JPH01169616A - 誘導負荷用省電力制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の対象〕 本発明は交流電力制御装置に関し、とくに、交流インダ
クションモータ等の誘導負荷の外電力制御装置に関する
。

〔従来技術〕

従来、交流インダクションモータ、その他の誘導負荷の
省エネルギーを目的として、米国特許第４，０５２，６
４８号および同４，３３７，６４０号において、インダ
クションモータの入力電圧を位相制御により変えて力率
を改善することが提案されている。

これらミノＪ制御装置では、サイリスタにより負荷に供
給される交流電圧を直接位相制御するため、負荷電流が
多くの高調波成分を含み、この高調波電流が電力制御装
置の電力用コンデンサとリニア・リアクトルに流入して
、これら素子に異常音、振動の発生および過熱、損傷等
の障害をひき起こしていた。しかも、高調波電流によっ
て受電電源電圧の波形に歪みが発生して、コンピュータ
等の情報機器やその他の制御装置に多大な障害を与えて
いた。サイリスタは毎サイクルにおいて電圧に同期して
点弧されているが、サイリスタの点弧のための同期信号
は電源電圧からとっているので、同期信号はこの波形歪
みのために変動してしまうことがあった。このため負荷
の状態によっては制御が不安定になったり、場合によっ
ては制御不能となってしまい、安全性ならびに信頼性に
おいて問題があった。これを解決することを目的として
、米国特許第４，６０２，２００号には高調波フィルタ
ーを設けることが提案されているが、この装置では多数
の大容量のコンデンサ、リアク１〜ル、ならびに抵抗を
必要とし、装置全体が大形化するとともに製造コス１〜
が極めて高くついていた。つぎにインダクションモータ
や誘導コイルの始動時にはモータの定格電流の６倍以上
の大きい始動電流が流れるために、不必要に大きな定格
の電力用半導体素子を必要とし、不経済であり、また損
失も大きいという欠点があった。

〔発明の目的〕

そこで、本発明の目的は」二記問題を解決し、省エネル
ギー効果の高い誘導負荷用省電力制御装置を提供するこ
とを目的とする。

本発明の他の目的は交流電圧の波形歪みによる影響を受
けないで安定した電圧制御ができ、どのような誘導負荷
にも適用可能な誘導負荷用省電力制御装置を提供するこ
とを目的とする。

本発明の他の目的は交流インダクションモータ等の誘導
負荷の急激な負荷変動に高速に応答可能な誘導負荷用省
電力制御装置を提供することを目的とする。

本発明の他の目的は正弦波交流波形への歪みを防止した
誘導負荷用省電力制御装置を提供することを目的とする
。

本発明の他の目的は交流インダクションモータの負荷状
態に応答して自動的に最高力率にて誘導負荷を即動する
ことができる誘導負荷用省電力制御装置を提供すること
を目的とする。

本発明の他の目的は小形、軽量、低コス１〜の誘導負荷
用省電力制御装置を提供することを目的とする。

本発明の他の目的は過負荷耐量が大きく、安定性や信頼
性が高く、シかも保守点検が不要な誘導負荷用省電力制
御装置を提供することを目的とする。

〔発明の構成〕

本発明の省電力制御装置は交流電源と誘導負荷との間に
接続され、前記誘導負荷に供給される出力電圧を調整す
るための直流制御巻線を備えた制御リアクトルからなる
磁気制御装置と、前記制御巻線に直流励磁電流を供給す
る直流励磁電源と、前記制御巻線と前記直流励磁電源と
の間に接続され、前記制御巻線に供給される前記直流励
磁電流を制御する半導体スイッチと、前記誘導負荷の負
荷状態に対応した出力信号を発生する負荷状態検出回路
と、前記出力信号に応答して、前記半導体スイッチの通
流率を制御する制御回路とを備えたことを特徴とする。

〔実施例〕

以下、図面を参照して本発明の詳細な説明する。

第１図において、本発明の望ましい実施例による誘導負
荷用省電力制御装置１０は交流電源１２に接続される入
力端１．４．１６と、誘導負荷１８に接続される出力端
２０．２２と、誘導負荷１８に供給される出力電圧を負
荷状プルに応じて可変調整する制御リアクトル２４から
なる磁気制御装置と、制御リアクトル２４の制御巻線２
６に直流励磁電流を供給する直流励磁主ｇ２８と、制御
巻線２６と直流励磁電源２８との間に接続され、制御巻
線２６に供給される直流励磁電流を可変する半導体スイ
ッチ回路３０と、負荷状態に対応した出力信号を発生す
る負荷状態検出回路３２と、出力信号に応答して半導体
スイッチ回路３０の通流率を制御して出力電圧を負荷状
態に応答して調整する制御回路３４とを備える。

第１図において、制御リアクトル２４は可飽和鉄心３８
に巻装された第１、第２交流巻線２４ａ、２４．ｂと、
鉄心３８の飽和度を制御する直流制御巻線２６とを備え
る。実際の使用においては、制御リアクトル２４による
最大の電圧降下はほぼ３５％の範囲で充分であり、この
範囲で殆どの負荷の電力制御が可能である。したがって
、最大３５％の電圧降下をもたらすべく、交流巻線２４
ａ、２４．ｂの巻数を定めると制御リアクトル２４が小
形軽量化できる。制御巻１４１Ａ２６により鉄心３８の
飽和度を制御することにより出力電圧を調整すると、出
力波形は第３図の第３高調波４０によって波形４２の如
く歪む。この波形歪みを修正するために、第１図に示す
如く、歪み修正変圧器４４が制御リアク１〜ル２４と並
列に接続される。歪み修正変圧器４４は出力端２０．２
２に直列インダクタ４８からなるインピーダンスを介し
て接続された１次巻線４６と、制御リアクトル２４の交
流巻線２４ａ、２４ｂの端子間に直列インダクタ４８を
介して接続された２次巻線５０を備え、このような結線
によって、制御リアクトルに流れる基本正弦波交流電圧
は修正トランスの２次巻線によって供給される正弦波交
流と同じ位相角と電圧レベルを有する。このため、循還
電流は流れず４基本正弦波交流の吸収は行なわれない。

制御リアク１〜ル２４に第３高調波が生じると、その第
３高調波は歪み修正変圧器の２次巻線５０にも供給され
るために大きな循還電流が流九で、第３高調波を吸収す
る。

いま、入力端１４．１６に波形歪みのない正弦波交流電
圧４３が供給されると、制御リアクトル２４の交流巻線
２４ａ、２４ｂの両端に現われる電圧は第３図の波形４
２の如く歪む。入力波形４３と出力波形４２との間の電
圧ドロップは出力端２０．２２を介して誘導負荷１８に
供給されるとともに、前記電圧ドロップは修正変圧器４
４の１次巻線４６と直列インダクタ４８とに供給される
。このとき、１次巻線４６の基本電圧波形は制御リアク
トル２４の交流巻線２４ａ、２４ｂの端子電圧波形に対
して僅かに位相がずれている。しかしながら、各リアク
タンスの値は３倍を掛けたものと等しくなるため、第３
高調波４０の位相ずれはもっと大きくなる。修正変圧器
４４は電圧を反転させて交流巻線２４ａ、２４ｂの電圧
ドロップに対向して基本波形を印加する。第３高調波の
位相はすでにずれているため２次巻線５０の端子電圧は
交流巻線２４ａ、２４ｂの端子電圧に影響を与え、この
とき比較的大きな循還電流が交流巻線２４ａ、２４ｂ、
２次巻線５０およびインダクタ４８に流れて交流巻線２
４．ａ、２４ｂにおける第３高調波の影響をとり除く。

その結果、基本波形４３のみが出力端２０゜２２に現わ
れる。実験によれば、当初に３２％の波形歪みが生じて
いた制御リアクタンスに歪み修正変圧器を組み合わせる
ことにより歪み率を４％まで下げることができた。

第１図にもどって、直流励磁電源２８は制御リック１−
ル２４の出力側に接続された変流器８０と、交流リアク
タンス８２とを備える。変流器８０は誘導負荷］８の負
荷電流に依存した電流をとり出すための電流成分回路と
して機能する。交流リアクトル８２は制御リック１〜ル
２４の出力電圧に依存した電流をとり出すための電圧成
分回路として機能する６両電流成分は整流器８４の交流
入力側でベクトル合成される。整流器８４の直流出力電
流は周成分の合成電流を整流したものに相当し、コンデ
ンサ８６によって平滑され、制御巻線２６の直流励磁電
流工として用いられる。整流器８４の直流出力電流に含
まれる電流依存成分と電圧依存成分とにより、負荷の投
入、遮断、あるいは負荷の急激な変動時に直流出力電流
の変化によって高速応答でその負荷変動を補償させるこ
とができる。

半導体スイッチ回路３０は半導体スイッチ８８を備え、
この半導体スイッチ８８は整流器８４の直流出力端子間
に直流励磁電流Ｉを制御するために接続される。半導体
スイッチ８８としてはトランジスタやサイリスタを使用
することができる。

第１図において、半導体スイッチ８８はインバーテツド
ダーリントン回路を形成する第１と第２の制御用トラン
ジスタ８８ａ、８８ｂを備える。

ここで、インバーテツドダーリントン回路とは、ＰＮＰ
型トランジスタと１ｌ− ＮＰＮ型トランジスタを相補的に接続した回路を云う。

すなわち、第１の制御用トランジスタ８８ａのベース電
流を制御するために第２の制御用トランジスタ８８ｂが
インバーテツドダーリントン接続され、インバーテツド
ダーリントン回路を形成している。直流励磁電流工を供
給される制御巻線２６には電流吸収回路９０が並列接続
されている。電流吸収回路９０としてはコンデンサが用
いられる。この電流吸収回路９０は半導体スイッチ８８
がオフ時に整流器８４の直流出力電流と直流励磁電流と
の差電流分を吸収する作用をする。電流吸収回路８８と
並列に電圧制限素子９２が接続される。この電圧制御素
子９２は励磁電圧が電圧制限素子９２により制限される
電圧に達すると導通し、半導体スイッチ８８と電流吸収
回路９０に過電圧が加わらないようにするために設けら
れる。電圧制限素子９２として定電圧ダイオードを用い
た場合の実施例が第１図に示されている。第１図におい
て、電流吸収回路９０としてのコンデイサと半導体スイ
ッチ８８との間に逆流防止用ダイオード９４が挿入され
ている。ダイオード９４は半導体スイッチ８８のオン時
にコンデンサ９０からの放電電流がこの半導体スイッチ
８８を介して流れるのを阻止する。これにより半導体ス
イッチ８８として用いられる例えば図示の如きトランジ
スタなどの素子の破壊の危険性を防止する。

第４，５図において、負荷状態検出回路３２は力率検出
回路からなるものとして示されている。負荷状態検出回
路３２において、変圧器ＦＴからの正弦波の電圧信号（
、）は演算増幅器により成る増幅器１００に供給され、
同様に変流器ＣＴからの正弦波の電流信号（ｂ）は同様
に演算増幅器より成る増幅器１０２に供給される。増幅
器１００，１０２は、大きな増幅率を有し、信号（ａ）
および（ｂ）をそれぞれ矩形波に変換して信号（Ｑ）お
よび（ｄ）を出力する。ついで、信号（ｃ）および（ｄ
）はＮＯＲ回路１０４に供給され、信号（０）および（
ｄ）の位相差（θ）と等しいパルス（ｅ）を出力する。

このパルス（ｅ）は抵抗とコンデンサからなるローパス
・フィルタ１０６を介して直流信号（ｆ）に変換される
。この直流信号（ｆ）は制御回路３４に供給される。

第１図において制御回路３４はトランジスタ１０８と、
三角波発振器１１０と、負荷状態検出回路３２の出力信
号（ｆ）と三角波発振器１１０の三角波形出力ｇとを比
較して、トランジスタ１０８のベースにパルス巾の異な
る駆動パルスを出力する差動増幅器１１２を備える。ト
ランジスタ１０８のコレクターは抵抗Ｒ１，Ｒ２ｔｒ介
してトランジスタ８８ａのコレクタ側に接続され、トラ
ンジスタ８８ｂのオン・オフによって半導体スイッチ８
０の通流率を制御する。これにより制御巻線２６の励磁
電流が調整される。この場合に通流率制御は負荷電圧と
負荷電流との位相差をなくすように制御回路３４により
制御される。

つぎに、第６図に示す各部の電圧電流波形例を参照しな
がら動作を説明する。

整流器８４の直流出力電流工はいがなる場合でも制御巻
線２６の励磁電流Ｔ′の所要値よりも大きくなるように
回路定数が選ばれる。半導体スイッチ８８がオンのとき
には整流器８４の直流出力電流■はこの半導体スイッチ
８８によって分路され、励磁電流■′は減少してゆく。

つぎに、半導体スイッチ８８がオフすると、整流器出力
電流■は増加してゆきながら制御巻線２６に流入する。

制御巻線２６のりアクタンスのため励磁電流１′は徐々
にしか増大できないため、差電流分■−１′は電流吸収
コンデンサ９０に流入する。このようにして、励磁電流
１′は半導体スイッチ８８のベース信号によって目標値
に保たれるように瞬時値制御される。

増幅器１１２のマイナス入力端に加えられた負荷電圧と
負荷電流との位相差に比例した出力信号ｆとプラス入力
端に加えられた三角波形信号ｇとが比較されて、出力パ
ルスｈが生ずる。時間ｔ１のとき、増幅器１１２は”　
１　”信号を出力し、時間ｔ２のとき”　ｏ　”信号を
出力する。増幅器１１２から“１″信号が出力されると
、トランジスタ１０８がオンとなり、トランジスタ８８
ａ、８８ｂがオンとなる。

ある瞬時での半導体スイッチ８８の通流率αはオン時間
をＴｏｎ、周期をＴとすると。

Ｔｏｎ と表わすことができ、励磁電流■″の平均値Ｉ’ａｖは
、整流器用カニの平均値Ｉａｖとすると Ｉ’　ａｖ−α１１ａｖ なる関係にある。すなわち、平均値としてみると、整流
器量カ電流工のうち励磁にはαＩａｖだけ流れ、半導体
スイッチ８８には残りの（１−α）Ｉａｖが分流してい
ることが分かる。このように半導体スイッチ８８は負荷
状態検出回路３２により検出された負荷状態に応答して
オン・オフされて、負荷電圧と負荷電流の位相差が常に
ゼロレベルに近づくように制御回路３４により制御され
る。すなわち、負荷電圧と負荷電流との位相差０が大き
いときは、誘導負荷の力率が極めて低く、負荷状態検出
回路３２の出力ｆは高くなる。このとき、第６図より明
らかなように、トランジスタ］０８の出力ＪのパルスＩ
Ｊが大きくなるため、半導体スイッチ８８の通流率が大
きくなって励磁電流の分流量が大きくなる。したがって
、制御巻線２６に供給される制御電流」′が少なくなっ
て、制御リアクトル２４の磁気飽和度が少なくなる。こ
のとき、制御リアクトル２４のインピーダンスが高くな
って出力電圧が低下する。つぎに誘導負荷が増大して、
負荷電圧と負荷電流との位相差が小さくなると、負荷状
態検出回路３２の出力ｆは低くなる。このとき、増幅器
１１２の出力りのパルス幅が小さくなるため、半導体ス
イッチ８８の通流率が小さくなって励磁電流工′が増加
してリアクトル２４のインピーダンスが小さくなって出
力電圧が増加する。このように、制御回路３４は負荷状
態検出回路３２の出力信号ｆに応答して、半導体スイッ
チ８８の通流率を制御することにより励磁電流Ｉ′を制
御し、もって、制御リック１〜ル２４から誘導負荷１８
に供給される出力電圧を力率が１になるように調整する
。その結果、誘導負荷１８は負荷状態に応じて常に最適
な電力で駆動されて、大幅な省エネルギー効果が得られ
る。

以」二、負荷状態検出回路３２は力率検出回路からなる
ものとして説明したが、負荷状態検出回路３２は公知の
たとえば米国特許第３，５８８，７１０号および同第４
，４８０，２１９に開示された位相検出回路もしくは米
国特許第４，１．１７，４．０８号等に開示された負荷
信号発生回路から構成しても良い。

〔発明の効果〕

以上より明らかなように、本発明による省電力制御装置
はつぎのような効果をもたらす。

（１）負荷電圧が負荷状態に応じて最適レベルに瞬時制
御され、すなわち負荷率の減少に比例して負荷電圧が最
適レベルまで減少されるため、誘導負荷が常に最高力率
で駆動され、大幅な省エネルギー効果が得られる。

（２）負荷電圧の制御が制御リアク１−ルの制御巻線に
流れる励磁電流の制御により行なわれ、電源ラインｔこ
おける交流電圧を直接位相制御することがないため、負
荷電流が高調波成分を含まず、交流電圧波形に歪みを与
えない。したがって、コンピュータ等の情報機器やその
他の制御装置に障害を与えない。

（３）負荷電流が高調波成分を含まないため、大形で高
価な大容量の高調波フィルタを省略でき、信頼性と安全
性の向上を図れるとともに、大幅な小形軽量化が図れる
。

（４）半導体スイッチは直接に電源ラインの交流電圧を
制御せず、制御リアクトルの制御巻線の低電圧、低電流
の励磁電流を制御するため、半導体スイッチと制御回路
の著しい小容量化と大幅な低コスト化が図れる。また回
路設計も容易となる。

（５）大きな負荷容量の省電力制御装置が最大３５％の
電圧降下を生じさせる制御リアクトルにより制御できる
ため、装置全体が小形軽量化されるとともに大きな電磁
波ノイズを発生させず、信頼性が高い。

（６）低電圧、小容量の半導体スイッチと制御リアクト
ルの制御巻線と組み合わせて高電圧、大容量の電圧制御
が可能なため、安全で信頼性が高く、＝１９− しかも、極めて安価な電子部品で従来不可能であった大
容量の電力の制御が可能となるため、実用上の効果が大
きい。

（７）大きな負荷容量に対して最大３５％の電圧降下を
生じさせる小形の制御リアクトルと小電力の制御回路の
採用を可能として、エネルギー損失を最小としたため、
大幅な高効率化が図れる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明による省電力制御装置の望ましい実施例
の結線図、第２図は第１図の制御リアクトルの平面図、
第３図は第１図の電圧波形図、第４図は第１図の負荷状
態検出回路の１例を示す回路図、第５図は第４図の回路
の波形図、第６図は第１図の電流電圧波形図をそれぞれ
示す。 ２４　・・・・・・・制御リアクトル ２６・・・・・　・直流励磁電源 ３０・　・半導体スイッチ回路 ３２・・・・・・負荷状態検出回路 ３４・・・制御回路 特許出願人　アレックス電子工業株式会社〒丁　　　−
−４］ ：　　　： 引（１ Ｉ　　　　　　　　Ｉ　　　　　　　　１１　　　１　
　Ｈｌ 一」１１ Ｌ　　　　　　　　　Ｊ

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、（ａ）交流電源と誘導負荷との間に接続され、前記
   誘導負荷に供給される出力電圧を調整するための直流制
   御巻線を備えた制御リアクトルからなる磁気制御装置と
   、 （ｂ）前記制御巻線に直流励磁電流を供給する直流励磁
   電源と、（ｃ）前記制御巻線と前記直流励磁電源との間
   に接続され、前記制御巻線に供給される前記直流励磁電
   流を制御する半導体スイッチと、（ｄ）前記誘導負荷の
   負荷状態に対応した出力信号を発生する負荷状態検出回
   路と、 （ｅ）前記出力信号に応答して、前記半導体スイッチの
   通流率を制御する制御回路と、 を備えた誘導負荷用省電力制御装置。 ２、前記半導体スイッチが前記直流励磁電源の直流出力
   端子に接続されて、前記直流励磁電流の一部を前記半導
   体スイッチに分流させたことを特徴とする特許請求の範
   囲第１項記載の誘導負荷用省電力制御装置。 ３、前記半導体スイッチに並列に電流吸収回路が接続さ
   れたことを特徴とする特許請求の範囲第２項記載の誘導
   負荷用省電力制御装置。 ４、前記半導体スイッチに並列に電圧制限素子が接続さ
   れたことを特徴とする特許請求の範囲第３項記載の誘導
   負荷用省電力制御装置。 ５、前記負荷状態検出回路が負荷電圧と負荷電流の位相
   差を検出する位相差検出回路を備えたことを特徴とする
   特許請求の範囲第１項または第２項記載の誘導負荷用省
   電力制御装置。 ６、前記制御回路が前記出力信号に応答したパルス巾の
   出力パルスを発生する増幅器と、前記増幅器の出力に応
   答して前記半導体スイッチの通流率を制御するトランジ
   スタとを備えたことを特徴とする特許請求の範囲第１項
   または第２項記載の誘導負荷用省電力制御装置。 ７、前記制御リアクトルが前記交流電源と前記誘導負荷
   との間で直列接続された第１および第２の交流巻線を備
   え、さらに、前記交流巻線の波形歪み修正回路を備えた
   ことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の誘導負荷
   用省電力制御装置。 ８、前記波形歪み修正回路は互いに直列接続された波形
   歪み修正変圧器とインピーダンスとを備えたことを特徴
   とする特許請求の範囲第７項記載の誘導負荷用省電力制
   御装置。 ９、前記変圧器は一端が互いに接続された１次巻線と２
   次巻線を備え、前記１次巻線は前記誘導負荷の入力端に
   前記インピーダンスを介して接続され、前記２次巻線は
   前記第１交流巻線の入力端と前記第２交流巻線の出力端
   との間に前記インピーダンスを介して接続されているこ
   とを特徴とする特許請求の範囲第８項記載の誘導負荷用
   省電力制御装置。 １０、（ａ）交流電源と誘導負荷との間に直列接続され
   、前記誘導負荷への出力電圧を調整するための制御巻線
   を備えた制御リアクトルからなる磁気制御形電圧調整器
   と、 （ｂ）前記電圧調整器の端子電圧に依存した電流成分を
   取り出すための交流リアクトルと、前記負荷の負荷電流
   に依存した電流成分をとり出す変流器と、前記両電流成
   分をベクトル合成した電流を整流して直流出力電流を前
   記制御巻線に供給する整流器とを備えた直流励磁電源と
   、（ｃ）前記整流器の直流出力端子側に接続されていて
   前記直流出力電流の分流を可能にする半導体スイッチと
   、 （ｄ）前記制御巻線に並列接続されていて前記半導体ス
   イッチのオフ時に前記直流出力電流と前記制御巻線に流
   れる電流との差電流分を吸収する電流吸収回路と、 （ｅ）前記誘導負荷の負荷状態に比例した出力信号を発
   生する負荷状態検出回路と、 （ｆ）前記出力信号に応答して前記出力電圧を可変調整
   するよう前記半導体スイッチのオンオフ制御を行なう制
   御回路と、を備えた誘導負荷用省電力制御装置。 １１、前記制御リアクトルが前記交流電源と前記誘導負
   荷との間で直列接続された第１および第２の交流巻線を
   備え、さらに、前記交流巻線の波形歪み修正回路を備え
   たことを特徴とする特許請求の範囲第１０項記載の誘導
   負荷用省電力制御装置。 １２、前記波形歪み修正回路は互いに直列接続された波
   形歪み修正変圧器とインピーダンスとを備えたことを特
   徴とする特許請求の範囲第１１項記載の誘導負荷用省電
   力制御装置。 １３、前記変圧器は一端が互いに接続された１次巻線と
   ２次巻線を備え、前記１次巻線は前記誘導負荷の入力端
   に前記インピーダンスを介して接続され、前記２次巻線
   は前記第１交流巻線の入力端と前記第２交流巻線の出力
   端との間に前記インピーダンスを介して接続されている
   ことを特徴とする特許請求の範囲第１２項記載の誘導負
   荷用省電力制御装置。