JPH01261010A - 電圧制御型増幅回路 - Google Patents
電圧制御型増幅回路Info
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- JPH01261010A JPH01261010A JP8941688A JP8941688A JPH01261010A JP H01261010 A JPH01261010 A JP H01261010A JP 8941688 A JP8941688 A JP 8941688A JP 8941688 A JP8941688 A JP 8941688A JP H01261010 A JPH01261010 A JP H01261010A
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- Japan
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- transistor
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- current
- potential
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- 230000003321 amplification Effects 0.000 claims description 9
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 9
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 claims description 9
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 230000005669 field effect Effects 0.000 description 1
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 1
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- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明は電圧υ１ｗ型増幅回路に関し、特に電圧制御
型増幅回路における電圧−電流変換の際の歪の低減に関
する。
型増幅回路における電圧−電流変換の際の歪の低減に関
する。
第３図は、従来の電圧制御型増幅回路を示す回路図であ
る。図において、１は入力端子であり、電圧信号Ｖ、が
与えられる。Ａ１はオペアンプであり、正入力には入力
端子１からの電圧信号Ｖ。
る。図において、１は入力端子であり、電圧信号Ｖ、が
与えられる。Ａ１はオペアンプであり、正入力には入力
端子１からの電圧信号Ｖ。
が与えられる。オペアンプＡ１は電圧利得が１となるボ
ルテージホロワ構成となっている。オペアンプＡ１の出
力は抵抗ＲＥを介しカレントミラー回路２を構成するＮ
ＰＮトランジスタＱ１のコレフタに接続されている。そ
して、トランジスタＱ１のベースはコレクタに、エミッ
タはＧＮＤに各々接続されている。
ルテージホロワ構成となっている。オペアンプＡ１の出
力は抵抗ＲＥを介しカレントミラー回路２を構成するＮ
ＰＮトランジスタＱ１のコレフタに接続されている。そ
して、トランジスタＱ１のベースはコレクタに、エミッ
タはＧＮＤに各々接続されている。
Ｑ２はトランジスタＱ１と共にカレントミラー回路２を
構成するＮＰＮトランジスタで、ベースがトランジスタ
Ｑ１のベースに、エミッタがＧＮＤに各々接続されてい
る。
構成するＮＰＮトランジスタで、ベースがトランジスタ
Ｑ１のベースに、エミッタがＧＮＤに各々接続されてい
る。
Ｑ３．Ｑ４は差動対ＮＰＮトランジスタである。
トランジスタＱ３．Ｑ４のエミッタは共通接続され、こ
の共通接続点はトランジスタＱ２のコレクタに接続され
る。また、トランジスタＱ３．Ｑ４のベース間には可変
電源Ｖ。が接続されている。
の共通接続点はトランジスタＱ２のコレクタに接続され
る。また、トランジスタＱ３．Ｑ４のベース間には可変
電源Ｖ。が接続されている。
また、トランジスタＱ３．Ｑ４のコレクタは各々抵抗Ｒ
１，Ｒ２を介し電源■。０に接続されている。
１，Ｒ２を介し電源■。０に接続されている。
そして、可変電源Ｖ。の電圧を調整することによりトラ
ンジスタＱ３．Ｑ４のコレクタ電流のバランスを変化さ
せ、つまり利得を変化させ電圧信号■、が増幅され、ト
ランジスタＱ３．Ｑ４のコレフタ電圧の電位差として出
力される。
ンジスタＱ３．Ｑ４のコレクタ電流のバランスを変化さ
せ、つまり利得を変化させ電圧信号■、が増幅され、ト
ランジスタＱ３．Ｑ４のコレフタ電圧の電位差として出
力される。
次に、動作について説明する。入力端子１に入力された
電圧信号Ｖ、はオペアンプＡ１によりバ■ ツファされ抵抗Ｒ［に与えられる。ここでオペアンプは
電圧利得が１となるボルテージフォロワ構成であるため
、電圧信号Ｖｉは低インピーダンスで抵抗Ｒに与えられ
る。そして、抵抗Ｒ１により電流信号１１に変換され、
ｌ−ランジスタＱ１のコレクタに入力される。
電圧信号Ｖ、はオペアンプＡ１によりバ■ ツファされ抵抗Ｒ［に与えられる。ここでオペアンプは
電圧利得が１となるボルテージフォロワ構成であるため
、電圧信号Ｖｉは低インピーダンスで抵抗Ｒに与えられ
る。そして、抵抗Ｒ１により電流信号１１に変換され、
ｌ−ランジスタＱ１のコレクタに入力される。
第４図に上記動作により電圧信号Ｖ、が電流信■
号１１に変換される様子を示す。第４図において、Ａは
電流信号１１と電圧信号■・どの関係を示す曲線である
。
電流信号１１と電圧信号■・どの関係を示す曲線である
。
トランジスタＱ１．Ｑ２はカレントミラー回路２を構成
するので、トランジスタＱ２のコレクタには電流信号１
１に比例した電流信号Ｉ２が出力される。この電流信号
Ｉ２は、電流シンクの形で差動対トランジスタＱ３．Ｑ
４のエミッタ共通接続点に供給される。そして、可変電
源Ｖ。の電圧を調整することにより差動対トランジスタ
Ｑ３゜Ｑ４のコレクタ電流のバランスを変化させ、それ
によって可変利得を所望の値に調整し、抵抗Ｒ１゜−Ｒ
２により前記コレクタ電流を電圧に変換し出力する。つ
まり、入力端子１に入力された電圧信号Ｖｉが増幅され
、差動対トランジスタＱ３．Ｑ４のコレクタ電圧の電位
差として出力される。
するので、トランジスタＱ２のコレクタには電流信号１
１に比例した電流信号Ｉ２が出力される。この電流信号
Ｉ２は、電流シンクの形で差動対トランジスタＱ３．Ｑ
４のエミッタ共通接続点に供給される。そして、可変電
源Ｖ。の電圧を調整することにより差動対トランジスタ
Ｑ３゜Ｑ４のコレクタ電流のバランスを変化させ、それ
によって可変利得を所望の値に調整し、抵抗Ｒ１゜−Ｒ
２により前記コレクタ電流を電圧に変換し出力する。つ
まり、入力端子１に入力された電圧信号Ｖｉが増幅され
、差動対トランジスタＱ３．Ｑ４のコレクタ電圧の電位
差として出力される。
従来の電圧制御型増幅回路は以上のように構成されてい
るので、抵抗Ｒ［の両端にかかる電圧は、トランジスタ
Ｑ１のベース・エミッタ間電圧を■ＢＥ１とするとＶ・
−■ となる。従って、抵抗１ ８Ｅ１ ＲＥに生じる電流信号■１は ＲＥ となる。ここでベース・エミッタ間電圧ｖＢ［１はに：
ボルツマン定数 Ｔ：絶対温度 ■ ：コレクタ電流 ■ ：飽和電流 と表わされ、ベース・エミッタ間電圧ｖ８Ｅ１は指数関
数的に変化する。そのため、第４図の曲線Ａに示すよう
に電圧信号Ｖ、と電流信号１１とは完全には比例せず、
電圧信号■・を直線的に電流信号１１に変換したい場合
でも、第４図の実線１１に示すように非直線的にしか変
換できず（直接的に変換すると、点線のようになる）、
電流信号１１の歪が悪化するという問題点があった。ま
た、電流信号１１は、カレントミラー回路２により差動
対トランジスタＱ３．Ｑ４のエミッタ共通接続点に伝達
されるのだが、この場合、差動対トランジスタＱ３．Ｑ
４のベアリング特性のバラツキでさらに電流信号１１の
歪が増す。その結果、差動対トランジスタＱ３．Ｑ４の
コレクタ電圧が可変電源■。の調整のみに依存しなくな
るので、特に差動対トランジスタＱ３．Ｑ４の出力をＨ
ｉ −Ｆｉオーディオ装置に用いることができないとい
う問題点があった。
るので、抵抗Ｒ［の両端にかかる電圧は、トランジスタ
Ｑ１のベース・エミッタ間電圧を■ＢＥ１とするとＶ・
−■ となる。従って、抵抗１ ８Ｅ１ ＲＥに生じる電流信号■１は ＲＥ となる。ここでベース・エミッタ間電圧ｖＢ［１はに：
ボルツマン定数 Ｔ：絶対温度 ■ ：コレクタ電流 ■ ：飽和電流 と表わされ、ベース・エミッタ間電圧ｖ８Ｅ１は指数関
数的に変化する。そのため、第４図の曲線Ａに示すよう
に電圧信号Ｖ、と電流信号１１とは完全には比例せず、
電圧信号■・を直線的に電流信号１１に変換したい場合
でも、第４図の実線１１に示すように非直線的にしか変
換できず（直接的に変換すると、点線のようになる）、
電流信号１１の歪が悪化するという問題点があった。ま
た、電流信号１１は、カレントミラー回路２により差動
対トランジスタＱ３．Ｑ４のエミッタ共通接続点に伝達
されるのだが、この場合、差動対トランジスタＱ３．Ｑ
４のベアリング特性のバラツキでさらに電流信号１１の
歪が増す。その結果、差動対トランジスタＱ３．Ｑ４の
コレクタ電圧が可変電源■。の調整のみに依存しなくな
るので、特に差動対トランジスタＱ３．Ｑ４の出力をＨ
ｉ −Ｆｉオーディオ装置に用いることができないとい
う問題点があった。
この発明は上記のような問題点を解決するためになされ
たもので、電圧信号を低歪で電流信号に変換することが
できる電圧−電流変換手段を有する電圧制御型増幅回路
を得ることを目的とする。
たもので、電圧信号を低歪で電流信号に変換することが
できる電圧−電流変換手段を有する電圧制御型増幅回路
を得ることを目的とする。
この発明に係る半導体集積回路装置は、差動対トランジ
スタより成る差動増幅器と、前記差動対トランジスタの
制御電極に与えられている電圧を変化させることにより
前記差動対トランジスタに流れている電流バランスを変
化させ、前記差動増幅器を介し出力される出力信号の利
得を変化させる手段と、入力電圧を受け、前記入力電圧
に応じた電流を前記差動増幅器に供給する電圧−電流変
換手段とを備え、前記電圧−電流変換手段は、正入力及
び負入力を有し、前記正入力に入力された前記入力電圧
を増幅して出力する増幅手段と、制御！ｌｌ電極が前記
増幅手段の出力に接続され、一方端が前記差動増幅器に
接続され、他方端が前記増幅手段の負入力に接続された
トランジスタと、前記増幅手段の負入力と前記トランジ
スタの他方端の共通接続点と、所定電位の間に介挿され
、前記トランジスタの他方端の電圧に応じ、該電圧を電
流に変換する電流変換手段とから成る構成としている。
スタより成る差動増幅器と、前記差動対トランジスタの
制御電極に与えられている電圧を変化させることにより
前記差動対トランジスタに流れている電流バランスを変
化させ、前記差動増幅器を介し出力される出力信号の利
得を変化させる手段と、入力電圧を受け、前記入力電圧
に応じた電流を前記差動増幅器に供給する電圧−電流変
換手段とを備え、前記電圧−電流変換手段は、正入力及
び負入力を有し、前記正入力に入力された前記入力電圧
を増幅して出力する増幅手段と、制御！ｌｌ電極が前記
増幅手段の出力に接続され、一方端が前記差動増幅器に
接続され、他方端が前記増幅手段の負入力に接続された
トランジスタと、前記増幅手段の負入力と前記トランジ
スタの他方端の共通接続点と、所定電位の間に介挿され
、前記トランジスタの他方端の電圧に応じ、該電圧を電
流に変換する電流変換手段とから成る構成としている。
（作用）
この発明における増幅手段は、正入力に与えられた入力
電圧を増幅しトランジスタの制御電極に与え、トランジ
スタは制御電極に与えられた電圧を他方端を介し増幅手
段の負入力に負帰還させることにより、トランジスタの
他方端の電位は常に入力電圧の電位と同一になる。電流
変換手段は、トランジスタの他方端の電圧をその電圧に
応じた電流に変換し前記トランジスタを介し差動増幅器
に供給する。
電圧を増幅しトランジスタの制御電極に与え、トランジ
スタは制御電極に与えられた電圧を他方端を介し増幅手
段の負入力に負帰還させることにより、トランジスタの
他方端の電位は常に入力電圧の電位と同一になる。電流
変換手段は、トランジスタの他方端の電圧をその電圧に
応じた電流に変換し前記トランジスタを介し差動増幅器
に供給する。
（実施例〕
第１図はこの発明の一実施例を示す回路図である。図に
おいて第３図に示す従来回路との相違点は、カレントミ
ラー回路２をなくし、新たにエミッタフォロアとして機
能するＮＰＮトランジスタＱ５を設けたことである。ト
ランジスタＱ５は、ベースがオペアンプＡ１の出力に、
コレクタが差動対トランジスタＱ３．Ｑ４のエミッタ共
通接続点に各々接続されており、エミッタがオペアンプ
Ａ１の負入力に接続されるとともに抵抗Ｒ５を介しＧＮ
Ｄに接続されている。ここで、トランジスタＱ５のエミ
ッタとオペアンプＡ１の共通接続点をノードＢとする。
おいて第３図に示す従来回路との相違点は、カレントミ
ラー回路２をなくし、新たにエミッタフォロアとして機
能するＮＰＮトランジスタＱ５を設けたことである。ト
ランジスタＱ５は、ベースがオペアンプＡ１の出力に、
コレクタが差動対トランジスタＱ３．Ｑ４のエミッタ共
通接続点に各々接続されており、エミッタがオペアンプ
Ａ１の負入力に接続されるとともに抵抗Ｒ５を介しＧＮ
Ｄに接続されている。ここで、トランジスタＱ５のエミ
ッタとオペアンプＡ１の共通接続点をノードＢとする。
その他の構成は第３図の従来回路と同様である。
次に、動作について説明する。入力端子１に入力された
電圧信号Ｖ、は、オペアンプＡ１によりバッファされ、
トランジスタＱ５のベースに入力され、トランジスタＱ
５を介しノードＢにエミッタフォロワ出力としてあられ
れる。この場合、オペアンプＡ１は、トランジスタＱ５
のエミッタフォロア動作を含めて、電圧利得１のボルテ
ージフォロア回路として動作している。そして、抵抗Ｒ
１にはノードＢの電位に応じた電流信号１１が生じる。
電圧信号Ｖ、は、オペアンプＡ１によりバッファされ、
トランジスタＱ５のベースに入力され、トランジスタＱ
５を介しノードＢにエミッタフォロワ出力としてあられ
れる。この場合、オペアンプＡ１は、トランジスタＱ５
のエミッタフォロア動作を含めて、電圧利得１のボルテ
ージフォロア回路として動作している。そして、抵抗Ｒ
１にはノードＢの電位に応じた電流信号１１が生じる。
そして、この電流信号■１がトランジスタＱ５のコレク
タ電流となる。（２）式からトランジスタＱ５のコレク
タ電流が変化するとトランジスタＱ５のベース・エミッ
タ間電圧ＶＢＥ５が指数関数的に変化する。従って、オ
ペアンプＡ１を介する負帰還ループがなければその影響
がノードＢの電位に現れるが、ノードＢの電位はオペア
ンプＡ１の負入力に負帰還されているので、イマジナル
ショートの原理でノードＢの電位は正入力の電圧と等し
くなるように制御される。すなわちノードＢの電位が電
圧信号■、の電位よりも低くなると、オペアンプＡ１の
出力電位は上昇する。そのため、トランジスタＱ５の電
流導通度が大きくなるので、ノードＢの電位は上昇する
。ノードＢの電位が電圧信号ｖｉの電位よりも高くなっ
た場合はこれとは逆の動作が行われ、結果としてノード
Ｂの電位、つまりオペアンプＡ１の負入力の電位が電圧
信号Ｖｉの電位、つまりオペアンプＡ１の正入力の電位
と等しくなるように、自動的に制御される。
タ電流となる。（２）式からトランジスタＱ５のコレク
タ電流が変化するとトランジスタＱ５のベース・エミッ
タ間電圧ＶＢＥ５が指数関数的に変化する。従って、オ
ペアンプＡ１を介する負帰還ループがなければその影響
がノードＢの電位に現れるが、ノードＢの電位はオペア
ンプＡ１の負入力に負帰還されているので、イマジナル
ショートの原理でノードＢの電位は正入力の電圧と等し
くなるように制御される。すなわちノードＢの電位が電
圧信号■、の電位よりも低くなると、オペアンプＡ１の
出力電位は上昇する。そのため、トランジスタＱ５の電
流導通度が大きくなるので、ノードＢの電位は上昇する
。ノードＢの電位が電圧信号ｖｉの電位よりも高くなっ
た場合はこれとは逆の動作が行われ、結果としてノード
Ｂの電位、つまりオペアンプＡ１の負入力の電位が電圧
信号Ｖｉの電位、つまりオペアンプＡ１の正入力の電位
と等しくなるように、自動的に制御される。
つまり、トランジスタＱ５のベース・エミッタ間電圧Ｖ
８，５の変化がオペアンプＡ１に負帰還ループを設ける
ことによるイマジナルショートの原理により吸収される
。そのため、ノードＢの電位はオペアンプＡ１の正入力
に与えられている電圧信号Ｖ、の電位と常に等しくなり
、抵抗ＲＥに生しる電流信号１１は ＲＥ となり、トランジスタＱ５のベース・エミッタ間電圧Ｖ
８Ｅ５に影響されることはない。従って、電流信号１１
と電圧信号Ｖ、との関係は第２図の直線Ｂのようになる
。そして、電圧信号■ｉは第２図に示すように直線的に
電流信号１１に変換され、電流信号１１の電圧信号ｖｉ
に対する歪率は低くなる。そして、トランジスタＱ５の
電流増幅率ｈ１、が十分高ければ（少なくとも１００以
上）、電流信号１１はトランジスタＱ５のコレクタ電流
として、安定に差動対トランジスタＱ３．Ｑ４のエミッ
タ共通点に供給される。上述した回路によると、従来、
全高調波歪率が約０．０１％であったものが、約０００
５％となり、歪率が約１７２になることが実験で確認さ
れている。
８，５の変化がオペアンプＡ１に負帰還ループを設ける
ことによるイマジナルショートの原理により吸収される
。そのため、ノードＢの電位はオペアンプＡ１の正入力
に与えられている電圧信号Ｖ、の電位と常に等しくなり
、抵抗ＲＥに生しる電流信号１１は ＲＥ となり、トランジスタＱ５のベース・エミッタ間電圧Ｖ
８Ｅ５に影響されることはない。従って、電流信号１１
と電圧信号Ｖ、との関係は第２図の直線Ｂのようになる
。そして、電圧信号■ｉは第２図に示すように直線的に
電流信号１１に変換され、電流信号１１の電圧信号ｖｉ
に対する歪率は低くなる。そして、トランジスタＱ５の
電流増幅率ｈ１、が十分高ければ（少なくとも１００以
上）、電流信号１１はトランジスタＱ５のコレクタ電流
として、安定に差動対トランジスタＱ３．Ｑ４のエミッ
タ共通点に供給される。上述した回路によると、従来、
全高調波歪率が約０．０１％であったものが、約０００
５％となり、歪率が約１７２になることが実験で確認さ
れている。
なお、トランジスタＱ３．Ｑ４．Ｑ５をＰＮＰトランジ
スタしたり、ＰチャネルあるいはＮチャネルの電界効果
形トランジスタにしても同様の効果が得られる。但し、
これらのトランジスタは十分バイアスされており、かつ
これらのトランジスタの活性領域内で動作させることが
必要である。
スタしたり、ＰチャネルあるいはＮチャネルの電界効果
形トランジスタにしても同様の効果が得られる。但し、
これらのトランジスタは十分バイアスされており、かつ
これらのトランジスタの活性領域内で動作させることが
必要である。
また、上記実施例では増幅手段としてオペアンプＡ１を
使用した場合について説明したが、正入力と負入力とを
有し負帰還をかけることにより正入力と負入力の電位が
等しくできればどのような回路構成であってもよい。
使用した場合について説明したが、正入力と負入力とを
有し負帰還をかけることにより正入力と負入力の電位が
等しくできればどのような回路構成であってもよい。
また、上記実施例では電圧を電流に変換するための電流
変換手段として抵抗ＲＥを用いる場合について説明した
が、電圧を電流に変換できればどのような素子２回路で
もよい。
変換手段として抵抗ＲＥを用いる場合について説明した
が、電圧を電流に変換できればどのような素子２回路で
もよい。
以上のようにこの発明によれば、出力を導出する差動増
幅器に電流を供給する電圧−電流変換手段を、正入力及
び負入力を有し、正入力に入力された入力電圧を増幅し
て出力する増幅手段と、前記増幅手段の出力が制御電橿
に与えられ、一方端が前記差動増副器に接続され、他方
端が前記増幅手段の負入力に接続されたトランジスタと
、前記トランジスタの他方端の電圧を電流に変換する電
流変換手段によって構成したので、電流変換手段に供給
される電圧を入力電圧と等しくすることができ、歪率が
低い状態で入力電圧を電流に変換し、差動増幅器に供給
することができるという効果がある。
幅器に電流を供給する電圧−電流変換手段を、正入力及
び負入力を有し、正入力に入力された入力電圧を増幅し
て出力する増幅手段と、前記増幅手段の出力が制御電橿
に与えられ、一方端が前記差動増副器に接続され、他方
端が前記増幅手段の負入力に接続されたトランジスタと
、前記トランジスタの他方端の電圧を電流に変換する電
流変換手段によって構成したので、電流変換手段に供給
される電圧を入力電圧と等しくすることができ、歪率が
低い状態で入力電圧を電流に変換し、差動増幅器に供給
することができるという効果がある。
第１図はこの発明の一実施例を示す回路図、第２図は第
１図の回路の動作を説明するための波形図、第３図は従
来の電圧制御型増幅回路を示す回路図、第４図は第３図
の回路の動作を説明するための波形図である。 図において、Ｑ３．Ｑ４は差動対トランジスタ、Ｖｏは
可変電源、Ａ１はオペアンプ、Ｑ５はトランジスタ、Ｒ
Ｅは抵抗である。 なお、各図中同一符号は同一または相当部分を示す。
１図の回路の動作を説明するための波形図、第３図は従
来の電圧制御型増幅回路を示す回路図、第４図は第３図
の回路の動作を説明するための波形図である。 図において、Ｑ３．Ｑ４は差動対トランジスタ、Ｖｏは
可変電源、Ａ１はオペアンプ、Ｑ５はトランジスタ、Ｒ
Ｅは抵抗である。 なお、各図中同一符号は同一または相当部分を示す。
Claims (1)
- （１）差動対トランジスタより成る差動増幅器と、 前記差動対トランジスタの制御電極に与えられている電
圧を変化させることにより前記差動対トランジスタに流
れている電流バランスを変化させ、前記差動増幅器を介
し出力される出力信号の利得を変化させる手段と、 入力電圧を受け、前記入力電圧に応じた電流を前記差動
増幅器に供給する電圧−電流変換手段とを備え、 前記電圧−電流変換手段は、 正入力及び負入力を有し、前記正入力に入力された前記
入力電圧を増幅して出力する増幅手段と、 制御電極が前記増幅手段の出力に接続され、一方端が前
記差動増幅器に接続され、他方端が前記増幅手段の負入
力に接続されたトランジスタと、前記増幅手段の負入力
と前記トランジスタの他方端の共通接続点と、所定電位
の間に介挿され、前記トランジスタの他方端の電圧に応
じ、該電圧を電流に変換する電流変換手段とから成る電
圧制御型増幅回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8941688A JPH01261010A (ja) | 1988-04-12 | 1988-04-12 | 電圧制御型増幅回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8941688A JPH01261010A (ja) | 1988-04-12 | 1988-04-12 | 電圧制御型増幅回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01261010A true JPH01261010A (ja) | 1989-10-18 |
Family
ID=13970049
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8941688A Pending JPH01261010A (ja) | 1988-04-12 | 1988-04-12 | 電圧制御型増幅回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH01261010A (ja) |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5286040A (en) * | 1976-01-12 | 1977-07-16 | Nippon Gakki Seizo Kk | Voltage control type resistor circuit |
-
1988
- 1988-04-12 JP JP8941688A patent/JPH01261010A/ja active Pending
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5286040A (en) * | 1976-01-12 | 1977-07-16 | Nippon Gakki Seizo Kk | Voltage control type resistor circuit |
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