JPH0124441B2 - - Google Patents
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- JPH0124441B2 JPH0124441B2 JP15055882A JP15055882A JPH0124441B2 JP H0124441 B2 JPH0124441 B2 JP H0124441B2 JP 15055882 A JP15055882 A JP 15055882A JP 15055882 A JP15055882 A JP 15055882A JP H0124441 B2 JPH0124441 B2 JP H0124441B2
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- Japan
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- 230000010355 oscillation Effects 0.000 claims description 13
- 230000001747 exhibiting effect Effects 0.000 claims description 3
- 230000005669 field effect Effects 0.000 claims description 2
- 239000000284 extract Substances 0.000 claims 1
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- 238000013016 damping Methods 0.000 description 3
- 230000007547 defect Effects 0.000 description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 2
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D9/00—Demodulation or transference of modulation of modulated electromagnetic waves
- H03D9/06—Transference of modulation using distributed inductance and capacitance
- H03D9/0608—Transference of modulation using distributed inductance and capacitance by means of diodes
- H03D9/0633—Transference of modulation using distributed inductance and capacitance by means of diodes mounted on a stripline circuit
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/18—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising distributed inductance and capacitance
- H03B5/1841—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising distributed inductance and capacitance the frequency-determining element being a strip line resonator
- H03B5/1847—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising distributed inductance and capacitance the frequency-determining element being a strip line resonator the active element in the amplifier being a semiconductor device
- H03B5/1852—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising distributed inductance and capacitance the frequency-determining element being a strip line resonator the active element in the amplifier being a semiconductor device the semiconductor device being a field-effect device
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/18—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising distributed inductance and capacitance
- H03B5/1864—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising distributed inductance and capacitance the frequency-determining element being a dielectric resonator
- H03B5/187—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising distributed inductance and capacitance the frequency-determining element being a dielectric resonator the active element in the amplifier being a semiconductor device
- H03B5/1876—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising distributed inductance and capacitance the frequency-determining element being a dielectric resonator the active element in the amplifier being a semiconductor device the semiconductor device being a field-effect device
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- Electromagnetism (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は、高周波信号を受信信号とし、高周波
信号と局部発振信号の差の周波数成分である中間
周波信号を出力信号とするミキサ回路に関し、特
に、ストリツプ線路あるいはマイクロストリツプ
線路を基本構成とするマイクロ波集積回路
（MIC）を用いたミキサ回路に関するものであ
る。
信号と局部発振信号の差の周波数成分である中間
周波信号を出力信号とするミキサ回路に関し、特
に、ストリツプ線路あるいはマイクロストリツプ
線路を基本構成とするマイクロ波集積回路
（MIC）を用いたミキサ回路に関するものであ
る。
従来例の構成とその問題点
第１図にミキサダイオードを用いた従来の
MIC化ミキサ回路の構成例を示す。ここで、高
周波信号入力端子１から入力された高周波信号は
主線路２を伝播して周波数混合素子であるミキサ
ダイオード３に印加される。端子４から入力され
た局部発振信号は主線路２と高周波的に結合し、
局部発振信号のみを選択通過させる局発用帯域通
過フイルタ５を通過してミキサダイオード３に印
加される。６は低域通過フイルタで、中間周波信
号を取り出すと同時に高周波信号や局部発振信号
に対してはミキサダイオード３の端子Ａを高周波
的に短絡させている。７はミキサダイオード３で
発生する中間周波信号を取り出す中間周波信号出
力端子である。８は高周波信号に対しては通過特
性を示すが中間周波信号に対しては開放インピー
ダンスを示す中間周波信号阻止回路で、ミキサダ
イオード３から中間周波信号の約1/4波長（1/4
λif）の長さの距離の主線路２上に設けられてい
る。従つて、ミキサダイオード３の端子Ｂは中間
周波信号で高周波的に短絡されることになる。
MIC化ミキサ回路の構成例を示す。ここで、高
周波信号入力端子１から入力された高周波信号は
主線路２を伝播して周波数混合素子であるミキサ
ダイオード３に印加される。端子４から入力され
た局部発振信号は主線路２と高周波的に結合し、
局部発振信号のみを選択通過させる局発用帯域通
過フイルタ５を通過してミキサダイオード３に印
加される。６は低域通過フイルタで、中間周波信
号を取り出すと同時に高周波信号や局部発振信号
に対してはミキサダイオード３の端子Ａを高周波
的に短絡させている。７はミキサダイオード３で
発生する中間周波信号を取り出す中間周波信号出
力端子である。８は高周波信号に対しては通過特
性を示すが中間周波信号に対しては開放インピー
ダンスを示す中間周波信号阻止回路で、ミキサダ
イオード３から中間周波信号の約1/4波長（1/4
λif）の長さの距離の主線路２上に設けられてい
る。従つて、ミキサダイオード３の端子Ｂは中間
周波信号で高周波的に短絡されることになる。
中間周波信号阻止回路８としては、高周波信号
に対する挿入損失が少なく通過帯域幅が広い帯域
通過フイルタが使われ、具体的構成例としては第
２図に示すように２本の終端開放ストリツプ線路
が終端開放ストリツプ線路の開放端から高周波信
号の約1/4（1/4λs）の長さにわたり分布結合し
た1/4波長線路結合型インタデイジタル直流阻止
回路９が使われる。この直流阻止回路９の開放ス
トリツプ線路間のギヤツプ間容量は、例えば高周
波信号周波数が12GHzでは通常0.0数pFとなり、
中間周波数が1GHzとすればギヤツプ間容量の示
すインピーダンスは数ＫΩとなり、ほぼ開放イン
ピーダンスに近い。しかし、高周波信号入力端子
１側に接続される回路に中間周波数の帯域内で共
振特性を示す共振回路が形成されれば、直流阻止
回路９あるいは中間周波信号阻止回路８のギヤツ
プ間容量が結合容量として働くため、ミキサダイ
オード３の端子Ｂから中間周波信号阻止回路８側
をみたインピーダンスに共振特性が現われ、共振
周波数前後にわたつてミキサダイオード３の端子
Ｂが短絡状態とはならない。
に対する挿入損失が少なく通過帯域幅が広い帯域
通過フイルタが使われ、具体的構成例としては第
２図に示すように２本の終端開放ストリツプ線路
が終端開放ストリツプ線路の開放端から高周波信
号の約1/4（1/4λs）の長さにわたり分布結合し
た1/4波長線路結合型インタデイジタル直流阻止
回路９が使われる。この直流阻止回路９の開放ス
トリツプ線路間のギヤツプ間容量は、例えば高周
波信号周波数が12GHzでは通常0.0数pFとなり、
中間周波数が1GHzとすればギヤツプ間容量の示
すインピーダンスは数ＫΩとなり、ほぼ開放イン
ピーダンスに近い。しかし、高周波信号入力端子
１側に接続される回路に中間周波数の帯域内で共
振特性を示す共振回路が形成されれば、直流阻止
回路９あるいは中間周波信号阻止回路８のギヤツ
プ間容量が結合容量として働くため、ミキサダイ
オード３の端子Ｂから中間周波信号阻止回路８側
をみたインピーダンスに共振特性が現われ、共振
周波数前後にわたつてミキサダイオード３の端子
Ｂが短絡状態とはならない。
従つて、出力端子７における中間周波数での出
力インピーダンスが共振周波数前後にわたり大き
く影響され中間周波信号での出力整合条件も大き
く影響される。結局ミキサ回路の周波数特性上に
急峻な劣化現象が現われるという致命的欠陥を生
じることとなる。
力インピーダンスが共振周波数前後にわたり大き
く影響され中間周波信号での出力整合条件も大き
く影響される。結局ミキサ回路の周波数特性上に
急峻な劣化現象が現われるという致命的欠陥を生
じることとなる。
発明の目的
本発明は、中間周波信号阻止回路が結合容量と
して働くのを防止することにより、中間周波数の
帯域内で起こる周波数特性上の致命的欠陥を防止
することのできるミキサ回路を提供することを目
的とするものである。
して働くのを防止することにより、中間周波数の
帯域内で起こる周波数特性上の致命的欠陥を防止
することのできるミキサ回路を提供することを目
的とするものである。
発明の構成
本発明では、上記一般の構成に加えて、中間周
波信号阻止回路から高周波信号入力端子側を見た
インピーダンスが中間周波数の帯域内に共振特性
が生じないように構成したことを特徴とするもの
である。
波信号阻止回路から高周波信号入力端子側を見た
インピーダンスが中間周波数の帯域内に共振特性
が生じないように構成したことを特徴とするもの
である。
実施例の説明
以下に本発明の実施例を説明する。
第３図に本発明の一実施例を示す。ここで、第
１図中と同一箇所には同一番号を付して説明す
る。第３図において、高周波信号入力端子１から
入力された高周波信号は主線路２を伝播してミキ
サダイオード３に印加される。端子４から入力さ
れた局部発振信号は主線路２と高周波的に結合
し、局部発振信号のみを選択通過させる局発用帯
域通過フイルタ５を通過してミキサダイオード３
に印加される。６は低域通過フイルタで、中間周
波信号を取り出すと同時に高周波信号や局部発振
信号に対してはミキサダイオード３の端子Ａを高
周波的に短絡させている。７はミキサダイオード
３で発生する中間周波信号を取り出す中間周波信
号出力端子である。８は高周波信号に対しては通
過特性を示すが中間周波信号に対しては開放イン
ピーダンスを示す中間周波信号阻止回路で、ミキ
サダイオード３から中間周波信号の約1/4波長
（1/4λif）の長さの距離に主線路２上に設けら
れている。中間周波信号阻止回路８より高周波信
号入力端子１側の主線路２に、しかも、中間周波
数での高インピーダンス点Ｃに低域通過フイルタ
１０の一端が接続され、他端は抵抗とバイパス容
量の直列接続回路あるいは単に抵抗で構成された
終端回路１１で終端されている。なお、上記のミ
キサダイオード３と中間周波阻止回路８との距離
を、中間周波信号の1/4波長の奇数倍の長さとし
ても高周波的には同じ動作となる。
１図中と同一箇所には同一番号を付して説明す
る。第３図において、高周波信号入力端子１から
入力された高周波信号は主線路２を伝播してミキ
サダイオード３に印加される。端子４から入力さ
れた局部発振信号は主線路２と高周波的に結合
し、局部発振信号のみを選択通過させる局発用帯
域通過フイルタ５を通過してミキサダイオード３
に印加される。６は低域通過フイルタで、中間周
波信号を取り出すと同時に高周波信号や局部発振
信号に対してはミキサダイオード３の端子Ａを高
周波的に短絡させている。７はミキサダイオード
３で発生する中間周波信号を取り出す中間周波信
号出力端子である。８は高周波信号に対しては通
過特性を示すが中間周波信号に対しては開放イン
ピーダンスを示す中間周波信号阻止回路で、ミキ
サダイオード３から中間周波信号の約1/4波長
（1/4λif）の長さの距離に主線路２上に設けら
れている。中間周波信号阻止回路８より高周波信
号入力端子１側の主線路２に、しかも、中間周波
数での高インピーダンス点Ｃに低域通過フイルタ
１０の一端が接続され、他端は抵抗とバイパス容
量の直列接続回路あるいは単に抵抗で構成された
終端回路１１で終端されている。なお、上記のミ
キサダイオード３と中間周波阻止回路８との距離
を、中間周波信号の1/4波長の奇数倍の長さとし
ても高周波的には同じ動作となる。
低域通過フイルタ１０がない場合には、主線路
２上の点Ｃは中間周波数では高インピーダンス点
になりうる。しかし、点Ｃに抵抗終端された低域
通過フイルタ１０が接続されると、高周波信号入
力端子１側に共振回路が形成されていても、この
共振回路は抵抗ダンピングされてしまう。従つ
て、ミキサダイオード３の端子Ｂから中間周波信
号阻止回路８側をみたインピーダンスに共振特性
が現われなくなり、端子Ｂは中間周波数で確実に
短絡され、ミキサ回路に生じる致命的欠陥を防止
できる。
２上の点Ｃは中間周波数では高インピーダンス点
になりうる。しかし、点Ｃに抵抗終端された低域
通過フイルタ１０が接続されると、高周波信号入
力端子１側に共振回路が形成されていても、この
共振回路は抵抗ダンピングされてしまう。従つ
て、ミキサダイオード３の端子Ｂから中間周波信
号阻止回路８側をみたインピーダンスに共振特性
が現われなくなり、端子Ｂは中間周波数で確実に
短絡され、ミキサ回路に生じる致命的欠陥を防止
できる。
第４図は本発明の別の実施例であり、第３図と
同一箇所には同一番号を付して説明する。第４図
において１２は終端開放の低域通過フイルタで、
中間周波信号阻止回路８の近傍で、ミキサダイオ
ード３側の主線路２に接続されており、低域通過
フイルタ１２の開放端からミキサダイオード３ま
での距離が中間周波信号の約1/4波長（1/4λif）
の長さに選ばれている。それ以外は第３図と構成
は全く同じである。
同一箇所には同一番号を付して説明する。第４図
において１２は終端開放の低域通過フイルタで、
中間周波信号阻止回路８の近傍で、ミキサダイオ
ード３側の主線路２に接続されており、低域通過
フイルタ１２の開放端からミキサダイオード３ま
での距離が中間周波信号の約1/4波長（1/4λif）
の長さに選ばれている。それ以外は第３図と構成
は全く同じである。
第４図においても終端回路１１で終端された低
域通過フイルタ１０が、低域通過フイルタのない
場合に中間周波数で高インピーダンスになりうる
点Ｃで主線路２と接続されているため、高周波信
号入力端子１側に共振回路が形成されていても抵
抗ダンピングされてしまう。従つて、第３図の場
合と同様の作用・効果が得られる。
域通過フイルタ１０が、低域通過フイルタのない
場合に中間周波数で高インピーダンスになりうる
点Ｃで主線路２と接続されているため、高周波信
号入力端子１側に共振回路が形成されていても抵
抗ダンピングされてしまう。従つて、第３図の場
合と同様の作用・効果が得られる。
第５図は本発明の別の一実施例であり、第３図
と同一箇所には同一番号を付して説明する。１３
は増幅器を構成する電界効果トランジスタ
（FET）で、高周波信号入力端子１側にFET１３
のゲート端子Ｇが接続され、中間周波信号阻止回
路８側にはFET１３のドレイン端子Ｄが接続さ
れたソース接地の高周波信号用FET増幅器１４
を構成している。抵抗１５とバイパス容量１６の
直列接続回路で終端された低域通過フイルタ１０
が中間周波信号阻止回路８の近傍点Ｃで主線路２
に接続されており、抵抗１５とバイパス容量１６
の接続端子１７からはFET１３のドレインバイ
アス電源が供給されている。それ以外の構成は第
３図と全く同じである。なおミキサダイオード３
と中間周波阻止回路８との距離を、中間周波信号
の1/4波長の奇数倍の長さとしても良いことは第
３図の実施例の場合と同様である。
と同一箇所には同一番号を付して説明する。１３
は増幅器を構成する電界効果トランジスタ
（FET）で、高周波信号入力端子１側にFET１３
のゲート端子Ｇが接続され、中間周波信号阻止回
路８側にはFET１３のドレイン端子Ｄが接続さ
れたソース接地の高周波信号用FET増幅器１４
を構成している。抵抗１５とバイパス容量１６の
直列接続回路で終端された低域通過フイルタ１０
が中間周波信号阻止回路８の近傍点Ｃで主線路２
に接続されており、抵抗１５とバイパス容量１６
の接続端子１７からはFET１３のドレインバイ
アス電源が供給されている。それ以外の構成は第
３図と全く同じである。なおミキサダイオード３
と中間周波阻止回路８との距離を、中間周波信号
の1/4波長の奇数倍の長さとしても良いことは第
３図の実施例の場合と同様である。
第５図の実施例において、抵抗終端された低域
通過フイルタ１０が高周波信号用FET増幅器１
４あるいは低域通過フイルタ１０のない場合に中
間周波数で高インピーダンスになりうる点Ｃで主
線路２と接続されているため、FET増幅器１４
側に中間周波数での共振回路が形成されていても
抵抗ダンピングされてしまう。従つて、ミキサダ
イオード３の端子Ｂから中間周波信号阻止回路８
側をみたインピーダンスに共振特性が現われなく
なり、端子Ｂは中間周波数で確実に短絡され、ミ
キサ回路に生じる致命的欠陥を防止できる。更
に、低域通過フイルタ１０、抵抗１５、バイパス
容量１６がFET増幅器１４のドレインバイアス
回路を兼用しているために、FET増幅器のバイ
アス回路とミキサ回路の共振防止回路を別々に設
ける必要がなくなり、回路が小形化され構成も簡
素化される。
通過フイルタ１０が高周波信号用FET増幅器１
４あるいは低域通過フイルタ１０のない場合に中
間周波数で高インピーダンスになりうる点Ｃで主
線路２と接続されているため、FET増幅器１４
側に中間周波数での共振回路が形成されていても
抵抗ダンピングされてしまう。従つて、ミキサダ
イオード３の端子Ｂから中間周波信号阻止回路８
側をみたインピーダンスに共振特性が現われなく
なり、端子Ｂは中間周波数で確実に短絡され、ミ
キサ回路に生じる致命的欠陥を防止できる。更
に、低域通過フイルタ１０、抵抗１５、バイパス
容量１６がFET増幅器１４のドレインバイアス
回路を兼用しているために、FET増幅器のバイ
アス回路とミキサ回路の共振防止回路を別々に設
ける必要がなくなり、回路が小形化され構成も簡
素化される。
発明の効果
本発明によれば、ミキサ回路の中間周波数領域
で生じる周波数特性上の急峻な劣化を防止でき、
特性の優れたマイクロ波用ミキサ回路を得ること
ができる。
で生じる周波数特性上の急峻な劣化を防止でき、
特性の優れたマイクロ波用ミキサ回路を得ること
ができる。
第１図は従来の一例のミキサ回路のパターン
図、第２図はその1/4波長線路結合型インタデイ
ジタル直流阻止回路のパターン図、第３図、第４
図、第５図はそれぞれ本発明の実施例におけるミ
キサ回路のパターン図である。 １……高周波信号入力端子、２……主線路、３
……ミキサ・ダイオード、６，１０……低域通過
フイルタ、８……中間周波信号阻止回路、１４…
…FET増幅器。
図、第２図はその1/4波長線路結合型インタデイ
ジタル直流阻止回路のパターン図、第３図、第４
図、第５図はそれぞれ本発明の実施例におけるミ
キサ回路のパターン図である。 １……高周波信号入力端子、２……主線路、３
……ミキサ・ダイオード、６，１０……低域通過
フイルタ、８……中間周波信号阻止回路、１４…
…FET増幅器。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 高周波信号入力端子と周波数混合素子の一端
とを接続して高周波信号を前記周波数混合素子に
伝達する主線路と、前記周波数混合素子に局部発
振信号を印加する手段と、前記周波数混合素子の
他端に接続され高周波信号と局部発振信号の差の
周波数成分である中間周波信号を取り出すフイル
タと、前記主線路上に設けられ、高周波信号に対
しては通過特性を示すが、中間周波信号に対して
は開放インピーダンスを示す中間周波信号阻止回
路と、前記周波数混合素子の一端を中間周波信号
で高周波的に接地短絡する手段とを備えるととも
に、前記高周波信号入力端子側にある前記主線路
に低域通過フイルタの一端を接続し、この低域通
過フイルタの他端を抵抗終端したことを特徴とす
るミキサ回路。 ２ 周波数混合素子から中間周波信号阻止回路ま
での主線路の長さを中間周波信号の1/4波長に選
んだことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載
のミキサ回路。 ３ 高周波信号入力端子側に、電界効果トランジ
スタによる増幅器を接続するとともに、他端が抵
抗終端された低域通過フイルタを前記増幅器のバ
イアス回路として用いたことを特徴とする特許請
求の範囲第１項記載のミキサ回路。 ４ 高周波信号入力端子と周波数混合素子の一端
とを接続して高周波信号を前記周波数混合素子に
伝達する主線路と、前記周波数混合素子に局部発
振信号を印加する手段と、前記周波数混合素子の
他端に接続され高周波信号と局部発振信号の差の
周波数成分である中間周波信号を取り出すフイル
タと、前記主線路上に設けられ、高周波信号に対
しては通過特性を示すが、中間周波信号に対して
は開放インピーダンスを示す中間周波信号阻止回
路と、前記高周波信号入力端子側にある前記主線
路に低域通過フイルタの一端を接続し、この低域
通過フイルタの他端を抵抗終端し、中間周波信号
阻止回路の近傍で、かつ、周波数混合素子側の前
記主線路に並列に終端開放の低域通過フイルタを
接続し、この終端開放の低域通過フイルタの開放
端から前記周波数混合素子までの距離を中間周波
信号の1/4波長の長さに選んだことを特徴とする
ミキサ回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15055882A JPS5940710A (ja) | 1982-08-30 | 1982-08-30 | ミキサ回路 |
| US06/526,279 US4541123A (en) | 1982-08-30 | 1983-08-25 | Mixer circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15055882A JPS5940710A (ja) | 1982-08-30 | 1982-08-30 | ミキサ回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5940710A JPS5940710A (ja) | 1984-03-06 |
| JPH0124441B2 true JPH0124441B2 (ja) | 1989-05-11 |
Family
ID=15499501
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP15055882A Granted JPS5940710A (ja) | 1982-08-30 | 1982-08-30 | ミキサ回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5940710A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63185106A (ja) * | 1987-01-27 | 1988-07-30 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | マイクロ波ミキサ−回路 |
-
1982
- 1982-08-30 JP JP15055882A patent/JPS5940710A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5940710A (ja) | 1984-03-06 |
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