JPH0198004A - 誘導負荷用省電力制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の対象〕 本発明は交流電力制御装置に関し、とくに、交流インダ
クシ目ンモータ等の誘導負荷の省電力制御装置に関する
。

〔従来技術〕

従来、交流インダクションモータ、その他の誘導負荷の
省エネルギーを目的として、米国特許第４，０５２，６
４８号および同４，３３７，６４０号において、インダ
クションモータの入力電圧を位相制御により変えて力率
を改善することが提案されている。

これら電力制御装置では、サイリスタにより負荷に供給
される交流電圧を直接位相制御するため、負荷電流が多
くの高調波成分を含み、この高調波電流が電力制御装置
の電力用コンデンサとリニア・リアクトルに流入して、
これら素子に異常音、振動の発生および過熱、損傷等の
障害をひき起こしていた。しかも、高調波電流によって
受電電源電圧の波形に歪みが発生して、コンピュータ等
の情報機器やその他の制御装置に多大な障害を与えてい
た。サイリスタは毎サイクルにおいて電圧に同期して点
弧されているが、サイリスタの点弧のための同期信号は
Ｗ１ｇｍ圧からとっているので、同期信号はこの波形歪
みのために変動してしまうことがあった。このため負荷
の状態によっては制御が不安定になったり、場合によっ
ては制御不能となってしまい、安全性ならびに信頼性に
おいて問題があった。これを解決することを目的として
、米国特許第４．６０２，２００号には高調波フィルタ
ーを設けることが提案されているが、この装置では多数
の大容量のコンデンサ、リアクトル、ならびに抵抗を必
要とし、装置全体が大形化するとともに製造コストが極
めて高くついていた。つぎにインダクションモータや誘
導コイルの始動時にはモータの定格電流の６倍以上の大
きい始動電流が流れるために、電力用半導体素子の容量
を誘導負荷の定格容量の２〜４倍に相当するものを選択
しなければならず、このため、半導体素子が高価となり
、しかもそのための制御回路も必然的に大形複雑化し、
応答性も悪かった。

さらに半導体素子としてサイリスタも用いた制御装置で
は主回路部分に大きな内部発生損失が生じて、主回路部
分の電力消費が大きくなるという欠点があった。とくに
、主回路部分には転流リアクトル、転流コンデンサで構
成される強制転流回路を必要とし、転流回路内で転流の
たびに移動するエネルギーに伴う損失が発生していた。

さらにこのほか、主回路スナバ回路における損失（抵抗
、ダイオード等）、平滑リアクトル１．交流リアクトル
等の損失（鉄損、銅損等）、コンデンサー内部損失の発
生等による電力消費が大きかった。このように従来の電
力制御装置では装置自体の消費電力が大きいために交流
インダクションモータやその他の誘導負荷の省エネルギ
ー効果が少なかった。

〔発明の目的〕

そこで、本発明の目的は上記問題を解決し、省エネルギ
ー効果の高い誘導負荷用省電力制御装置を提供すること
を目的とする。

本発明の他の目的は小形軽量にして安価な誘導負荷用省
電力制御装置を提供するごとを目的とする。

本発明の他の目的は交流インダクションモータ等の誘導
負荷の変動に高速に応答可能な誘導負荷用省ｆｌＥ力制
御装置を提供することを目的とする。

本発明の他の目的は正弦波交流波形への歪みを防止した
誘導負荷用省電本発明の他の目的は交流インダクション
モータの負荷状態に応答して自動的に最高力率にて誘導
負荷を駆動することができる誘導負荷用省電力制御装置
を提供することを目的とする。

本発明の他の目的は小形、軽量、低コストの誘導負荷用
省電力制御装置を提供することを目的とする。

本発明の他の目的は過負荷耐量が大きく、安定性や信頼
性が高く、しかも保守点検が不要な誘導負荷用省電力制
御装置を提供することを目的とする。

〔発明の構成〕 本発明の省電力制御装置は交流電源と誘導負荷との間に
接続される出力巻線と、前記出力巻線の出力電圧を調整
するための制御巻線を備えた磁気制御層電圧調整器と、
前記制御巻線に直流励磁電流を供給する直流励磁電源と
、前記制御巻線と前記直流励磁電源との間に接続され、
前記制御巻線に供給される前記直流励磁電流を制御する
半導体スイッチと、前記誘導負荷の負荷状態に対応した
出力信号を発生する負荷検出回路と、前記出力信号に応
答して、前記半導体スイッチの通流率を制御する制御回
路とを備えたことを特徴とする。

〔実施例〕

以下、図面を参照して本発明の詳細な説明する。

第１図において１本発明の望ましい実施例による誘導負
荷用省電力制御装置１１１０は交流電源１２に接続され
る入力端１４．１６と、誘導負荷１８に接続される出力
端２０．２２と、誘導負荷１８に供給される出力電圧を
負荷状態に応じて可変調整する制御巻線２６を備えた磁
気制御層電圧調整器２４と、制御巻線２６に直流励磁電
流を供給する直流励磁Ｗｌ源２８と、制御巻線２６と直
流励磁電源２８との間に接続され、制御巻線２６に供給
される直流励磁電流を可変する半導体スイッチ回路３０
と、負荷状態に対応した出力信号を発生する負荷検出回
路３２と、出力信号に応答して半導体スイッチ回路３ｏ
の通流率を制御して出力電圧を負荷状層に応答して調整
する制御回路３４とを備える。

第１〜５図において、磁気制御形電圧７ＩＩ４ｖＩＩ器
２４は主磁束ループ路を構成する第１可飽和鉄心と、主
磁束ループ路の１部をバイパスさせるための磁気分路鉄
心４４とを有し、第１可飽和鉄心４２は巻鉄心からなる
。

第１可飽和鉄心４２は第１直列巻線４６と１分路巻＠４
８と、第２直列巻線５０からなる出力巻線を備える。第
１直列巻線４６は出力端２ｏに接続された高圧端子と入
力端１４に接続された中圧端子との間に接続され１分路
巻線４８は第１直列巻線４６に同一極性で直列接続され
る０分路巻線４８の下端部は入力端１６に接続された中
性点に接続される。第２直列巻線５０は分路巻線４８の
下端部と出力端２２との間において第１直列巻線４６と
は逆極性で接続される。主磁束ループ路の少くとも一部
の磁気飽和状層を変えて、磁気分路鉄心４４の磁束密度
を制御するために巻鉄心からなる第２可飽和鉄心５２が
制御巻線２６により後述の如く制御される。

第２〜３図において、第１可飽和鉄心４２は主磁束ルー
プ路を構成するセンター・レッグ５４とアウター・レッ
グ５６，５８を備える。センター・レッグ５４は磁気分
路鉄心４４により区分された第１コア部５４ａと第２コ
ア部５４ｂを備える。さらに、センター・レッグ５４は
アウター・レッグ５６，５８の外側に延びる延長部、す
なわち、第３コア部５４ｃを備える。センター・レッグ
５４は第１可飽和鉄心４２の上に配置されて、固定具６
０．６２で互いに固定されて一体化される。第２．３．
５図より明らかなように、磁気分路鉄心４４は多枚数の
ケイ索鋼板を積層した断面Ｃ形状の鉄心からなる。磁気
分路鉄心４４の溝４４ａはセンター・レッグ５４と磁気
的に結合するように配置しである。磁気分路鉄心４４の
端部４４ｂ。

４４ｃは第１直列巻線４６および分路巻線４８の第１コ
イルブロツクと第２直列巻線５０の第２コイルブロツク
との間で一定のエアギャップに相当する所要の厚みの間
装物６４，６６を挾んで第１可飽和鉄心４２のアウター
・レッグ５６，５８上に配置され、固定具６８．７０に
よってアウター・レッグ５６，５８に固定されて、各鉄
心は一体化される。磁気分路鉄心６４は主磁束ループ路
の磁束の一部を高リラクタンスをなすギャップ（間装物
６４，６６により形成される）を介してアウター・レッ
グ５６，５８に分路させて出力電圧を調整するとともに
、高調波を減衰させ、出力電圧の波形歪みを少なくする
ように機能する。第２可飽和鉄心５２は磁気分路鉄心５
４の下側において、すなわち、第１直列巻線４６および
分路巻線４８の第１コイルブロツクと第２直列巻線５０
の第２コイルブロツクとの間でセンター・レッグ５４の
第２コア部５４ｂの上部と第３コア部５４ｃの下端部の
上に配置されて、固定具７２．７４によって各鉄心は一
体化されて磁気的に結合される。このように、第２可飽
和鉄心５２は第１可飽和鉄心４２の下半部とオーバーラ
ツプするように配置され、第１可飽和鉄心の一部を磁気
飽和させて第２直列巻１＠１５０の磁束が第１直列巻線
４６と分路巻線４８の磁束に作用しないようにするとと
もに、第１直列巻線４６と分路巻線４８の磁束を磁気分
路鉄心４４にシフトさせるように機能する。

第１直列巻線４６および分路巻線４８．第２直列巻線５
０ならびに制御巻線２６はそれぞれセンター・レッグ５
４の第１〜第３コア部５４ａ、５４ｂ、５４ｃ上に巻か
れて、はぼ同一平面内に配置される。さらに、各巻線の
上面と下面は第２可飽和鉄心５２の上面と第１可飽和鉄
心４２の下面とにそれぞれ整列するように配置される。

すなわち、第１直列巻線４６と分路巻線４８のコイル・
ブロックと第２直列巻線５０からなる第２コイル・ブロ
ックと、制御巻線２６の第３コイル・ブロックはセンタ
ー・レッグ５４、第１、第２可飽和鉄心４２．５２の厚
み内にほぼ配置される。センター・レッグ５４の第３コ
ア部５４ｃは第１可飽和鉄心４２の外側に延びていて、
制御巻線２６はセンター・レッグ５４の下端部５４ｃ上
に巻かれている。第２可飽和鉄心５２は第２直列巻線５
０の第２コイル・ブロックと制御巻線２６の第３コイル
・ブロックを囲んでいる。第２，３図において第２可飽
和鉄心５２の上部と下部はそれぞれ固定具７２．７４に
よりセンター・レッグ５４とともに補助磁束ループ路を
構成し、制御巻線２６に直流励磁電流が供給されたとき
に制御巻線２６の磁束の通路として機能する。すなわち
、制御巻線２６の磁束はセンター・レッグ５４の第２コ
ア部５４ｂを部分的に磁気飽和させ、もって第１直列巻
線４６および分路巻線４８の磁束を主磁束ループから磁
気分路鉄心４４を介してアウター・レッグ５６，５８に
シフトさせる。

第１直列巻線４６と分路巻線４８はセンター・レッグ５
４の第１コア部５４ａ上に巻かれて単巻変圧器を構成し
、第２直列巻線５０が第２コア５４ｂ上に第１直列巻線
４６とは逆極性で巻かれて、いわゆる、差動結合される
。

上記構成において、入力端１４．１６が交流型＠１２に
接続されて、出力端２０．２２が誘導負荷１８に接続さ
れると、第１．第２直列巻線４６゜５０に大電流が流れ
、分路巻線４８には入力電流と出力電流との差電流が流
れる。

第１，２図において、制御巻線２６に直流励磁［流が供
給されないときは、第１直列巻線４６と分路巻線４８お
よびこの分路巻線４８に差動結合された第２直列巻線５
０により生じた磁束がセンター・レッグ５４からアウタ
ー・レッグ５６，５８を通過して、センター・レッグ５
４に循還する。

このとき、第１直列巻線４６と分路巻線４８の生ずる磁
束と第２直列巻線５０の生ずる磁束とは逆方向になって
いるから、相互磁束全体としては、差になって作用する
。したがって、このときの出力電圧は最少となる。

つぎに、制御巻線２６に直流励磁電流が供給されると、
第２可飽和鉄心５２はセンター・レッグ５４の第２、第
３コア部５４ｂ、５４ｃとともに磁気飽和されるため、
第１直列巻線４６と分路巻線４８の生ずる磁束は磁気分
路鉄心４４にシフトされる。このとき、磁束は第１コア
部５４ａ、アウター・レッグ５６，５８および磁気分路
鉄心４４を介して循還し、出力端２０．２２の出力電圧
は最大となる。制＃１巻線２６に供給される直流励磁電
流を少なくすると、それに応じて出力巻線の出力端出力
電圧は低下する。このように、センター・レッグ５４の
第２、第３コア部５４ｂ、５４０の磁気飽和状態を可変
制御することにより、第１直列巻線４６と分路巻線４８
からなる出力巻線に対する第２直列巻線５０の差動結合
状態を変化させて磁気分路鉄心４４にシフトされる第１
直列巻線４６および分路巻線４８の磁束を制御し、出力
端の出力電圧を可変制御できる。

第１図にもどって、直流出力電流２８は磁気制御層電圧
調整器２４の出力側に接続された変流器８０と、変圧器
８１を介して接続された交流リアクトル８２とを備える
。変流器８０は誘導負荷１８の電流に依存した成分をと
り出すための電流成分回路として機能する。交流リアク
トル８２は変圧器８１を介して高圧から低圧に変圧され
た電圧を電圧調整器２４の出力電圧に依存した成分をと
り出すための電圧成分回路として機能する０開成分は整
流器８４の交流入力側でベクトル合成される。整流器８
４の直流出力電流は開成分の合成電流を整流したものに
相当し、コンデンサ８６によって平滑され、制御巻線２
６の直流励磁電流工として用いられる。整流器８４の直
流出力電流に含まれる電流依存成分と電圧依存成分とに
より、負荷の投入、遮断、あるいは負荷の急激な変動時
に直流出力電流の変化によって高速応答でその負荷変動
を補償させることができる。

半導体スイッチ回路３０は半導体スイッチ８８を備え、
この半導体スイッチ８８は整流器８４の直流出力端子間
に直流励磁電流工を制御するために接続される。半導体
スイッチ８８としてはトランジスタやサイリスタを使用
することができる。

第１図において、半導体スイッチ８８はインバーテツド
ダーリントン回路を形成する第１と第２の制御用トラン
ジスタ８８ａ、８８ｂを備える。

ここで、インバーテツドダーリントン回路とは、ＰＮＰ
型トランジスタとＮＰＮ型トランジスタを相補的に接続
した回路を云う、すなわち、第１の制御用トランジスタ
８８ａのベース電流を制御するために第２の制御用トラ
ンジスタ８８ｂがインバーテツドダーリントン接続され
、インバーテツドダーリントン回路を形成している。直
流励磁電流Ｉを供給される制御巻線２６には電流吸収回
路９０が並列接続されている。ｆｌ！流吸収回路９０と
してはコンデンサが用いられる。この電流吸収回路９０
は半導体スイッチ８８がオフ時に整流器８４の直流出力
電流と直流励磁電流との差電流分を吸収する作用をする
。電流吸収回路８８と並列に電圧制限素子９２が接続さ
れる。この電圧制御素子９２は励磁電圧が電圧制限素子
９２により制限される電圧に達すると導通し、半導体ス
イッチ８８と電流吸収回路９ｏに過電圧が加わらないよ
うにするために設けられる。電圧制限素子９２として定
電圧ダイオードを用いた場合の実施例が第１図に示され
ている。第１図において、を流吸収回路９０としてのコ
ンデンサと半導体スイッチ８８との間に逆流防止用ダイ
オード９４が挿入されている。ダイオード９４は半導体
スイッチ８８のオン時にコンデンサ９ｏがらの放電電流
がこの半導体スイッチ８８を介して流れるのを阻止する
。これにより半導体スイッチ８８として用いられる例え
ば図示の如きトランジスタなどの素子の破壊の危険性を
防止する。

第６，７図において、負荷検出回路３２において、変圧
器（図示せず）からの正弦波の電圧信号（ａ）は演算増
幅器により成る増幅器１０ｏに供給され、同様に変流器
（図示せず）からの正弦波の電流信号（ｂ）は同様に演
算増幅器より成る増幅器１０２に供給される。増幅器１
００゜１０２は、大きな増幅率を有し、信号（ａ）およ
び（ｂ）をそれぞれ矩形波に変換して信号（ｃ）および
（ｄ）を出力する。ついで、信号（Ｑ）および（ｄ）は
ＮＯＲ［ｉ５１路１０４に供給され、信号（Ｑ）および
（ｄ）の位相差（θ）と等しいパルス（８）を出力する
。このパルス（ｅ）は抵抗とコンデンサかからなるロー
パス・フィルタ１０６を介して直流信号（ｆ）に変換さ
れる。この直流信号（ｆ）は制御回路３４に供給される
。

第１図において制御回路３４はトランジスタ１０８と、
三角波発振器１１０と、負荷検出回路３２の出力信号（
ｆ）と三角波発振器１１０の三角波形出力ｇとを比較し
て、トランジスタ１ｏ８のベースにパルス巾の異なる駆
動パルスを出力する差動増幅器１１２を備える。トラン
ジスタ１０８のコレクターは抵抗Ｒ１，Ｒ２を介してト
ランジスタ８８ａのコレクタ側に接続され、トランジス
タ８８ｂのオン・オフによって半導体スイッチ８０の通
流率を制御する。これにより制御巻＠２６の励磁電流が
Ｗ４Ｗｉされる。この場合に通流率制御は負荷電圧と負
荷電流との位相差をなくすように制御回路−３４により
制御される。

つぎに、第８図に示す各部の電圧電流波形例を参照しな
がら動作を説明する。

整流器８４の直流出力端子間はいがなる場合でも制御巻
＠２６の励磁電流Ｉ″の所要値よりも大きくなるように
回路定数が選ばれる。半導体装置ッチ８８がオンのとき
にはＷ流器８４の直流出力電流Ｉはこの半導体スイッチ
８８によって分路され、励磁電流工′は減少してゆく、
つぎに、半導体スイッチ８８がオフすると、整流器出力
電流工は増加してゆきながら制御巻線２６に流入する。

制御巻線２６のインダクタンスのために励磁電流工′は
徐々にしか増大できないため、動電流分Ｉ−Ｉ’は電流
吸収コンデンサ９０に流入する。このようにして、励磁
電流工′は半導体スイッチ８８のベース信号によって目
標値に保たれるように瞬時値制御される。

増幅器１１２のマイナス入力端に加えられた負荷電圧と
負荷電流との位相差に比例した出力信号ｆとプラス入力
端に加えられた三角波形信号ｇとが比較されて、出力パ
ルスｈが生ずる０時間ｔ□のとき、増幅器１１２は“１
”信号を出力し、時間ｔ２のとき“Ｏ”信号を出力する
。増幅器１１２から“１”信号が出力されると、トラン
ジスタ１０８がオンとなり。

トランジスタ８８ａ、８８ｂがオンとなる。

ある瞬時での半導体スイッチ８８の通流率αはオン時間
をＴ　ｏ　ｎ　、周期をＴとすると、 ｏｎ α＝　　□ と表わすことができ、励磁電流１′の平均値Ｉ’　　ａ
ｖは、！１流器出カニの平均値Ｉａｖとすると Ｉ’　ａｖ＝α−１ａｖ なる関係にある。すなわち、平均値としてみると、整流
器出力電流工のうち励磁にはαｒａｙだけ流れ、半導体
スイッチ８８には残りの（１−α）Ｉａｖが分流してい
ることが分かる。このように半導体スイッチ８８は負荷
検出回路３２により検出された負荷状態に応答してオン
・オフされて、負荷電圧と負荷電流の位相差が常にゼロ
レベルに近づくように制御回路３４により制御される。

すなわち、負荷電圧と負荷電流との位相差θが大きいと
きは、誘導負荷の力率が極めて低く、負荷検出回路３２
の出力ｆは高くなる。このとき、第８図より明らかなよ
うに、トランジスタ１０８の出力ｊのパルス巾が大きく
なるため、半導体スイッチ８８の通流率が大きくなって
励磁電流の分流量が大きくなる。したがって、制御巻１
１Ａ２６に供給される制御電流Ｉ′が少なくなって、磁
気制御層電圧調整器２４のセンター・レッグ５４の第２
コア部５４ｂの磁気飽和度が少なくなる。このとき、第
２図における第１直列巻線４６および分路巻線４８の磁
束は第２直列巻線５０による逆極性の磁束により打ち消
されて電圧調整器２４の出力電圧が低下する。つぎに誘
導負荷が増大して、負荷電圧と負荷電流との位相差が小
さくなると、負荷検出回路３２の出力ｆは低くなる。こ
のとき、増幅器１１２の出力りのパルス幅が小さくなる
ため、半導体スイッチ８８の通流率が小さくなって励磁
電流工′が増加して電圧調整器２４の出力電圧が増加す
る。このように、制御回路３４は負荷検出回路３２のＩ
Ｐ、力信号ｆに応答して、半導体スイッチ８８の通流率
を制御することにより励磁電流工′を制御し、もって、
電圧調整器２４から誘導負荷１８に供給される出力電圧
を力率が１になるように調整する。この結果、たとえば
、３相２００Ｖ定格の２．２ＫＷ誘導モータを無負荷状
態において入力電圧２００Ｖで駆動すると４．８Ａの電
流が流れて力率が０．５６．消費電力が５３７．６ワツ
トであるのに対し、力率が１となるように入力電圧を５
０Ｖに下げると、消費電流は僅かに１．１５Ａとなり、
消費電力は約１／１０の５９．５ワツトなる。つぎに、
このモータの負荷率を約５０％にして入力電圧を２００
ｖにすると、消費電流が５．ＯＡで力率が０．８５．消
費電力が８５０ワツトであるのに対し、力率が１となる
レベル、すなわち、１３０ｖまで入力電圧を下げると消
費電流は４．８Ａとなり、消費電力は６２４ワツトとな
って２７．６％の省エネルギーとなる。

以上、本発明について単相用の実施例を説明したが、上
述の磁気制御層電圧調整器を３相結線して３相交流電源
に接続することもできる。負荷検出回路３２は公知のた
とえば米国特許第３，５８８，７１０号および同第４．
４８０，２１９号に開示された位相検出回路もしくは米
国特許第４．１１７，４０８号および同第４，３７９，
２５８号に開示された負荷信号発生回路から構成しても
良い。

〔発明の効果〕

以上より明らかなように、本発明による省電力制御装置
はっぎのような効果もたらす。

（１）負荷電圧が負荷状態に応じて最適レベルに瞬時制
御され、すなわち負荷率の減少に比例して負荷電圧が最
適レベルまで減少されるため、誘導負荷が常に最高力率
で駆動され、大幅な省エネルギー効果が得られる。

（２）負荷電圧の制御が磁気制御形量圧調整器の￥１１
御巻線に流れる励磁電流の制御により行なわれ、電源ラ
インにおける交流電圧を直接位相制御することがないた
め、負荷電流が高調波成分を含まず、交流電圧波形に歪
みを与えない、したがって、コンピュータ等の情報機器
やその他の制御装置に障害を与えない。

（３）負荷電流が高調波成分を含まないため、大形で高
価な大容量の高調波フィルタを省略でき、信頼性と安全
性の向上を図れるとともに、大幅な小形軽量化が図れる
。

（４）半導体スイッチは直接に電源ラインの交流電圧を
制御せず、磁気制御形電圧３１Ｉａ器の制御巻線の低電
圧、低電流の励磁電流を制御するため。

半導体スイッチと制御回路の著しい小容量化と大幅な低
コスト化が図れる。

また回路設計も容易となる。

（５）大きな負荷容量の省電力制御装置が１００分の１
以下の自己容量の磁気制御形電圧調？！器で制御できる
ため、装置全体が小形軽量化されるとともに大きな電磁
波ノイズを発生させず、信頼性が高いため、シャトル等
の宇宙船での使用が可能である。

（６）低電圧、小容量の半導体スイッチと磁気制御形量
圧調整器の制御巻線と組み合わせて高電圧、大容量の電
圧制御が可能なため、安全で信頼性が高く、シかも、極
めて安価な電子部品で従来不可能であった大容量の電力
の制御が可能となるため、実用上の効果が大きい。

（７）大きな負荷容量に対して小さな自己容量の磁気制
御形電圧ｗ１４整器と小電力の制御回路の採用を可能と
して、エネルギー損失を最小としたため、大幅な高効率
化が図れる。

１２ｉ面の＋＋’ｏ　ｌｉ’な説明

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明による省電力制御装置の望ましい実施例
の結線図、第２図は第１図の磁気制御層電圧Ｘａ器の平
面図、第３図は第２図の電圧調整器の側面図、第４図は
第２図の電圧調整器の底面図、第５図は第２図のＶ−Ｖ
線の断面図、第６図は第１図の負荷検出回路の１例を示
す回路図、第７図は第６図の回路の波形図、第８図は第
１図の電流電圧波形図をそれぞれ示す。 ２４・・・・・・・・・磁気制御形量圧調整器２８・・
・・・・・・・直流励磁ＷＩＪＸ３０・・・・・・・・
・半導体スイッチ回路３２・・・・・・・・・負荷検出
回路 ３４・・・・・・・・・制御回路 特許出願人　アレックス電子工業株式会社尾４図 馬５図 本乙図 ／Ｆ）。 本７図 Ｏ 基８図 ス゛ノ　スノ　入ノ　＾ノ　λノ

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、（ａ）交流電源と誘導負荷との間に接続される出力
   巻線と、前記出力巻線の出力電圧を調整するための制御
   巻線を備えた磁気制御形電圧調整器と、（ｂ）前記制御
   巻線に直流励磁電流を供給する直流励磁電源と、（ｃ）
   前記制御巻線と前記直流励磁電源との間に接続され、前
   記制御巻線に供給される前記直流励磁電流を制御する半
   導体スイッチと、（ｄ）前記誘導負荷の負荷状態に対応
   した出力信号を発生する負荷検出回路と、（ｅ）前記出
   力信号に応答して、前記半導体スイッチの通流率を制御
   する制御回路と、を備えた誘導負荷用省電力制御装置。 ２、前記直流励磁電源が前記誘導負荷の入力側に接続さ
   れて前記誘導負荷の電流に依存した成分を取り出す変流
   器と、前記変流器に接続された整流器を備えたことを特
   徴とする特許請求の範囲第１項記載の誘導負荷用省電力
   制御装置。 ３、前記直流励磁電源が前記誘導負荷の入力側に接続さ
   れて前記出力電圧に依存した成分を取り出す交流リアク
   トルと、前記誘導負荷の電流に依存した成分を取り出す
   変流器と、両成分をベクトル合成した電流を整流して前
   記直流励磁電流となす整流器とを備えたことを特徴とす
   る特許請求の範囲第１項記載の誘導負荷用省電力制御装
   置。 ４、前記半導体スイッチが前記直流励磁電源の直流出力
   端子に接続されて、前記直流励磁電流の一部を前記半導
   体スイッチに分流させたことを特徴とする特許請求の範
   囲第１項または第２項記載の誘導負荷用省電力制御装置
   。 ５、前記半導体スイッチに並列に電流吸収回路が接続さ
   れたことを特徴とする特許請求の範囲第４項記載の誘導
   負荷用省電力制御装置。 ６、前記半導体スイッチに並列に電圧制限素子が接続さ
   れたことを特徴とする特許請求の範囲第５項記載の誘導
   負荷用省電力制御装置。 ７、前記負荷検出回路が負荷電圧と負荷電流の位相差を
   検出する位相差検出回路を備えたことを特徴とする特許
   請求の範囲第１項または第２項記載の誘導負荷用省電力
   制御装置。 ８、前記制御回路が前記出力信号に応答したパルス巾の
   出力パルスを発生する増幅器と、前記増幅器の出力に応
   答して前記半導体スイッチの通流率を制御するトランジ
   スタとを備えたことを特徴とする特許請求の範囲第１項
   または第２項記載の誘導負荷用省電力制御装置。 ９、前記磁気制御形電圧調整器が第１直列巻線と、この
   第１直列巻線に直列接続された分路巻線と、この分路巻
   線とは異なる極性で前記分路巻線に直列接続された第２
   直列巻線とを有する第１可飽和鉄心を備えた主磁束ルー
   プ路と、前記分路巻線と前記第２直列巻線との間に配置
   されて前記主磁束ループ路の一部をバイパスさせるため
   のエアギャップを備えた少くとも１つの磁気分路鉄心と
   、前記磁気分路鉄心と前記第２直列巻線との間の前記第
   １可飽和鉄心の一部に磁気的に結合された第２可飽和鉄
   心からなる補助磁束ループ路とを備え、前記制御巻線が
   前記第２可飽和鉄心を介して前記第１可飽和鉄心の前記
   一部を磁気飽和させて前記第１直列巻線と前記分路巻線
   の磁束を前記磁気分路鉄心にシフトさせることを特徴と
   する特許請求の範囲第１項または第２項記載の誘導負荷
   用省電力制御装置。 １０、前記第１可飽和鉄心がセンター・レッグとアウタ
   ー・レッグを有する第１巻鉄心を備え、前記補助磁束ル
   ープ路が前記センター・レッグ上に前記第２直列巻線と
   前記制御巻線を囲むように配置された第２巻鉄心とを備
   え、前記センター・レッグが前記第１巻鉄心の外方に延
   びる延長部を備え、前記制御巻線が前記延長部に巻装さ
   れたことを特徴とする特許請求の範囲第９項記載の誘導
   負荷用省電力制御装置。 １１、前記第１巻鉄心と前記センター・レッグとを固定
   する第１の固定具と、前記第２巻鉄心と前記センター・
   レッグとを固定する第２の固定具とをさらに備えたこと
   を特徴とする特許請求の範囲第１０項記載の誘導負荷用
   省電力制御装置。 １２、前記センター・レッグの一方の側に前記第１巻鉄
   心が配置され、前記センター・レッグの他方側に前記第
   ２巻鉄心が配置されたことを特徴とする特許請求の範囲
   第１０項ないし第１１項記載の誘導負荷用省電力制御装
   置。 １３、前記第１直列巻線および前記分路巻線と、前記第
   ２直列巻線と、前記制御巻線とがほぼ同一平面内に配置
   されたことを特徴とする特許請求の範囲第１２項記載の
   誘導負荷用省電力制御装置。