Ｄ変換器、４はキャリアｆｓｃ
をデジタルデータＳＣＩに変換するＡ／Ｄ変換器、５は
データＣＭ２を１Ｈ遅延するメモリで、遅延データＣＭ
３を得る。６はデータＳＣ１を１Ｈ遅延するメモリで、
遅延データＳＣ２を得る。

７．８はデータＳＣＩ、ＳＣ２よりそれぞれ９０゜位相
をもつキャリア５ＣＢＩ、５ＣＲＩおよび５ＣＢ２，５
ＣＲ２を得るヒルベルト変換器、９゜１０は乗算器、１
１．１２はデータＢｌ、Ｒ１からベースバンドの色差信
号の周波数帯域成分Ｂ２．Ｒ２を取り出すデジタルロー
パスフィルタ、１３．１４はデータＢ２．Ｒ２よりさら
に色差信号帯域内の不要成分を除去し、復調データＲ−
Ｙ、Ｂ−Ｙを得るくし形フィルタ、１５，１．６はデー
タＢ−Ｙ、Ｒ−Ｙをキャリアデータ５ＣＢ２，５ＣＲ２
で再変調する乗算器、１７は加算器、１８は減算器であ
る。

以上のように構成された映像信号デジタル復調装置につ
いて、以下第１図ないし第１０図を用いてその動作を説
明する。クロック発生回路１は、例えば復調を行なう信
号ＣＭＩの水平同期信号を分離し、フェイズ・ロックド
・ループ（ＰＬＬ）によりラインロックしたクロックｎ
ｆＭを作成する。

クロックｎｆ、、はＡ／Ｄ変換器３，４、ローパスフィ
ルタ１１．１２、メモリ５，６、ヒルベルト変換器７，
８、くし形フィルタ１３．１４の動作クロックとなる。

キャリア発生回路２は、例えば信号ＣＭ１のバーストを
抜き取り、水晶発振器の発振位相を制御するＡＰＣ回路
で構成し、変調色信号のキャリアと同期した正弦波のキ
ャリアを発生する。

Ａ／Ｄ変換器３は信号ＣＭＩをＡ／Ｄ変換し、Ａ／Ｄ変
換器４はキャリアｆ８゜をＡ／Ｄ変換してデジタルデー
タＣＭ２．ＳＣＩを出力する。データＣＭ２．ＳＣＩは
それぞれメモリ５，６で１Ｈ遅延され、データＣＭ３．
ＳＣ２となる。

ヒルベルト変換器７，８は、第２図に示すようなトラン
スバーサル型のデジタルフィルタにより構成できる。第
２図に示すヒルベルト変換器２０は、処理する映像信号
がＮＴＳＣ方式の場合、第１図のヒルベルト変換器７，
８に同じ回路で使用できる。２１〜２６はフリップフロ
ップ、２７〜３０は係数回路、３１は加算器である。

第３図に、ヒルベルト変換器２０の周波数特性の一例を
示す。中間タップデータＢは、キャリア周波数ｆ８゜に
集中するスペクトルをもつので、ヒルベルト変換器の特
性としては周波数ｆ　ｓｃの近傍でゲインが］。どなる
ように、第２図における係数を設定すればよく、フリッ
プフロップの段数は少ない段数で可能である。

第４図に、ＮＴＳＣの場合の変調色信号のベクトル図を
示す。Ｂ−Ｙのベクトルに対して、Ｒ−Ｙのベクトルは
９０°の位相差をもち、バーストは−（Ｂ−Ｙ）軸の成
分をもつ。ヒルベルト変換器の出力データＣは、中間タ
ップ出力Ｂに対して９０゜の位相差をもつため、Ｂの位
相が第１図におけるデータＣＭ２あるいはＣＭ３のＢ−
Ｙ軸に一致するようにすれば、データＣはＲ−Ｙ軸に一
致した正弦波データとなる。

第５図は、ＰＡＬ方式の変調色信号のベクトル図である
。Ｒ−Ｙの変調軸が偶数番目（２ｎ）と奇数番目（２ｎ
＋１）で反転する。このため、ＰＡＬ方式の信号を扱う
場合は、第６図に示すように、１Ｈごとに反転する信号
ｆ　Ｍ　／　２により、第２図における９０°位相デー
タＢの反転制御を行なう。

第６図におイテ、３２．３３はＸ−０Ｒゲート、３４は
インバータである。他の図面と同様の部分は同一番号を
付し、重複説明を省略する。

第１図における乗算器９，１０は、データＣＭ２にヒル
ベルト変換器７からのキャリアデータ５ＣＢｌ、５ＣＢ
２を乗算するものである。

第７図（ａ）にＣＭ２の周波数スペクトルを、第７図（
ｂ）に乗算器９，１０の出力データＢｌ、Ｒ１の出力デ
ータの周波数スペクトルをそれぞれ示す。

第７図（ａ）に示す周波数分布をもつデータＣＭ２に、
９０°位相をもつ周波数ｆ８゜のキャリアデータ５ＣＢ
Ｉ、５ＣＲＩを乗算器９，１０で乗算することにより、
データＢｌ、Ｒ１には第７図（ｂ）に示すようなベース
バンド帯域の色差信号成分Ｂ′。

Ｒ′が現われる。デジタルローパスフィルタ１１゜１２
は、前記色差信号成分Ｂ’、Ｒ’の帯域のみを通過させ
る第７図（ｂ）のＬＰＦで示す周波数特性をもち、帯域
制限されたデータＢ２．Ｒ２を出力する。

以上のようにローパスフィルタ１１．１２で取り出され
たデータＢ２．Ｒ２は、輝度信号の高域成分を含む。

第８図に、データＢ２．Ｒ２の周波数スペクトルを示す
。第８図（ａ）がＮＴＳＣ方式の場合、第８図（ｂ）が
ＰＡＬ方式の場合である。垂直相関のある映像信号の場
合、データＢ２．Ｒ２の中の色差信号成分は、水平周波
数ｆ、ｌの整数倍の周波数に集中するスペクトルをもち
、輝度信号成分は、ＮＴＳＣ方式の場合には色差信号に
対しｆＩＩ／２ずれた周波数に存在し、ＰＡＬ方式の場
合にはｆ、Ｉ／４ずれた周波数に存在する。くし形フィ
ルタ１３．１４は、前記データＢ２．Ｒ２の中の輝度信
号成分を除去するためのものである。

第９図、第１０図は、くし形フィルタ１３．１４の回路
図の一例である。第９図はＮＴＳＣ方式、第１０図はＰ
ＡＬ方式にそれぞれ対応している。

第９図において、４１．４２は１Ｈ遅延メモリ、４３〜
４６は加算器、４７〜５０は係数回路、５１は垂直相関
検出回路である。垂直相関検出回路５１において、垂直
相関があると判断した場合は、第９図のデータＦＮ２が
選択され、データＢ−Ｙとして出力される。中間タップ
のデータＦＮ４に対して画面下側と相関が有り、下側の
相関が無い場合は、ＦＮｌが選択され、その逆の場合は
ＦＮ３が選択される。ＦＮ４は垂直相関がまったく無い
場合の出力である。データＦＮＩ〜ＦＮ３におけるデー
タＦＮ４に対する周波数特性を第８図（ａ）に示す。

第１０図において、６１．６２は１Ｈ遅延メモリ、６３
は加算器、６４は係数回路、６５は垂直相関検出回路で
ある。ＰＡＬ方式のコンポジット映像信号は２Ｈ前後の
信号と垂直相関が強く、データＢｌ、Ｒ１における輝度
信号の周波数スペクトルは、色差信号に対しｆ、Ｉ／４
ずれた所に集中する。このため、第１０図の例では、１
Ｈ遅延メモリ６１．６２で２Ｈのデータ遅延を行ない、
その前後のデータを加算器６３で加算することによりデ
ータＢ２．Ｒ２のフィルタリングを行ない、データＦＰ
Ｉを作成している。垂直相関検出回路６５は垂直相関の
有る無しをデータＦＰＩとメ１す６１．６２の中間タッ
プデータＦＰ２の大小比較で行ない、無い場合はデータ
ＦＰ２を、有る場合はデータＦＰＩを色差信号データＢ
−Ｙ、Ｒ−Ｙとして出力する。データＦＰ１のデータＦ
Ｐ２に対する周波数応答を第８図（ｂ）のＦＰＩに示す
。

第９図および第１０図で、くし形フィルタ１．３．１４
の一例について説明したが、ＰＡＬ方式の映像信号に対
しても、第９図に示すような１Ｈ前後の信号の相関を利
用した構成としてもよく、色差信号の周波数スペクトル
は、ＰＡＬ、ＮＴＳＣとも同様にｆＲの整数倍の周波数
に集中するので、ある程度の効果は得られる。また、家
庭用ＶＴＲからの再生信号の場合、輝度信号のスペクト
ルが色差信号のスペクトルの中間に位置しない場合があ
るが、くし形フィルタの効果は充分得られる。

乗算器１５．１６は、復調された色差信号データＢ−Ｙ
、Ｒ−Ｙをヒルベルト変換器８からの９０″位相キャリ
アデータ５ＣＢ２，５ＣＲ２で再変調するものである。

乗算器１．５．１．６の出力データを加算器１７で加算
した結果であるデータＣは、メモリ５で遅延したコンポ
ジット映像信号データＣＭ３の中の変調色信号と一致す
る。そこで、減算器１８により前記データＣＭ３からデ
ータＣを減算することにより、輝度信号データＹが得ら
れる。

（発明の効果） 本発明は、以上説明したように構成されているので、デ
ジタル信号処理のクロックをすべてラインロックで行な
い、水平周波数と変調色信号のキ、ヤリア周波数が一定
関係にあるスタンダード信号と、家庭用ＶＴＲの再生信
号のように周波数が一定関係にないノンスタンダード信
号の区別なく、同一の処理で行なうことが可能であり、
スタンダードとノンスタンダード信号の処理を切換えて
行なうための複雑な切換回路を必要としない。

また、−旦復調処理を行なった色差信号データに対して
ライン間のくし形フィルタ処理を行ない、その後再変調
してコンポジット映像信号から減算し、輝度信号を得る
ので、輝度信号９色付号の周波数関係のくずれたノンス
タンダード信号に対しても効果的なくし形フィルタの特
性が得られ、復調時の輝度信号と色信号の分離が確実に
行なわれる。さらに、復調後の色差信号を再変調して輝
度信号と加算した場合、完全にもとのコンポジット映像
信号が再現されるため、復調後の各信号をコンポーネン
トＶＴＲで記録、再生し、さらにコンポジット信号に変
換して出力する場合においても、波形再現性の良い再生
映像信号を得る効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明の一実施例における映像信号デジタル
復調装置のブロック図、第２図は、第１図におけるヒル
ベルト変換器７，８の内部回路図、第３図は、第２図の
ヒルベルト変換器の周波数応答を示す周波数特性図、第
４図は、ＮＴＳＣ方式のコンポジット映像信号の変調色
信号のベクトル図、第５図は、ＰＡＬ方式のコンポジッ
ト映像信号の変調色信号のベタ１−ル図、第６図は、Ｐ
ＡＬ方式のコンポジット映像信号に対応するためのヒル
ベル１〜変換器の内部回路図、第７図は、第１図におけ
る各部データの周波数スペクトル図、第８図は、復調さ
れた色差信号の周波数スペクトル図、第９図は、第１図
におけるくし形フィルタの第１の例の内部回路図、第１
０図は、第１図におけるくし形フィルタの第２の例の内
部回路図である。 １　・クロック発生回路、　　２　キャリア発生回路、
　　３，４・・Ａ／Ｄ変換器、　　５゜６・・１Ｈ遅延
メモリ、　　７，８　ヒルベルト変換器、　９，１０・
・乗算器、１１．１２・デジタルローパスフィルタ、　
１３．１４−　＜　Ｌ形フィルタ、　１５．１６・・・
乗算器、１７・・乗算器、　１８・・減算器。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. コンポジット映像信号の水平同期周波数の整数倍のクロ
   ックを発生するクロック発生回路と、前記コンポジット
   映像信号のバーストに同期したキャリアを発生するキャ
   リア発生回路と、前記クロック発生回路からのクロック
   により前記コンポジット映像信号とキャリアをそれぞれ
   Ａ／Ｄ変換する第１、第２のＡ／Ｄ変換器と、前記第１
   、第２のＡ／Ｄ変換器の出力をそれぞれ１水平期間遅延
   する第１、第２の１Ｈ遅延メモリと、前記第２の１Ｈ遅
   延メモリの入力および出力データのそれぞれから９０゜
   位相の２つのキャリアを作成する第１および第２のヒル
   ベルト変換器と、前記第１のＡ／Ｄ変換器の出力と第１
   のヒルベルト変換器からの２つのキャリアをそれぞれ乗
   算する第１、第２の乗算器と、前記第１、第２の乗算器
   の出力をそれぞれろ波する第１、第２のローパスフィル
   タと前記第１、第２のローパスフィルタの各出力をそれ
   ぞれ２水平期間遅延し、その前後および中間タップのデ
   ータより不要成分を除去して各色差信号を得る第１、第
   ２のくし形フィルタと、前記各色差信号と第２のヒルベ
   ルト変換器のキャリアを乗算する第３、第４の乗算器と
   、前記第３、第４の乗算器の出力を加算する加算器と、
   前記加算器の出力と第１の１Ｈ遅延メモリの出力を減算
   し輝度信号を得る減算器とを具備することを特徴とする
   映像信号デジタル復調装置。